CN1805285B - 高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器 - Google Patents
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Abstract
一种高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器包含：一第一电流源，提供一工作电流；一开关单元，接收第一电流源所提供的工作电流，并根据一第一输入信号与一第二输入信号决定一输出电流在第一信号端与第二信号端的输出方向；一第二电流源，连接于开关单元与一低工作电源电压；一共模回授单元，根据开关单元的第一信号端与第二信号端的电压产生一共模控制信号；一共模阻抗单元，与第二电流源并联，并由共模控制信号控制电阻值；以及一补偿单元，与第二电流源并联，并用来补偿第一电流源因电源噪声所产生的电流变化。所以，第一电流源因为电源噪声所造成的电流变化可经由补偿单元流到低工作电压，而不会流经共模阻抗单元来影响共模准位。
Description
技术领域
本发明是关于低电压振幅差动信号驱动器，特别是关于高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器。
背景技术
图1为一般的低电压振幅差动信号(Low Voltage Differential Signal，以下简称LVDS)驱动器(Drive)。该LVDS驱动器可用于液晶屏幕的数据传输。由于该LVDS驱动器的电压振幅较小，因此传输的速度可以较快。如图1所示，该LVDS驱动器11包含电流源CS1与CS2、一开关单元111、共模回授单元112、以及晶体管MNR(共模阻抗单元)。电流源CS1与CS2的电流定义为I1与I2。开关单元111包含晶体管MP1、MP2、MN1与MN2。该开关单元111的晶体管MP1、MP2、MN1与MN2由输入信号IN、INB控制，用来决定输出电流Iout的方向。也就是说，当输入信号IN为高逻辑位准而输入信号INB为低逻辑位准时，晶体管MP2与MN1导通(ON)且同时晶体管MP1与MN2断路(OFF)，因此输出电流Iout为正，此时接收端12利用电阻R1接收到的信号为正；当输入信号IN为低逻辑位准而输入信号INB为高逻辑位准时，晶体管MP2与MN1断路且同时晶体管MP1与MN2导通，因此输出电流Iout为负，此时接收端12利用电阻R1接收到的信号为负。
另外，LVDS驱动器11还包含一共模回授(Common Mode Feedback，CMFB)单元112与一作为电阻的晶体管MNR来调整传输资料的共模电压(CommonMode Voltage)。若晶体管MNR的电阻值为Rc，则在节点(Node)a的电压Va为：
Va＝I*Rc
其中，I为电流源CS1与CS2的电流的差值，也就是I＝I1-I2。若接收端12的阻抗匹配电阻(impedance matched resistor)R1的电阻值为100欧姆(Ω)，则传输资料的共模电压为Va+I1*100/2。在图1的架构中，电流源CS1扮演着电源噪声抑制比(Power Supply Rejection Ration，以下简称PSRR)的重要角色。电流源CS1越理想，则该架构的PSRR越好。换言之，由于电流源CS1的非理想特性，电源噪声会影响传输资料的共模准位。该影响是通过寄生电容(parasitic capacitance)与信道长度调变(Vds/λ)所引起。从信道长度调变影响的观点而言，电流源CS1的电流变化量ΔI1正比于电源电压变化量(噪声)ΔVDD，也就是：
ΔI1＝ΔVDD*K1 …(1)
同理，由于信道长度调变影响，ΔVa正比于ΔI1，所以ΔVa也正比于ΔVDD，也就是：
ΔVa＝ΔVDD*K2 …(2)
因此，节点a的电压Va会受到电源电压VDD的影响，以致于共模准位也受到电源电压VDD的影响。
当然，有些已知技术可用来改善电流源CS1的特性，例如使用串接电流源(cascade current source)或选择信道(channel)较长的电流源。然而，对于深次微米(deep submicron)技术而言，串接电流源的电压运用空间(voltage headroom)被限制。而使用信道较长的电流源时则需要较大芯片面积且有些限制。当然，共模回授单元可以修正电源噪声的影响，但该修正并无法及时完成且受到共模回授单元的带宽(bandwidth)限制。
发明内容
有鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种利用补偿单元来消除电源噪声的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器。
为达成上述目的，本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器包含：一第一电流源，连接于一高工作电源电压，并提供一第一工作电流；一开关单元，具有一第一信号端与一第二信号端，并接收前述第一电流源所提供的第一工作电流，并根据一第一输入信号与一第二输入信号决定一输出电流在该第一信号端与该第二信号端的输出方向；一第二电流源，连接于前述开关单元与一低工作电源电压；一共模回授单元，根据前述开关单元的前述第一信号端与第二信号端的电压产生一共模控制信号；一共模阻抗单元，与前述第二电流源并联，并由前述共模控制信号控制电阻值；以及一补偿单元，与前述第二电流源并联，并用来补偿前述第一电流源因电源噪声所产生的电流变化。
其中前述开关单元又包含：一第一开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第一输入信号控制，该输入端连接于前述第一电流源；一第二开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第一输入信号控制，该输入端连接于前述第一开关的输出端并作为前述第一信号端，且该第二开关的动作与前述第一开关相反；一第三开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第二输入信号控制，该输入端连接于前述第一电流源；以及一第四开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第二输入信号控制，该输入端连接于前述第三开关的输出端并作为前述第二信号端，且该第四开关的动作与前述第三开关相反，且该第四开关的输出端与前述第二开关的输出端连接。
所以，第一电流源因为电源噪声所造成的电流变化可经由补偿单元流到低工作电压，而不会流经共模阻抗单元来影响共模准位。
附图说明
图1为一般的低电压振幅差动信号驱动器的架构图；
图2为本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的架构图的第一实施例；
图3显示一般低电压振幅差动信号驱动器的共模电压准位对于电源噪声抑制比的仿真结果；
图4显示本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的共模电压准位对于电源噪声抑制比的仿真结果；
图5为本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的架构图的第二实施例。
具体实施方式
以下参考图式详细说明本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器。
图2显示本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的架构图的第一实施例。如该图所示，本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器21除了包含电流源CS1与CS2、一开关单元111、一共模回授单元112与一共模回授阻抗(晶体管MNR)之外，还包含一补偿单元211来消除电源噪声对共模准位的影响。开关单元111包含晶体管MP1、MP2、MN1与MN2。补偿单元211与电流源CS2并联，藉以补偿因电源电压的变动造成电流源CS1的电流变化量。本实施例的补偿单元211包含一晶体管MNC与一电阻R2，该补偿晶体管MNC的闸极与汲极连接于前述第二电流源CS2的电流输入端，而该补偿电阻R2一端连接于前述补偿晶体管CS2的源极，另一端连接于低工作电源电压。本实施例的电流源CS1与CS2、开关单元111、共模回授单元112与晶体管MNR的架构与功能与已知相对组件的架构与功能相同，不再重复说明。
以下说明补偿单元211补偿因电源电压的变动造成电流源CS1的电流变化量的原理。首先根据上述说明可由式(1)ΔI1＝ΔVDD*K1与式(2)：ΔVa＝ΔVDD*K2中得知ΔI1及ΔVa与ΔVDD的关系。接着，将流过补偿单元211的晶体管MNC的电流定义为Ic，因此ΔIc正比于ΔVa，也就是：
ΔIc＝ΔVa*K3 …(3)
将式(2)ΔVa＝ΔVDD*K2带入式(3)后，可获得ΔIc与ΔVDD的关系，也就是：
ΔIc＝ΔVDD*K2*K3 …(4)
所以，比较式(1)与式(4)即可了解到，只要能符合K1＝K2*K3，则ΔIc即可等于ΔI1。所以，电流源CS1因为电源噪声所造成的ΔI1可经由补偿单元211流到第二工作电压(接地)VSS，而不会流经晶体管MNR来影响共模准位。
图3显示一般低电压振幅差动信号驱动器的共模电压准位对于电源噪声抑制比的仿真结果，其中横坐标为电源噪声的频率，纵坐标为共模电压准位的电源噪声抑制比(db)。图4显示本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的共模电压准位对于电源噪声抑制比的仿真结果，其中横坐标为电源噪声的频率，纵坐标为共模电压准位的电源噪声抑制比(db)。如图3所示，一般低电压振幅差动信号驱动器在电源噪声频率为低频时，其共模电压准位的电源噪声抑制比约在36db左右，但本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器在电源噪声频率为低频时，其共模电压准位的电源噪声抑制比可提升至大约71db左右。而一般低电压振幅差动信号驱动器在电源噪声频率在10～100MHz时，其共模电压准位的电源噪声抑制比约在1db左右，但本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器在电源噪声频率在10～100MHz时，其共模电压准位的电源噪声抑制比可提升至大约3db左右。因此，从该仿真结果可以证明本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器可提升电源噪声抑制比。
图5显示本发明高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器的架构图的第二实施例。如该图所示，高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器51与高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器21大致相同，其差异点是补偿单元511的晶体管MNC的闸极电压是由两个串联电阻R3与R4分压所产生，且串联电阻R3与R4是连接于高工作电源电压VDD与低工作电源电压即接地VSS。因此，补偿单元511的晶体管MNC的电流变化ΔIc会受到工作电压VDD的电压变化ΔVDD的影响而动态流过电流源CS1因为电源噪声所造成的ΔI1，其闸极接收前述分压信号，汲极连接于前述第二电流源的电流输入端。所以，电源噪声所造成的ΔI1不会流经晶体管MNR来影响共模准位。电阻R3与R4的电阻值只要能确保晶体管MNC工作在饱和区(saturation region)即可。
以上虽以实施例说明本发明，但并不因此限定本发明的范围，只要不脱离本发明的要旨，该行业者可进行各种变形或变更。
Claims (7)
1.一种高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于包含：
一第一电流源，连接于一高工作电源电压，并提供一第一工作电流；
一开关单元，具有一第一信号端与一第二信号端，并接收前述第一电流源所提供的第一工作电流，并根据一第一输入信号与一第二输入信号决定一输出电流在该第一信号端与该第二信号端的输出方向；
一第二电流源，连接于前述开关单元与一低工作电源电压；
一共模反馈单元，根据前述开关单元的前述第一信号端与第二信号端的电压产生一共模控制信号；
一共模阻抗单元，与前述第二电流源并联，并由前述共模控制信号控制电阻值；以及
一补偿单元，与前述第二电流源并联，并用来补偿前述第一电流源因电源噪声所产生的电流变化。
2.如权利要求1所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，
其特征在于，其中前述开关单元包含：
一第一开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第一输入信号控制，该第一开关的输入端连接于前述第一电流源；
一第二开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第一输入信号控制，该第二开关的输入端连接于前述第一开关的输出端并作为前述第一信号端，且该第二开关的动作与前述第一开关相反；
一第三开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第二输入信号控制，该第三开关的输入端连接于前述第一电流源；以及
一第四开关，具有一输入端与一输出端，并由前述第二输入信号控制，该第四开关的输入端连接于前述第三开关的输出端并作为前述第二信号端，且该第四开关的动作与前述第三开关相反，且该第四开关的输出端与前述第 二开关的输出端连接。
3.如权利要求1所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于，其中前述共模阻抗单元为一晶体管，该晶体管的栅极接收前述共模控制信号。
4.如权利要求1所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于，其中前述补偿单元包含：
一补偿晶体管，其栅极与漏极连接于前述第二电流源的电流输入端；以及
一补偿电阻，一端连接于前述补偿晶体管的源极，另一端连接于前述低工作电源电压。
5.如权利要求1所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于，其中前述补偿单元包含：
一串联分压电阻，其两端连接于前述高工作电源电压与前述低工作电源电压，并提供一分压信号；
一补偿晶体管，其栅极接收前述分压信号，漏极连接于前述第二电流源的电流输入端；以及
一补偿电阻，一端连接于前述补偿晶体管的源极，另一端连接于前述低工作电源电压。
6.如权利要求5所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于，其中前述串联分压电阻所产生的分压信号会使前述补偿晶体管工作在饱和区。
7.如权利要求4或5所述的高电源噪声抑制比的低电压振幅差动信号驱动器，其特征在于，其中若前述高工作电源电压为VDD，且前述第一电流源相对于前述高工作电源电压VDD的电流变化量ΔI1定义为ΔI1＝ΔVDD*K1，其 中，ΔI1是所述第一电流源的电流变化量，ΔVDD为高工作电源电压VDD的变化量，而K1是电流变化量与高工作电源电压变化量之间的正比系数，且前述第二电流源的输入端电压Va相对于前述高工作电源电压VDD的变化量ΔVa定义为ΔVa＝ΔVDD*K2，其中，K2为ΔVa与高工作电源电压变化量之间的正比系数，由于前述补偿电阻的电流变化量ΔI c正比于ΔVa，因此电流变化量ΔI c为ΔIc＝ΔVa*K3，其中，K3为补偿电阻的电流变化量与ΔVa之间的正比系数，只要K1与K2*K3相等，则前述补偿单元补偿前述第一电流源因电源噪声所产生的电流变化。
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