DE19856850C2 - Hochspannungs-Ausgangsklemmschaltkreis für Anwendungen mit Niederspannungs-Differenzausschlag im Fall der Überlastung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Transistortreiberschal­ tungen, insbesondere einen Hochspannungs-Klemmschaltkreis für Anwendungen mit Niederspannungs-Differenzausschlag im Fall der Überlastung.

Der ständige Bedarf, mehr Informationen schneller zu übertra­ gen, begleitet von Steigerungen in der Datenverarbeitungsfä­ higkeit, macht den Übergang zu Datentransferraten notwendig, die bedeutend höher sind, als die vor kurzem möglichen Daten­ transferraten. Als Konsequenz wurde ein als "100 Basis-T" be­ kanntes Protokoll entwickelt, um den IEEE-Standard 802.3 zur Aufnahme von Daten zu erweitern, die sich bei einer effektiven Übertragungsrate von 100 Mbps (Megabyte pro Sekunde) durch ein Twisted-Pair-Kabel bewegen. Bei dem 100 Basis-T-Protokoll wer­ den bestimmte Kontrollbits in die Daten eingearbeitet, bevor es auf ein Twisted-Pair-Kabel gegeben wird. Im Ergebnis bewe­ gen sich die Daten und die Kontrollsignale durch ein Twisted- Pair-Kabel tatsächlich mit 125 Mbps.

Eine Art der Datenübertragung ist die Differenzdatenübertra­ gung, bei der die Differenz der Spannungsniveaus zwischen zwei Signalleitungen das übertragene Signal bildet. Die Differenz­ datenübertragung wird im allgemeinen für große Entfernungen bei Datentransferraten genutzt, die größer als 100 Mbps sind. Rauschsignale verschieben die Grundniveauspannung und erschei­ nen als gemeinsame Betriebsspannungen. Deshalb sind die Stö­ reffekte des Rauschens wesentlich vermindert.

Um derartige Datenübertragungen zu standardisieren, sind ver­ schiedene Standards verbreitet worden. Ein Beispiel für einen solchen Standard ist der empfohlene Standard 422 (RS422), wel­ cher durch die Elektronics Industry of America (EIA) definiert ist. Dieser Standard erlaubt Datenraten von bis zu 10 Millio­ nen Baud auf einem verdrillten Signalleitungspaar (Twisted- Pair). Die Treiberschaltkreise bringen Signale auf die Leitungen. Diese Treiberschaltkreise müssen in der Lage sein, ein minimales Differenzsignal im Bereich von zwei bis drei Volt auf der Twisted-Pair-Leitung zu übertragen, welche typischer­ weise einen 100 Ohm Abschlußwiderstand aufweist.

Im Zusammenhang mit RS422 besteht das Problem, daß die Twi­ sted-Pair-Leitung oft als ein Bus genutzt wird, an welchem Mehrfachtreiberschaltkreise, die Signalquellen, angeschlossen sind. Bei einer Art herkömmlicher Schaltkreise kann zu jeder Zeit nur ein Treiber Daten übermitteln, wenn Mehrfachtreiber an einen gemeinsamen Bus angeschlossen sind. Die verbleibenden Treiber sollten in einem Zustand hoher Impedanz sein, um den Bus nicht zu belasten. Da große positive und negative Gleichtaktsignale an den mit einem Bussystem verbundenen Trei­ berausgängen auftreten können, ist die Aufrechterhaltung einer hohen Impedanz über einen weiten allgemeinen Betriebsspan­ nungsbereich wünschenswert, unabhängig davon, ob der Treiber mit Spannung versorgt ist oder nicht.

Die Europäische Patentanmeldung EP 0788059 A1 offenbart eine LVDS Treiberschaltung zur Bereitstellung einer Differenzspan­ nung, deren beiden Treibertransistorenpaare von einem Puffer­ schaltkreis gesteuert werden.

Ein Beispiel für einen herkömmlichen Niederpannungs-Diffe­ renzausschlag (LVDS)-Treiberschaltkreis 100 ist in Fig. 1 dargestellt. Die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgangssi­ gnalen OUT+, OUT- an den Ausgangsterminals 103, 105 bilden das Paar Differenzsignale. Ein Paar Differenzsignale bedeutet zwei Signale, deren Stromwellenformen nicht in Phase miteinander sind. Die einzelnen Signale eines Paares Differenzsignale sind mit Referenzsymbolen gekennzeichnet, die mit "+"- bzw. "-"- Zeichen enden, beispielsweise S+ und S-. Das zusammengesetzte Zeichen "+/-" wird benutzt, um beide Differenzsignale mittels eines einzelnen Referenzsymbols zu bezeichnen, z. B. S+/-.

Der LVDS-Treiberschaltkreis 100 umfaßt eine an die Spannungs­ versorgung VDD gekoppelte Gleichstrom (DC)-Konstantstromquelle I1, vier N-Kanal-Metalloxidhalbleiter (NMOS)-Schalter M11-M14, und einen zwischen dem gemeinsamen Knoten COM und der Span­ nungsversorgung VSS gekoppelten Widerstand R1. Die vier Tran­ sistorschalter M11-M14 werden mit Hilfe der Eingangsspannungs­ signale VIN1, VIN2 und mit Hilfe des Gleichstromes durch den Lastwiderstand Rt gemäß den Pfeilen A und B gesteuert. Die Eingangsspannungssignale VIN1, VIN2 sind typischerweise Ni­ veau-zu-Niveau-Spannungsausschläge.

Die Gates der NMOS-Schalter M11 und M14 sind verbunden, um das Eingangsspannungssignal VIN1 zu empfangen. Entsprechend sind die Gates der NMOS-Schalter M12 und M13 verbunden, um das Ein­ gangsspannungssignal VIN2 zu empfangen.

Im folgenden wird der Betrieb des LVDS-Treiberschaltkreises 100 erklärt. Zwei der vier NMOS-Schalter M11-M14 werden ge­ meinsam angeschaltet, um den Strom von der Stromquelle I1 so zu steuern, daß eine Spannung über der Ohmschen Last Rt er­ zeugt wird. Um den Strom durch die Ohmsche Last Rt in die mit­ tels des Pfeiles A angezeigte Richtung zu lenken, geht das Eingangssignal VIN2 auf "High" (hoch), so daß die NMOS- Schalter M11 und M12 auf "ON" (ein) geschaltet werden. Wenn das Eingangssignal VIN2 auf "High" geht, geht, das Eingangs­ signal VIN1 auf "Low" (niedrig), um die NMOS-Schalter M11 und M14 während einer Zeit auf "OFF" (aus) zu halten, in der die NMOS-Schalter M12 und M13 auf "ON" sind. Im umgekehrten Fall geht das Eingangssignal VIN1 auf "High" und wird an die Transistorschalter M11 und M14 angelegt, um diese leitend zu ma­ chen, so daß der Strom durch die Ohmsche Last Rt in Richtung des Pfeiles B fließt. Das Eingangssignal VIN2 geht auf "Low", um die NMOS-Schalter M12 und M13 in dieser Zeit in "OFF" zu halten. Im Ergebnis ist ein voller Differenzausgangsspannungs­ ausschlag erreicht.

Der Differenz-LVDS-Treiberschaltkreis 100 arbeitet gut, solan­ ge der Ausgangsspannungsausschlag innerhalb des erlaubten all­ gemeinen Betriebsspannungsbereiches, gewöhnlich einige Volt, liegt. Der LVDS-Treiberschaltkreis 100 kann im allgemeinen nur über einen endlichen Lastspannungsbereich Strom an die Ohmsche Last Rt liefern. Der Ausgangsspannungsbereich, über welchen der LVDS-Treiberschaltkreis 100 funktionsgerecht arbeitet, ist als dessen Ausgangs-Compliance bekannt.

Es tritt oft das Problem übermäßiger Ströme durch den LVDS- Treiberschaltkreis 100 auf, wenn mehrere LVDS-Treiberschalt­ kreise 100 mit einem Bus, insbesondere einem Backplan-Bus (Rückplatinenbus) verbunden sind. Die Ausgangshochspannung VOH ist die Spannung an dem Ausgang einer der Ausgangs­ transistoren M11 oder M13. Diese Ausgangshochspannung VOH je­ des LVDS-Treiberschaltkreises 100 hängt von dem Strom ab, mit welchem die Ohmsche Last Rt beliefert wird. Wenn jeder der mehreren LVDS-Treiberschaltkreise 100 versucht, zur gleichen Zeit über den Bus zu kommunizieren, erzeugt die Differenzspan­ nung einen Gleichstrom durch die LVDS-Treiberschaltkreise 100. Dieser Gleichstrom gelangt weiter zu dem Bus, welcher an der Ohmschen Last Rt endet. Im Ergebnis erhöht sich die Ausgangs­ hochspannung VOH, bis schließlich jeder der LVDS- Treiberschaltkreise 100 aus der Spannungsausgangs-Compliance herausgedrückt wird, was den Stromfluß zur Ohmschen Last Rt praktisch stoppt.

Typischerweise gibt es eine durch das Bauelement bedingte Grenze für die Spannungsausgangs-Compliance. Beispielsweise sollte die Ausgangshochspannung VOH jedes Treibers 2,4 Volt nicht überschreiten. Übersteigt die Ausgangshochspannung VOH jedes Treibers 2,4 Volt, so wird der übermäßige Strom an den Backplane-Bus gegeben. Im Ergebnis kann das Gerät selbstzer­ störend wirken und weist eine geringe Zuverlässigkeit auf.

Ein anderer Nachteil des LVDS-Treiberschaltkreises 100 ist ei­ ne nicht angepaßte Ausgangsimpedanz. Die DC-Konstantstromquel­ le I1 im oberen Bereich des LVDS-Treiberschaltkreises 100 hat eine hohe Ausgangsimpedanz. Im Gegensatz dazu hat der typi­ scherweise einen kleinen Wert aufweisende Widerstand R1 im un­ teren Bereich des LVDS-Treiberschaltkreises 100 eine niedrige Impedanz. Diese nicht angepaßte Impedanz verursacht eine Nicht-Anpassung der Anstiegs- und Abklingzeit des LVDS-Trei­ berschaltkreises 100, welche ihrerseits eine Reflexion der Spannung auf dem Bus verursacht, so daß unerwünschtes Rauschen erzeugt wird, beispielsweise elektromagnetische Interferenz (EMI) bei der Gleichtaktspannung.

Ein weiterer Nachteil ist die langsame Anstiegszeit, welche die Schaltgeschwindigkeit des Treiberschaltkreises 100 redu­ ziert. Wenn einer der Ausgangstransistoren M11, M13 auf "ON" geschaltet ist, reagiert der Kollektorstrom langsam, da die DC-Stromquelle I1 eine hohe Ausgangsimpedanz hat. Deshalb tritt beispielsweise eine deutliche Verzögerung in der Zeit auf, die der Kollektor des Transistors M13 benötigt, um durch die Stromquelle I1 zur Spannungsversorgung VDD angehoben zu werden, wenn der Transistor M13 auf "ON" geschaltet ist. Diese Verzögerung ist das Ergebnis der hohen Ausgangsimpedanz der DC-Stromquelle I1.

Deshalb besteht ein Bedarf an einem LVDS-Treiberschaltkreis, welcher den Ausgangsstrom begrenzt, eine Nicht-Anpassung der Impedanz eliminiert und die Anstiegszeit vermindert, so daß er für Hochgeschwindigkeitsbetrieb nützlich ist.

Ein LVDS-Treiberschaltkreis, mit dem der Ausgangsstrom be­ grenzbar ist, die Nicht-Anpassung der Impedanz eliminierbar ist und die Anstiegszeit verminderbar ist, umfaßt eine kon­ stante Gleichstrom (DC)-Quelle, einen Stromlenkschaltkreis mit vier spannungsgesteuerten Schaltern und einen Klemmschalt­ kreis. Der Klemmschaltkreis umfaßt einen Nebenschlußtransistor und einen Spannungsfolger.

Die vier Schalter werden mittels zweier Spannungssignale be­ trieben, welche zwischen den Spannungsniveaus "High" (etwa 5 Volt oder Spannungsversorgung) und "Low" (etwa - 5 Volt oder Erdpotential) wechseln. Wenn das erste Spannungssignal auf "High" geht, werden zwei der vier Schalter über einen Lastwi­ derstand an den Gleichstrom von der Konstantstromquelle ge­ schaltet, wobei der Lastwiderstand die Spannung am ersten Aus­ gangsknoten auf "Low" und die Spannung am zweiten Ausgangs­ knoten auf "High" bringt. Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung negativ.

Umgekehrt schalten die ersten zwei Schalter aus und die ande­ ren zwei Schalter ein, wenn das andere Spannungssignal auf "High" ist. Deshalb wird die Spannung am ersten Ausgangsknoten auf "High" gebracht und die Spannung an dem zweiten Ausgangs­ knoten auf "Low" gebracht. Im Ergebnis ist die Aus­ gangsspannung positiv. Dieses ist die hohe Ausgangsspannung oder Ausgangshochspannung.

Ein Steuerknoten ist mit dem Spannungsfolger und dem Ab­ lenkschaltkreis verbunden, und er ist zwischen dem Stromlenk­ schaltkreis und der konstanten Stromquelle gekoppelt. Die Spannung an dem Steuerknoten schließt das Ausgangshochspan­ nungsniveau des Ausgangssignals ein.

Der Spannungsfolger vergleicht das Spannungsniveau am Steuer­ knoten mit einem Referenzsignalwert. Wenn das Spannungsniveau am Steuerknoten den Referenzsignalwert übersteigt, lenkt der Nebenschlußschaltkreis den übermäßigen Treiberstrom der kon­ stanten Gleichstromquelle in eine Richtung weg von dem ersten und zweiten Ausgangsknoten. Hierdurch ist verhindert, daß der übermäßige Treiberstrom den ersten und zweiten Ausgangsknoten erreicht und daß die Compliance des LVDS-Treiberschaltkreises nicht ausreicht.

Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung können der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung und den zugehörigen Zeichnungen entnommen werden.

Fig. 1 zeigt einen herkömmlichen Niederspannungs-Diffe­ renzausschlagsschaltkreis.

Fig. 2 zeigt einen erfindungsgemäßen Niedergspannungs-Dif­ ferenzausschlagsschaltkreis.

Für gleiche oder ähnliche Teile werden gleiche Bezugszeichen in den Figuren und in der Beschreibung der bevorzugten Ausfüh­ rungen verwendet.

In Fig. 2 ist eine beispielhafte Ausführung eines erfindungs­ gemäßen geklemmter Hochspannungs-LVDS-Treiberschaltkreises 200 dargestellt. Der LVDS-Treiberschaltkreis 200 umfaßt eine kon­ stante Gleichstrom (DC)-Stromquelle I2, welche zwischen der Spannungsversorgung VDD und einem Spannungssteuerknoten VCTL gekoppelt ist, sowie einen Widerstand R21, welcher zwischen dem Spannungssteuerknoten VCTL und einem Knoten N2 gekoppelt ist.

Der LVDS-Treiberschaltkreis 200 umfaßt weiterhin einen Strom­ lenkschaltkreis 201, welcher eine modifizierte typische H- Brücken-Schaltkreis-Konfiguration aufweist. Ein Lastsegment LO erstreckt sich horizontal und weist eine Ohmsche Last RL auf. Dieses Lastsegment ist zwischen Endknoten 203, 205 gekoppelt. Das vertikale Segment V1 erstreckt sich zwischen dem linken Endknoten 203 und dem Knoten N2. Das vertikale Segment V2 er­ streckt sich zwischen dem rechten Endknoten 205 und dem Knoten N2. Das Vertikalsegment V3 ist zwischen dem linken Endknoten 203 und dem gemeinsamen Knoten COM verbunden. Das Vertikalseg­ ment V4 erstreckt sich zwischen dem rechten Endknoten 205 und dem gemeinsamen Knoten COM. Zwischen dem gemeinsamen Knoten COM und der Spannungsversorgung VSS ist ein Widerstand R22 ge­ koppelt. Die für die Segmente des modifizierten H-Brücken- Schaltkreises 200 verwendeten Bezeichnungen "vertikale" und "horizontale" Orientierung haben ausschließlich beschrei­ benden Charakter und bezeichnen nicht notwendigerweise das tatsächliche Layout auf dem Schaltkreis 200. Jedes der verti­ kalen Segmente V1, V2, V3, V4 weist einen entsprechen NMOS- Schalter M21, M22, M23, M24 auf.

Die Schalter M21-M24 werden von Spannungseingangssignalen VIN1, VIN2 gesteuert. Diese Spannungseingangssignale VIN1, VIN2 sind Werte zwischen Spannungsniveaus, so daß das Signal entweder "High" oder "Low" ist. Im Betriebszustand sind diese Spannungssignale VIN1, VIN2 an die Gatter der Transistoren M21-M24 angelegt, um den Strom aus der Stromquelle I2 durch den Lastwiderstand RL entsprechend der Pfeile A und B zu rich­ ten. Der Begriff "Gate" in der hier benutzten Form umfaßt jede Form von Steueranschluß für die Veränderung des Schalt­ zustandes eines Bauelementes. Als solcher soll der Begriff "Gate" beispielsweise synonym für die "Basis" eines Bipolar- Transistors sein.

Um den Strom von der Stromquelle I2 durch den Lastwiderstand RL in Richtung des Pfeiles A zu lenken, wird ein hohes Span­ nungsniveau des Spannungssignals VIN1 an die MOS-Schalter M21 und M24 angelegt, so daß diese Schalter eingeschaltet werden, während ein niedriges Spannungsniveau des Spannungssignals VIN2 an die MOS-Schalter M22 und M23 angelegt wird, um diese Schalter während dieser Zeit ausgeschalet zu halten. Wenn der Stromlenkschaltkreis 201 den Strom in diese Richtung lenkt, wird die Spannung an dem Ausgangsknoten 205 auf "Low" und die Spannung an dem Ausgangsknoten 203 auf "High" gebracht. Da der Ausgangstransistor M21 auf "ON" ist, ist die Spannung am Aus­ gangsknoten 203 die Ausgangshochspannung VOH und ist die Span­ nung am Ausgangsknoten 205 die Ausgangsniedrigspannung VOL.

Um den Gleichstrom umgekehrt in Richtung des Pfeiles B durch die Ohmsche Last RL zu richten, wird ein hohes Spannungsniveau des Spannungssignals VIN2 an die MOS-Schalter M22 und M23 an­ gelegt, um diese leitend zu machen, wobei die anderen Schalter M21 und M24 während dieser Zeit ausgeschaltet bleiben. Wenn der Stromlenkschaltkreis 201 den Strom in diese Richtung lenkt, wird die Spannung am Ausgangsknoten 205 auf "High" ge­ bracht und wird die Spannung am Ausgangsknoten 203 auf "Low" gebracht. Deshalb ist die Spannung am Ausgangsknoten 205 gleich der Ausgangshochspannung VOH und die Spannung am Aus­ gangsknoten 203 gleich der Ausgangsniedrigspannung VOL, da der Ausgangstransistor M23 in "ON" ist.

Der LVDS-Treiberschaltkreis 200 umfaßt weiterhin einen Klemm­ schaltkreis 207, welcher einen zwischen dem Spannungssteuer­ knoten VCTL und der Spannungsversorgung VSS gekoppelten Neben­ schluß-Transistorschaltkreis M25 und einen an den Nebenschluß- Transistorschaltkreis M25 gekoppelten Operationsverstärker OPAMP aufweist. Der Operationsverstärker OPAMP arbeitet als ein Spannungsfolgeschaltkreis, der auf die Stromquelle I2 folgt, um die Steuerung des Ausgangs der Stromquelle I2 mit­ tels einer Referenzspannung VREF zu ermöglichen, wobei die Re­ ferenzspannung eine intern erzeugte Spannung ist. Die Refe­ renzspannung VREF ist der Eingang in den nicht invertierenden Eingangsterminal des Operationsverstärkers OPAMP. Die Span­ nung am Spannungssteuerknoten VCTL ist der Eingang in den invertierenden Eingangsterminal des Operationsverstärkers OPAMP. Der Operationsverstärker OPAMP prüft die Differenz zwischen den an seinen zwei Eingangsterminals angelegten Spannungen, der Referenzspannung VREF und der Spannung am Steuerknoten VCTL. In der beispielhaften Ausführung ist die Spannung am Steuerknoten VCTL gleich der Ausgangshochspannung VOH plus der Spannung über dem Widerstand R21 hinsichtlich der Spannungs­ versorgung VSS, und plus der Drain-Source-Spannung (vDS) des Ausgangstransistors M21 oder M22, je nachdem, welcher Ausgang­ stransistor M21, M22 aktiv ist.

Der Nebenschlußtransistor M25 ist an den Ausgang des Opera­ tionsverstärkers OPAMP gekoppelt, so daß beide zusammen einen Rückkopplungsmechanismus liefern, welcher es dem Nebenschluß­ transistor M25 erlaubt, zusätzliche Ströme von der Stromquelle I2 (ISHUNT) zu absorbieren, wenn eine Überlast auftritt. Somit nimmt der Nebenschlußtransistor den Überschußstrom von der Stromquelle I2 auf, um zu verhindern, daß dieser die Ausgangs­ last RL erreicht, wenn der Operationsverstärker OPAMP be­ stimmt, daß die Spannung an dem Spannungssteuerknoten VCTL das Referenzspannungsniveau VREF erreicht. Deshalb übersteigt die Ausgangshochspannung VOH des Treiberschaltkreises 200 nicht die Referenzspannung VREF. Durch das Sperren der Ausgangshoch­ spannung VOH mittels der Referenzspannung VREF ist verhindert, daß die Ausgangs-Compliance des LVDS-Treiberschaltkreises 200 nicht ausreicht.

Im Betrieb können mehrere LVDS-Treiberschaltkreise 200 die Ohmsche Last RL mit Strom versorgen. Je mehr Strom an die Ohm­ sche Last RL geliefert wird, umso mehr steigt die Ausgangshochspannung VOH, welche seinerseits eine Erhöhung am Span­ nungssteuerknoten VCTL verursacht. Wenn der Operationsverstär­ ker OPAMP erkennt, daß die Spannung an dem Spannungsknoten VCTL die Referenzspannung VREF erreicht, wird der von der Stromquelle gelieferte und für die Ohmsche Last bestimmte Überschußstrom stattdessen durch den Nebenflußtransistor M25 geleitet. Deshalb leitet der Nebenschlußtransistor M25 mehr Strom, wenn die Spannung am Spannungssteuerknoten VCTL steigt. Mittels des gegebenen Nebenschlußweges leitet der Transistor M25 den Überschußstrom eher als er es erlaubt, daß der Über­ schußstrom durch die Transistoren M1, M3 geleitet wird. Hier­ durch wird die Compliance der Ausgangshochspannung VOH erhal­ ten.

Es wird das folgende Beispiel betrachtet, bei dem die Anforde­ rungen an die Spannungs-Compliance eine Ausgangshochspannung von 2,4 Volt verlangen, bei dem die Spannungsversorgung VDD 3,3 Volt beträgt und bei dem die konstante DC-Stromquelle ei­ nen Strom von 10 mA liefert. Bei diesem Beispiel haben die Wi­ derstände R21 und R22 einen Wert von etwa 100 Ohm. In diesem Beispiel ist das Referenzpotential für die Spannung die Span­ nungsversorgung VSS, zum Beispiel die Schaltkreis-erdung. Lie­ fert nur ein Treiberschaltkreis einen 10 mA-Strom an eine Ohm­ sche Last RL von 27 Ohm, so beträgt die Ausgangshochspannung VOH 270 mVolt. Dieses ist kein Problem, da es deutlich unter­ halb der Anforderungen für die Spannungs-Compliance von 2,4 Volt liegt. Wenn jedoch 20 verschiedene Treiberschaltkreise versuchen, denselben Bus zu treiben und jeder dieser Treiber­ schaltkreise einen Strom von 10 mA an die Ohmsche Last RL von 27 Ohm liefert, so können bei herkömmlichen Schaltkreisen, beispielweise bei dem LVDS-Treiberschaltkreis 100 Probleme auftreten. Da 20 Treiberschaltkreise multipliziert mit 10 mA von jeder Stromquelle und multipliziert mit 27 Ohm des Lastwi­ derstandes 5,4 Volt ergeben, ist diese Spannung tatsächlich größer als die Spannungsversorgung VDD. Eine so große Aus­ gangshochspannung VOH kann den LVDS-Treiberschaltkreis 100 be­ schädigen.

Ein solches Problem kann verhindert werden, wenn die 20 Trei­ berschaltkreise eine Konfiguration gemäß des LVDS-Treiber­ schaltkreises 200 aufweisen. In diesem Fall wird die Referenz­ spannung VREF auf 2,4 Volt gesetzt. Wenn die mehreren Treiber­ schaltkreise im Betriebszustand Strom an die Ohmsche Last RL liefern, steigt die Ausgangshochspannung VOH. Wenn jedoch die Spannung am Spannungssteuerknoten VCTL die Referenzspannung von 2,4 Volt übersteigt, wird der für die Ohmsche Last RL be­ stimmte Strom von der Stromquelle I2 durch den Nebenschluß­ transistor M25 geleitet. Aufgrund des mittels des Nebenschluß­ transistors M25 gegebenen Stromüberlast-schutzes übersteigt die Ausgangshochspannung VOH die Referenzspannung VREF von 2,4 Volt nicht. Deshalb reicht die Compliance der LVDS-Treiber­ schaltkreise 200 aus.

Durch Vorsehen einer ausgeglichenen Ausgangsimpedanz löst der LVDS-Treiberschaltkreis 200 weiterhin das Problem der Nicht- Anpassung, welches bei herkömmlichen LVDS-Treiberschaltkreisen 100 auftritt. Obwohl die Stromquelle I2 eine hohe Ausgangsim­ pedanz hat, hat der Operationsverstärker OPAMP im oberen Be­ reich des LVDS-Treiberschaltkreises 200 eine geringe Ausgangs­ impedanz, weil er als eine Spannungsquelle arbeitet. Die Ausgangsspannung am Spannungssteuerknoten VCTL folgt der Ein­ gangsreferenzspannung VREF, weil die Referenzspannung VREF in den nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operations­ verstärkers OPAMP eingegeben wird und die Spannung am Span­ nungssteuerknoten VCTL in den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OPAMP eingegeben wird. Im Ergebnis erscheint der Referenzspannungseingangswert VREF des Opera­ tionsverstärkers OPAMP am Spannungssteuerknoten VCTL. Hier­ durch arbeitet der Operationsverstärker OPAMP als eine Span­ nungsquelle. Spannungsquellen haben typischerweise eine gerin­ ge Ausgangsimpedanz.

Der Widerstand R22 im unteren Bereich des LVDS-Treiberschalt­ kreises 200 weist eine geringe Impedanz auf. Betrachtet man die Ausgangsimpedanz des LVDS-Treiberschaltkreises 200, so ist die Ausgangsimpedanz der Spannungsfolgeschaltung OPAMP, d. h. des Nebenschlußtransistors M25 und des Widerstandes R21, im wesentlichen gleich zu der des Widerstandes R22.

Da der LVDS-Treiberschaltkreis 200 eine besser ausgeglichene Ausgangsimpedanz aufweist, sind die Anstiegs- und Abfallzeit des LVDS-Treiberschaltkreises 200 besser angeglichen, und die gemeinsame Betriebsspannung VCM bleibt im wesentlichen flach, wenn die Schalttransistoren M21-M24 den Schaltübergang ausfüh­ ren.

Claims (12)

1. Vorrichtung mit einem Stromtreiberschaltkreis zur Bereit­ stellung eines Differenzsignals für einen externen Schaltkreis, wobei der Stromtreiberschaltkreis folgende Merkmale aufweist:

• - eine für die Erzeugung eines ersten Treiberstromes konfigurierte Stromquelle (I2);
• - erste und zweite Ausgangsknoten (203, 205), die so konfiguriert sind, daß sie an den externen Schalt­ kreis gekoppelt werden können und daß zweite und dritte Treiberströme transportiert werden können;
• - einen zwischen der Stromquelle (I2) und dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) gekoppelten Stromlenkschaltkreis (201), der so konfiguriert ist, daß erste und zweite Eingangssignale (VIN1, VIN2) empfangen werden können und daß in Übereinstimmung damit der erste Treiberstrom in eine erste und zwei­ te Richtung (A, B) gerichtet werden kann, um den zweiten und dritten Treiberstrom vorzusehen, wobei der zweite und dritte Treiberstrom zusammen ein Dif­ ferenzausgangssignal an dem ersten und zweiten Aus­ gangsknoten bilden;
• - einen mit der Stromquelle (I2) und dem Stromlenk­ schaltkreis (201) verbundenen Steuerknoten (VCTL), der so konfiguriert ist, daß ein Steuersignal emp­ fangen werden kann, dessen Wert sich in bezug auf das Differenzausgangssignal ändert; und
• - einen an den Steuerknoten (VCTL) gekoppelten Klemm­ schaltkreis (207), der so konfiguriert ist, daß der Wert des Steuersignals mit einem Referenzsignalwert (VREF) verglichen werden kann, und daß in Überein­ stimmung damit ein Teil des ersten Treiberstromes von dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) weggelenkt werden kann, wenn der Wert des Steuersi­ gnals den Referenzsignalwert (VREF) übersteigt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Teil des ersten Treiberstromes proportional zur Differenz zwischen dem Wert des Steuersignals und dem Referenzsignalwert (VREF) ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Klemm­ schaltkreis (207) einen Nebenschlußschaltkreis und einen Operationsverstärker (OPAMP) aufweist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der Operationsverstär­ ker (OPAMP) mit dem Steuerknoten (VCTL) verbunden ist und der Nebenschlußschaltkreis zwischen dem Operations­ verstärker (OPAMP) und dem Steuerknoten (VCTL) gekoppelt ist, wobei der Operationsverstärker (OPAMP) so konfigu­ riert ist, daß der Wert des Steuersignals mit dem Refe­ renzsignalwert (VREF) verglichen werden kann, und wobei der Nebenschlußschaltkreis so konfiguriert ist, daß der Teil des ersten Treiberstromes von dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) weggelenkt werden kann, wenn der Wert des Steuersignals den Referenzsignalwert (VREF) übersteigt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Nebenschlußschalt­ kreis einen N-Kanal-Metalloxidhalbleiter (MOS)-Transistor (M25) mit einem Kollektor, einem Gate und einem Emitter aufweist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Operationsverstärker (OPAMP) ei­ nen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Aus­ gang aufweist, wobei der erste Eingang so konfiguriert ist, daß der Referenzsignalwert (VREF) empfangen werden kann, wobei der zweite Eingang mit den Steuerknoten (VCTL) und dem Kollektor des MOS-Transistors (M25) ver­ bunden ist, und wobei der Ausgang mit dem Gate des MOS- Transistors (M25) verbunden ist.

7. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß der externe Schaltkreis einen zwischen dem ersten und zweiten Aus­ gangsknoten (203, 205) gekoppelten Widerstandsschaltkreis aufweist, welcher so konfiguriert ist, daß der zweite und dritte Treiberstrom empfangen werden können und daß in Übereinstimmung damit das Differenzausgangssignal erzeugt werden kann.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der externe Schalt­ kreis eine Last enthält und der Stromtreiberschaltkreis folgende Merkmale aufweist:

• - einen ersten, zwischen der Stromquelle (I2) und dem ersten Ausgangsknoten (203) gekoppelten Stromquellen­ schaltkreis, der so konfiguriert ist, daß das erste Eingangssignal (VIN1) empfangen werden kann und daß in Übereinstimmung damit der erste Treiber­ strom zur Erzeugung des zweiten Treiberstroms ge­ speist werden kann;
• - einen zweiten, zwischen der Stromquelle (I2) und dem zweiten Ausgangsknoten (205) gekoppelten Stromquel­ lenschaltkreis, der so konfiguriert ist, daß das zweite Eingangssignal (VIN2) empfangen werden kann und daß in Übereinstimmung damit der erste Treiber­ strom zur Erzeugung des dritten Treiberstromes ge­ speist werden kann;
• - einen in dem Klemmschaltkreis (207) angeordneten Operationsverstärker (OPAMP), der so konfi­ guriert ist, daß ein Überschußsignal geliefert wird, wenn der Wert des Steuersignals den Referenz­ signalwert (VREF) übersteigt; und
• - einen zwischen dem Operationsverstärker (OPAMP) und dem Steuerknoten (VCTL) gekoppelten Nebenschluß­ schaltkreis, der so konfiguriert ist, daß das Über­ schußsignal in eine Richtung weg von dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) abgezweigt werden kann, so daß das Signalniveau des Differenzausgangs­ signals den Referenzsignalwert (VREF) nicht über­ steigt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Nebenschlußschaltkreis einen N- Kanal-Metalloxid-Halbleiter (MOS)-Transistor (M25) mit einem Kollektor, einem Gate und einem Emitter aufweist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Operationsverstärker (OPAMP) ei­ nen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Aus­ gang aufweist, wobei der erste Eingang den Referenzsi­ gnalwert (VREF) empfängt, wobei der zweite Eingang an den Steuerknoten (VCTL) und den Kollektor des MOS-Transistors (M25) gekoppelt ist, und wobei der Ausgang an das Gate des MOS-Transistors (M25) gekoppelt ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der externe Schaltkreis einen zwischen dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) gekoppelten Widerstandsschaltkreis umfaßt, wo­ bei der Widerstandsschaltkreis so konfiguriert ist, daß der zweite und dritte Treiberstrom empfangen werden können, und daß in Übereinstimmung damit das Diffe­ renzausgangssignal erzeugt werden kann.

12. Verfahren zum Klemmen eines Niederspannungs-Differenzaus­ schlagausganges mit folgenden Verfahrensschritten:

• - Empfangen eines Steuersignales durch einen Steuer­ knoten (VCTL) und Transportieren eines ersten Trei­ berstromes über den Steuerknoten (VCTL) in Überein­ stimmung damit;
• - Transportieren eines zweiten und eines dritten Trei­ berstromes über die an einen externen Schaltkreis gekoppelten ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205), wobei der zweite und dritte Treiberstrom zu­ sammen ein Differenzausgangssignal an dem ersten und zweiten Ausgangsknoten (203, 205) bilden, und wobei sich ein Wert des Steuersignals in bezug auf ein Si­ gnalniveau des Differenzausgangssignals ändert;
• - Vergleichen des Wertes des Steuersignals mit einem Referenzsignalwert (VREF); und
• - Abzweigen eines Teiles des ersten Treiberstromes in eine Richtung weg von dem ersten und zweiten Aus­ gangsknoten (203, 205), wenn der Wert des Differenz­ ausgangssignals den Referenzsignalwert (VREF) über­ steigt, wobei verhindert ist, daß der Teil des er­ sten Treiberstromes den ersten und zweiten Ausgangs­ knoten (203, 205) erreicht.