DE19739532C2

DE19739532C2 - Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung

Info

Publication number: DE19739532C2
Application number: DE19739532A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Tsugai
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-02-24
Filing date: 1997-09-09
Publication date: 1999-11-18
Anticipated expiration: 2017-09-10
Also published as: JP3262013B2; JPH10239196A; US5977803A; DE19739532A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Kapazitätsmeßschaltung eines mit Kapazitätsmessung arbeitenden Sensors, beispielsweise eines Drucksensors, eines Beschleunigungssensors oder eines Winkelgeschwindigkeitssensors, der bei Schwingungsmessungen, bei der Fahrzeugsteuerung und bei der Bewegungssteuerung verwendet wird.

Seit kurzem finden Trägheitssensoren besondere Beachtung, welche den Druck von Fluiden messen können, sowie den Druck, die Beschleunigung, oder die Winkelgeschwindigkeit, die auf bewegliche Objekte einwirken, und insbesondere derartige Trägheitssensoren, welche Mikrobearbeitungsverfahren der Halbleiterindustrie verwenden, und Meßsignale dadurch messen können, daß Änderungen des Kapazitätswertes eines Kondensators gemessen werden. Derartige Sensoren sind in der Hinsicht vorteilhaft, daß beispielsweise entsprechende Vorrichtungen kompakt ausgebildet sind, daß sie durch Massenproduktion hergestellt werden können, mit hoher Genauigkeit, und hoher Verläßlichkeit.

Fig. 13 zeigt als Schnittdarstellung einen typischen Belastungssensor, der mit Kapazitätsmessung arbeitet, und der unter Verwendung von Mikrobearbeitungsvorgängen für Halbleiter hergestellt wird. Dieser Sensor ist so aufgebaut, daß ein Silizium-Massenteil 1 über einen Träger 3 durch einen Ankerabschnitt 2 gehaltert wird. Feste Elektroden 4 und 5 werden oberhalb/unterhalb dieses Massenteils 1 auf Glas oder Silizium 6 ausgebildet. Das Massenteil 1 und die festen Elektroden 4, 5 bilden in Fig. 14 gezeigte Kondensatoren 7 und 8. Diese Kondensatoren 7 und 8 können ein Sensorelement 9 bilden.

Wenn eine durch Beschleunigung hervorgerufene Trägheitskraft auf das Massenteil 1 entlang der Richtung x einwirkt, wird das Massenteil 1 verschoben. Infolge dieser Verschiebung wird ein Kapazitätswert zwischen dem Massenteil 1 und den festen Elektroden 4, 5 erhöht (C + ΔC), und wird der andere Kapazitätswert zwischen diesen Teilen verringert (C - ΔC). Die Änderung der Kapazitätswerte wird in eine Ausgangsspannung umgewandelt.

Als Verfahren zur Umwandlung der Änderung der Kapazitätswerte in Reaktion auf die Verschiebung des Massenteils 1 in eine Ausgangsspannung ist beispielsweise ein Beispiel für eine Schnittstellenschaltung zur Verwendung einer geschalteten Kondensatorschaltung in einer Veröffentlichung von H. Leuthold und F. Rudolf "An Asic for High-resolution Capacitive Microaccelerometers", Sensors and Actuators, A21-A23, 1990, Seiten 278 bis 281 beschrieben.

Fig. 15 zeigt ein Schaltbild eines Beispiels für eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung, bei welche die voranstehend geschilderte konventionelle geschaltete Kondensatorschaltung eingesetzt wird. Fig. 16 zeigt den Zeitablauf von Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 für die jeweiligen, in Fig. 15 gezeigten Schalter. Die Taktsignale ϕ1 und ϕ2 werden abwechselnd ON (EIN) geschaltet (hoher Pegel). Damit diese Taktsignale nicht zusammen ON geschalte werden, ist ein gemeinsamer OFF-Zeitraum (AUS-Zeitraum) (niedriger Pegel) vorgesehen.

Zur Zeitvorgabe der Taktsignale ϕ1 sind die Versorgungsspannung Vs und Masse (Gnd) an beide Anschlußklemmen des Sensorelements 9 angeschlossen, und zu diesem Zeitpunkt wird eine Fehlerladung ΔQ entsprechend der Differenz der Kapazitätswerte der Kondensatoren C1 und C2 durch eine geschaltete Kondensatorschaltung 10 abgetastet, die hinter dieses Sensorelement 9 geschaltet ist. Dies führt dazu, daß eine Fehlerspannung Vm (= Vout - Vr) in Reaktion auf die Fehlerladung ΔQ erzeugt wird, diese Fehlerspannung in dem Kondensator C5 zur Zeitvorgabe des Taktsignals ϕ2 über eine Spannungshaltungs/Rückkopplungsschaltung 11 gehalten wird, welche der geschalteten Kondensatorschaltung 10 nachgeschaltet ist, und dann diese Fehlerspannung Vm auf den Kondensator C6 rückgekoppelt wird. Daher wird das Potential an dem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers einer ersten Stufe zur Ausbildung der geschalteten Kondensatorschaltung 10 höher/niedriger als die Bezugsspannung Vr, in Reaktion auf die Fehlerladung ΔQ. Diese Fehlerspannung Vm wird schrittweise in jedem Schaltzyklus geändert, und nimmt dann einen konstanten Wert an, der sich aus der nachstehend angegebenen Formel (1) ergibt, zu einem Zeitpunkt, an welchem die Fehlerladung ΔQ gleich Null wird, wenn nämlich ein derartiger Zustand erreicht wird, daß zu jedem Zeitpunkt dieselben Ladungen indem Kondensator C1 und dem Kondensator C2 angesammelt werden.

Zur Vereinfachung wird nunmehr angenommen, daß eine Eingangsoffsetspannung gemeinsam für den Operationsverstärker der ersten Stufe und den Operationsverstärker der zweiten Stufe verwendet wird, nämlich auf den Wert "Vos" eingestellt wird, und daß gilt: Vr = VS/2, und dann ergibt sich die Fehlerspannung folgendermaßen:

Vout = {C1/(C1 + C2)} Vs + {C3/(C1 + C2)} Vos = {1 + (C1 - C2)/(C1 + C2)} Vs/2 + {C3/(C1 - C2)} Vos = {1 + S} Vs/2 + C3/(C1 + C2) Vos (1)

In dieser Formel gibt der Term S = (C1 - C2)/(C1 + C2) ein Maß für die Sensorempfindlichkeit an, und wird die Empfindlichkeit im wesentlichen gleich S/2.

Im vorliegenden Fall wurde angenommen, daß die Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung von einer einzigen Spannungsquelle Vs versorgt wird. Alternativ hierzu wird nunmehr angenommen, daß die Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung von zwei Spannungsquellen, nämlich einer positiven und einer negativen Spannungsquele, mit dem Wert ±Vs/2 versorgt wird, und daß Vr das Potential Null bezeichnet; wird dann die Formel (1) entsprechend umgeschrieben, so ergibt sich nachstehende Formel (2):

Vout = {(C1 - C2)/(C1 + C2)} Vs/2 + {C3/(C1 + C2)} Vos = S Vs/2 + C3/(C1 + C2) Vos (2)

Wie sich aus Formel (1) oder (2) ergibt, kann die Ausgangsspannung Vout als Summe der Offsetgleichspannungen entsprechend der Ausgangsspannung ausgedrückt werden, welche der Kapazitätsdifferenz entspricht, die in Reaktion auf die Verschiebung des Massenteils 1 hervorgerufen wird, infolge der Beschleunigung, und der Eingangsoffsetspannung Vos des Operationsverstärkers.

Andererseits ist es erforderlich, da die Fehlerspannung Vm rückgekoppelt wird, daß nachstehende Formel (3) als Stabilitätsbedingung erfüllt ist.

In dieser Formel bezeichnet "Co" die Anfangskapazitäten (C1 = C2 = Co) des Kondensators C1 und des Kondensators C2, wenn die Kapazitätsdifferenz (C1 - C2), die durch die Verschiebung des Massenteils 1 in Reaktion auf die Beschleunigung hervorgerufen wird, Null wird.

Co/{1 - [(C1 - C2)/(C1 + C2)]²} × C4/(C3 × C5) < 1 (3)

Wie voranstehend geschildert muß bei dem konventionellen Verfahren C3 auf einen kleinen Wert eingestellt werden, und Co auf einen hohen Wert, um die Offsetgleichspannung zu verringern. Wenn jedoch C3 auf einen kleinen Wert eingestellt wird, tritt der Nachteil auf, daß die Stabilitätscharakteristik (die Konvergenzeigenschaften), die durch Formel (3) ausgedrückt wird, beeinträchtigt wird.

Da die Offsetausgangsspannungen Vos der Operationsverstärker schwanken, abhängig von den jeweiligen Operationsverstärkern, und temperturabhängig sind, tritt darüber hinaus eine entsprechende Schwankung der durch die Formel (1) ausgedrückten Offsetgleichspannung auf, mit einer entsprechenden Temperaturabhängigkeit.

Da die konventionelle Kapazitätsmeßschaltung unter Verwendung der voranstehend geschilderten Anordnung aufgebaut ist, sind vier Kondensatoren (C3 bis C6) als passive Bauteile erforderlich, und sind zumindest zwei Gruppen von Operationsverstärkern als aktive Bauteile bei der in Fig. 15 gezeigten Anordnung der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung erforderlich. Dies führt dazu, daß die Fläche der integrierten Halbleiterschaltung vergrößert wird, und daher die Abmessungen des IC-Chips zunehmen. Weiterhin tritt die Schwierigkeit auf, daß die Kosten für die IC-Schaltung zunehmen.

Wenn mehrere Sensorelemente eingesetzt werden, ist infolge der Tatsache, daß die Meßschaltungen mit den jeweiligen Kapazitätssensoren versehen werden müssen, eine Anzahl von Meßschaltungen entsprechend der Anzahl der Sensoren erforderlich. Dies führt dazu, daß in der Hinsicht eine weitere Schwierigkeit auftritt, daß die Gesamtschaltung nicht kompakt ausgebildet werden kann.

Die DD 228 132 A beschreibt einen A/D Wandler mit geschalteten Kapazitäten, der nach dem Chart-Balancing-Verfahren arbeitet. Ein Integrator des Wandlers besteht aus einem Operationsverstärker, einem Integrationskondensator, Kapazitäten und aus Umschaltern aus MOS-Transistoren. Die Steuerung der Umschalter erfolgt gemäß einer Taktfrequenz. In Abhängigkeit davon werden 2 Umschalter gesteuert und somit ist eine als Entladewiderstand fungierende Kapazität entweder zwischen einer Referenzspannung und ein Bezugspotential oder zwischen das Bezugspotential und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers geschaltet.

Die US 5,633,594 A beschreibt ein kapazitives Sensorsystem, bei dem erste und zweite Ansteuersignale mit entgegengetzter Phase an einen Sensorkondensator und einen Referenzkondensator angelegt werden. Ein Ausgabesignal wird durch zwei Abtastschaltungen abgetastet, wobei diese Schaltungen zu unterschiedlichen Phasen arbeiten. Ein Operatonsverstärker liefert ein Sensorsignal in Abhängigkeit von der Potentialdifferenz zwischen den Ausgängen der Abtastschaltungen.

Die US 5,424,650 beschreibt einen kapazitiven Drucksensor mit einer Schaltung, um Streukapazitanzen zu eliminieren. Druckänderungen treten als Kapazitanzänderungen zwischen zwei kapazitiven Platten auf. Eine Schaltung vermindert dabei auftretende Streukapazitanzen, in dem eine Potentialdifferenz zwischen einer Kondensatorplatte und umgebenden Material im wesentlichen eliminiert wird.

Die vorliegende Erfindung wurde zur Lösung der voranstehend geschilderten, beim Stand der Technik auftretenden Schwierigkeiten entwickelt, und das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, eine kompakte Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung zur Verfügung zu stellen, die kostengünstig ist, und eine einfache Anordnung aufweist, selbst wenn eine derartige Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung in Form eines ASIC hergestellt wird, so daß dieser ASIC kostengünstig hergestellt werden kann, und selbst dann, wenn mehrere Kapazitätssensoren verwendet werden, nur eine Impedanzwandlerschaltung gemeinsam von den mehreren Sensoren genutzt wird.

Eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß bei einer Schnittstellenschaltung des Typs mit geschalteten Kondensatoren, die an einen Kapazitätssensor angeschlossen ist, der zwei Kapazitäten C1 und C2 aufweist, von denen zumindest ein Wert variiert wird, die Schnittstellenschaltung des Typs mit geschalteten Kondensatoren einen Operationsverstärker A1 aufweist, bei welchem ein Rückkopplungs/Abtastkondensator C3 zwischen eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers und eine invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers geschaltet ist, und ein Haltekondensator C4 zwischen eine nicht invertierende Klemme des Operationsverstärkers A1 und eine Bezugsspannungsquelle geschaltet ist; wobei:
die einen Enden der jeweiligen Kondensatoren C1, C2, C3 an die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers A1 angeschlossen sind;
zum Zeitpunkt ϕ1 eines Schaltzyklus die anderen Enden der jeweiligen Kondensatoren C1, C2 an eine Spannungsquelle angeschlossen sind, und der Kondensator C3 kurzgeschlossen ist;
zum Zeitpunkt ϕ2 eines Schaltzyklus die anderen Enden der Kondensatoren C1, C2 und eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers A1 mit der nicht invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers A1 verbunden sind; und
die Schnittstellenschaltung des Typs mit geschalteten Kondensatoren weiterhin aufweist:
einen Multiplexer zum sequentiellen Verbinden mehrerer der Kapazitätssensoren mit der Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung in einem zweiten Schaltzyklus, dessen Zeitraum länger ist als die Zeiträume der Schaltzyklen ϕ1 und ϕ2; und
mehrere Sample-Hold-Schaltungen, deren Anzahl gleich der Anzahl der mehreren Kapazitätssensoren ist, die sequentiell mit der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung verbunden werden, in Reaktion auf die Verbindungen der mehreren Kapazitätssensoren in dem zweiten Schaltzyklus.

Eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß:

der Kapazitätssensor zwei Gruppen von Kapazitätssensoren entspricht, die in einer Vollbrückenschaltung verwendet werden; und die Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung weiterhin eine Differenzverstärkerschaltung aufweist, um eine Differenz von Ausgangsspannungen von zwei Gruppen der Sample-Hold-Schaltungen auszugeben, die entsprechend den zwei Gruppen der Kapazitätssensoren vorgesehen sind.

Eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß
der Multiplexer, der an eine Gruppe der Kapazitätssensoren angeschlossen ist, abwechselnd den Anschluß an die Spannungsquelle in dem zweiten Schaltzyklus in Bezug auf eine Gruppe der Kapazitätssensoren umkehrt.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Beispiels für eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels für eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels für eine Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 eine Darstellung von Taktzeitpunkten, die zum Treiben von Schaltern für Selbstdiagnosezwecke verwendet werden, sowie eine Darstellung von Selbstdiagnose-Signalformen, die synchron zu diesen Schaltertreiberoperationen in der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung von Fig. 3 ausgegeben werden;

Fig. 5 ein Schaltbild einer Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 eine Darstellung von Taktzeitpunkten, die zum Treiben der Schalter bei der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung verwendet werden;

Fig. 7 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels für die Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ein Schaltbild eines Beispiels für ein Kapazitätssensorelement in Vollbrückenschaltung der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 9 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels für ein Kapazitätssensorelement in Vollbrückenschaltung der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 ein Schaltbild einer Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 11 ein Schaltbild einer Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 12 ein Schaltbild einer Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 eine Schnittdarstellung eines Beispiels für einen konventionellen Kapazitäts-Beschleunigungssensor;

Fig. 14 ein Schaltbild einer Äquivalenzschaltung für den konventionellen Kapazitäts-Beschleunigungssensor;

Fig. 15 ein Schaltbild einer konventionellen Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung; und

Fig. 16 ein Zeitablaufdiagramm mit einer Darstellung des Zeitablaufs von Taktsignalen für die jeweiligen, in Fig. 15 dargestellten Schalter.

AUSFÜHRUNGSFORM 1

Nachstehend erfolgt eine Beschreibung einer Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. Fig. 1 ist ein Schaltbild eines Beispiels für eine Kapazitätsmeßschaltung gemäß Ausführungsform 1. Diese Schaltung weist ein Sensorelement 9 auf, einen Operationsverstärker A1, einen Rückkopplungs/Abtastkondensator C3 und einen Haltekondensator C4. Eine Gruppe aus dem Operationsverstärker A1, dem Rückkopplungs/Abtastkondensator C3 und dem Haltekondensator C4 bildet eine geschaltete Kondensatorschaltung und eine Spannungshalte/Rückkopplungsschaltung 12.

Bei dieser Schaltung weist eine Bezugsspannung denselben Wert auf wie beim Stand der Technik, nämlich Vr (= Vs/2), und nähert sich eine Fehlerspannung Vm allmählich an eine Ausgangsspannung Vout an.

Zum Zeitpunkt des Taktes ϕ1 werden Elektronenladungen in die jeweiligen Kondensatoren C1 und C2 des Sensorelements 9 gespeichert, und zum Zeitpunkt des Taktes ϕ2 wird eine Differenz ΔQ zwischen den in den Kondensatoren C1 und C2 gespeicherten Ladungen in eine Potentialdifferenz ΔV durch einen Kondensator umgewandelt, welcher die Summe von (C1 - C2) und eines Rückkopplungskondensators C3 des Operationsverstärkers darstellt. Zu diesem Zeitpunkt wird, da die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers an die nicht invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers zum Zeitpunkt des Taktes ϕ2 angeschlossen ist, diese Potentialdifferenz ΔV an den Operationsverstärker angelegt, als Potentialdifferenz zwischen dessen invertierender Eingangsklemme und dessen nicht invertierender Eingangsklemme. Dies führt dazu, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers sich nach oberhalb/unterhalb in Reaktion auf die Potentialdifferenz ΔV ändert (nämlich große/kleine Werte von V+ und V-). In Reaktion auf das Potential von Vout gelangen dann die Ladungen von dem Operationsverstärker in den Kondensator C4, oder fließen von dem Operationsverstärker zum Kondensator C4. Beim Takt ϕ1 kann eine Spannung über den Klemmen des Kondensators C4 ein derartiges Potential halten, unmittelbar bevor sich der Takt ϕ2 auf den niedrigen Pegel ändert. Eine derartige Operation wird wiederholt durchgeführt, so daß entsprechend der Formel (1) oder der Formel (2) die Spannung an der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers oder die Spannung an dessen nicht invertierender Eingangsklemme einen derartigen Spannungswert annimmt, daß dieselben Ladungen in dem Kondensator C1 und dem Kondensator C2 gespeichert sind, also einen konstanten Spannungswert annimmt.

Anders ausgedrückt kann eine ähnliche Funktion wie beim Stand der Technik durch eine einfache Anordnung erzielt werden, bei welcher ein einzelner Operationsverstärker A1, das Sensorelement 9, der Rückkopplungs/Abtastkondensator C3 und der Haltekondensator C4 vorgesehen sind. Es wird darauf hingewiesen, daß dann, wenn die Eingangsoffsetspannung Vos an den Eingangsklemmen des Operationsverstärkers auftritt, jene Offsetausgangsspannung erzeugt wird, die sich aus der Formel (1) ergibt.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines weiteren Beispiels für die Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. Der grundsätzliche Schaltungsaufbau dieser Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung ist ebenso wie in Fig. 1. Allerdings ist eine Schaltkondensator/Rückkopplungsschaltung 13 so ausgebildet, daß sie die Eingangsoffsetspannung Vos des Operationsverstärkers kompensiert.

Zum Zeitpunkt des Taktes ϕ1 werden in dem Rückkopplungs/Abtastkondensator C3 des Operationsverstärkers Ladungen Q3 infolge der Eingangsoffsetspannung Vos gespeichert.

Andererseits werden Ladungen Q1 und Q2 in den Kondensatoren C1 und C2 gespeichert, welche das Sensorelement 9 bilden.

Q1 = [Vs - (Vos + Vm)] C1
Q2 = [Vos + Vm] C2
Q3 = Vos C3 (4)

Hierbei ist mit "Vm" ein Potential an der nicht invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers im Takt ϕ1 während einer bestimmten Abtastoperation bezeichnet, und mit "Vs" eine Eingangs- Versorgungsspannung.

Bei dem Takt ϕ2 ist der Kondensator C3 an die Kondensatoren C1, C2 angeschlossen, und wird die Summe der Kapazitäten gleich C1 + C2 + C3. Wenn die in diesem vereinigten Kondensator gespeicherte Ladungsmenge den Wert von Vos als Spannung über der invertierenden Eingangsklemme und der nicht invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers hervorruft, nimmt die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers einen konstanten Wert Vout an. Daher gilt nachstehende Gleichung (5):

Vos = (Q1 - Q2 + Q3)/(C1 + C2 + C3) (5)

Wenn zur Vereinfachung die Formel (5) durch die Formel (4) ersetzt wird, ergibt sich die Ausgangsspannung folgendermaßen:

Vout = [C1/(C1 + C2)]Vs (6)

Dies führt dazu, daß die Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers grundsätzlich nicht durch Vos beeinflußt werden kann.

Wie voranstehend geschildert kann bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsausbildung infolge der Tatsache, daß die Ausgangsspannung keinen Term enthält, der von der Eingangsoffsestspannung Vos des Operationsverstärkers abhängt, eine Variation der Ausgangsspannung ausgeschaltet werden, die von einer Variation von Vos infolge von Temperaturänderungen abhängt. Daher ist es möglich, eine Schnittstellenschaltung für den Kapazitätsmeßsensor zur Verfügung zu stellen, deren Offsetgleichspannung sehr stabil ist.

Da die an der nicht invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers auftretende Spannung so festgelegt wird, daß nur die erforderlichen Fehlerladungen in dem Abtastkondensator gespeichert werden, und das Ergebnis der Ladung zurückgespiegelt wird, kann daher mit anderen Worten ein negativer Einfluß der Eingangsoffsetspannung Vos zwischen der nicht invertierenden Klemme des Operationsverstärkers und dessen invertierende Eingangsklemme in Bezug auf die Ausgangsspannung vermieden werden.

In Fig. 3 ist ein Beispiel für eine Meßschaltung gezeigt, die eine Selbstdiagnosefunktion in der Hinsicht aufweist, daß ein Massenteil durch eine elektrostatische Kraft angetrieben wird, um so eine normale Verschiebung des Massenteils zu bestätigen. Das Bezugszeichen 14 bezeichnet eine Selbstdiagnose-Treiberschaltung. Als nächstes wird nunmehr unter Bezugnahme auf das in Fig. 4 gezeigte Selbstdiagnose-Zeitablaufdiagramm diese Selbstdiagnose- Treiberschaltung erläutert. Wenn ein Selbstdiagnoseimpulse "ϕt" den hohen Pegel (ON) (EIN) annimmt, wird eine Treiberspannung Vt zwischen eine feste Elektrode und das Massenteil angelegt, welche den Kondensator C1 bilden. Dies führt dazu, daß infolge der elektrostatischen Kraft das Massenteil an die feste Elektrode angezogen wird, und daher verschoben wird. Zu diesem Zeitpunkt wird, da der Schalter entsprechend ϕt* in den Zustand OFF (AUS) versetzt wird, eine Schaltkondensator/Rückkopplungsschaltung 13 elektrisch von dem Sensorelement 9 abgetrennt, so daß die Ausgangsspannung der Meßschaltung gleich der Bezugsspannung Vr wird.

Wenn andererseits der Selbstdiagnoseimpulse ϕt den Wert OFF annimmt, und ϕt* in den Zustand ON versetzt wird, wird die vorhandene Betriebsart in die normale Meßphase (Verschiebungsmessungsbetriebsart) umgeschaltet, und wird eine derartige Ausgangsspannung Vout ausgegeben, welche dem Ladungszustand der Kondensatoren C1 und C2 entspricht. Es wird darauf hingewiesen, daß infolge der Tatsache, daß ein Zeitraum eines Abtasttaktes der Meßschaltung erheblich kürzer eingestellt ist als Reaktionszeitkonstanten des Massenteils und der Schaltkondensatorschaltung, die Verschiebung, die dadurch festgelegt ist, daß das Massenteil von der elektrostatischen Kraft infolge der Treiberspannung freigegeben wird und dann zum neutralen Wert zurückkehrt, als Übergangssignalform der Ausgangsspannung der Meßschaltung überwacht wird. Da diese Ausgangssignalform als Selbstdiagnoseausgangssignal verwendet wird, führt dies dazu, daß der normale Betrieb des Massenteils bestätigt werden kann.

Diese Selbstdiagnose-Treiberschaltung 14 wird der Schaltkondensatorschaltung und der Spannungshalte/Rückkopplungsschaltung 12 von Fig. 1 hinzugefügt, so daß eine Selbstdiagnoseoperation in der Hinsicht durchgeführt werden kann, ob das Massenteil unter normalen Bedingungen verschoben wird oder nicht.

Anders ausgedrückt kann die feste Elektrode als die Selbstdiagnoseelektrode verwendet werden, und kann das Treiberpotential selbst als Potentialdifferenz zwischen der festen Elektrode und dem Massenteil angelegt werden.

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild, daß sich dadurch auszeichnet, daß bei der Schnittstellenschaltung des Kapazitätssensors gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zwei Gruppen von Kapazitätssensorelementen 9a und 9b an die voranstehend geschilderte Schnittstellenschaltung angeschlossen sind, wie nachstehend noch genauer erläutert wird. Fig. 6 ist ein Signalformdiagramm, welches Taktzeitpunkte zeigt, die zum Treiben von Schaltern verwendet werden, die bei der Schnittstellenschaltung für diesen Kapazitätssensor verwendet werden.

Das Bezugszeichen 20 bezeichnet eine Impedanzwandlerschaltung, welche eine Funktion aufweist, den Spannungswert auszugeben, der sich aus Formel (1) ergibt, und zwar bei niedriger Impedanz. Es wird darauf hingewiesen, daß nur eine Impedanzwandlerschaltung 20 vorgesehen ist. Das Bezugszeichen 21 bezeichnet einen Multiplexer (MUX), der mit vier Schaltern SW1 bis SW4 (im Schaltbild von Fig. 7 gezeigt) für die jeweiligen Sensorelemente, die durch 9a und 9b bezeichnet sind, und die Bezugsspannungsquelle Vs versehen ist. MUX 21 entspricht einem Schalter und der Bezugsspannungsquelle, und spielt die Rolle eines Multiplexers, der zusätzlich mit Schaltern zur Auswahl der jeweiligen Sensorelemente ausgerüstet ist, wobei die Anzahl dieser Schalter gleich der Anzahl der Sensorelemente ist. Das Bezugszeichen 22 bezeichnet eine Oszillatorschaltung zur Festlegung der Schaltzeitpunkte des in Fig. 6 gezeigten Schalters, also eine Taktquelle. Das Bezugszeichen 23 ist eine Sample/Hold-Filterschaltung, welche eine Sample/Hold-Schaltung (S & H) aufweist, sowie ein SCF (Schaltkondensatorfilter). Die Sample/Hold-Schaltung führt eine Abtastung der Spannung der Impedanzwandlerschaltung 20 durch, die zum Meßzeitpunkt der jeweiligen Sensorelemente abgetastet wurde, und dieser abgetastete Wert wird durch einen Haltekondensator "Ch" gehalten. Das SCF schneidet einen ungewünschten Frequenzbereich ab. Das Bezugszeichen 24 bezeichnet digitale Trimmschaltungen zur Kontrolle des Offsetwertes und der Empfindlichkeiten der Sensorausgangssignale bezüglich der jeweiligen Sensoren, die von der S & H-Filterschaltung 23 ausgegeben werden. Jede der digitalen Trimmschaltungen 24 weist einen Seriell-Parallel- Wandler auf, einen D/A-Wandler, und ein EEPROM. Da diese Sample/Hold-Filterschaltung 23 und die Trimmschaltung 24 speziell an die Sensorelemente angepaßt sind, sind diese Schaltungsbauteile für jedes der Sensorelemente erforderlich.

Der MUX 21 sammelt die Ausgangsspannungen der Impedanzwandlerschaltung 20 in Bezug auf die jeweiligen Sensoren zum Meßzeitpunkt der Taktsignale ϕ1 und ϕ2 gemäß Fig. 6, schaltet die jeweiligen Sensoren zum Zeitpunkt ϕ3 und ϕ4 des Zeitraums T, der länger gewählt ist als die Zeit, die dazu erforderlich ist, daß das Ausgangssignal der Impedanzwandlerschaltung 20 ausreichend stabil wird (konvergiert), und führt einen Sample/Hold-Vorgang der Ausgangsspannung der Impedanzwandlerschaltung 20 in Bezug auf die jeweiligen Sensoren durch.

Bei dieser Ausführungsform 1 ist die Impedanzwandlerschaltung 20 zur Durchführung der Impedanzwandlungen für die Sensorsignale, welche die grundlegende Schaltung der Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung bildet, zu einer einzigen Impedanzwandlerschaltung vereinigt, die gemeinsam von allen Sensorelementen genutzt werden kann. Daher kann die Anzahl an Impedanzwandlerschaltungen, die für die jeweiligen Sensoren bei der konventionellen Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung erforderlich ist, wesentlich verringert werden. Wenn mehr als zwei Gruppen von Kapazitätsensorelementen verwendet werden, können daher die Abmessungen der Schaltung verringert werden. Weiterhin ist es möglich, eine kostengünstige Kapazitätsmeßschaltungsschnittstelle zu realisieren, welche äußerst verläßlich ist. Die vorliegende Erfindung läßt sich beispielsweise bei einem derartigen Kapazitätssensor einsetzen, dessen Empfindlichkeit und linere Ausgansgscharakteristik verbessert sind, sowie bei einem Beschleunigungssensor jenes Typs, der zur Messung in Bezug auf mehrere Achsen eingesetzt wird. Selbst wenn die Schnittstellenschaltung in Form eines ASIC verwirklicht wird, kann die gesamte Schaltung kostengünstig hergestellt werden.

AUSFÜHRUNGSFORM 2

In Fig. 8 und Fig. 9 sind Schaltbilder für ein Beispiel eines Kapazitätssensorelements 25 in Vollbrückenschaltung gemäß einer Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung dargestellt, bei welcher Sensorelemente 9a und 9b in Vollbrückenschaltung verwendet werden. Fig. 10 ist ein Schaltbild einer Schnittstellenschaltung eines Kapazitätssensors gemäß dieser Ausführungsform. Die Ausführungsform 2 ist so ausgebildet, daß wie in Fig. 8 gezeigt zwei Gruppen von Differenzkapazitätsmeßsensoren 9a und 9b in Vollbrückenschaltung vorgesehen sind. Jedes der Sensorausgangssignale ergibt sich in entsprechender Weise wie bei der voranstehenden Ausführungsform 1 folgendermaßen:

Vout1 = C1a/(C1a + C2a) Vs
Vout2 = C2b/(C1b + C2b) Vs (7)

Die voranstehend angegebenen Ausgangssignale Vout1 und Vout2, die zu unterschiedlichen Zeitpunkten von der in Fig. 10 gezeigten Impedanzwandlerschaltung 20 gemessen wurden, und durch die Sample/Hold-Filterschaltung 23 gehalten werden und eine Signalformung erfahren, werden von einer Differenzverstärker/Trimmschaltung 26 so verarbeitet, daß die Differenz berechnet wird, und die Verstärkung und der Offset digital getrimmt werden. Zur Vereinfachung wird nunmehr angenommen, daß C1a = C1b (= C1) und C2a = C2b (= C2) ist, so daß sich nachstehende Gleichung ergibt:

Vout1 - Vout2 = (C1 - C2)/(C1 + C2) Vs = S Vs (8)

Man erkennt, daß die Empfindlichkeit der Vollbrücken- Kondensatorschaltung den Wert "S" annimmt, also das Doppelte des Wertes im Vergleich zur Empfindlichkeit von S/2 entweder bei Formel (1) oder Formel (2), also im Falle der voranstehend erläuterten Kondensator-Halbbrückenschaltung. Wie voranstehend geschildert, ist selbst in einem Fall, in welchem der Kapazitätsmeßsensor in Vollbrückenschaltung vorgesehen ist, um die Sensorempfindlichkeit zu erhöhen, die Impedanzwandlerschaltung 20 zu einer einzigen Impedanzwandlerschaltung vereinigt, so daß die sich ergebenden Schaltungsabmessungen der Schnittstellenschaltung verringert werden können, verglichen mit dem Stand der Technik.

Selbst wenn mehrere Differenzkapazitätssensoren verwendet werden, können darüber hinaus die Schaltungen der grundlegenden Meßeinheit, welche die Änderungen der Kapazitäten der jeweiligen Sensoren messen kann, als gemeinsame Meßschaltung ausgebildet werden. Daher lassen sich die Schaltungen einfach ausbilden, und kann darüber hinaus die Gesamtanzahl der vorgesehenen aktiven Bauteile verringert werden. Dies führt dazu, daß die Fläche des IC-Chips klein gehalten werden kann. Da zwei Gruppen der Differenz-Kapazitätssensoren einzeln vorgesehen sind, um so die Vollbrückenschaltung auszubilden, wird eine Empfindlichkeit dieses Sensors erreicht, die doppelt so hoch ist wie jene des konventionellen Sensors, also mit einer Gruppe des Differenz- Kapazitätssensors.

In einem solchen Fall, in welchem ein Kapazitätssensorelement nicht durch eine Differenzkapazität bestimmt wird (also bei einer Anordnung, bei welcher eine der Kapazitäten der Sensoren 9a und 9b verringert und die andere Kapazität erhöht ist), ist entweder die Formel (1) oder die Formel (2) nicht direkt proportional zum Betrag der Relativverschiebung der Elektroden, sondern weist grundsätzlich eine nichtlineare Charakteristik auf. In diesem Fall werden, wie in Fig. 9 gezeigt, diese Kapazitätssensorelemente in Vollbrückenschaltung geschaltet. Zwar wird hierdurch die Empfindlichkeit des Vollbrückensensors auf die Hälfte verringert, verglichen mit dem voranstehend geschilderten Fall, in welchem die Differenzsensorelemente von Fig. 8 in Vollbrückenschaltung geschaltet sind, jedoch ist es jetzt möglich, ein lineares Sensorausgangssignal zu erhalten, welches direkt proportional zum Ausmaß der Relativverschiebung des Abstands zwischen den Elektroden ist. Es wird darauf hingewiesen, daß auch im vorliegenden Fall die sich ergebenden Schaltungsabmessungen im Vergleich zum Stand der Technik verringert werden können, wenn die Sensorschaltung für die Anordnung von Fig. 9 ähnlich wie die in Fig. 10 gezeigte Sensorschaltung ausgebildet wird.

AUSFÜHRUNGSFORM 3

Fig. 11 ist ein Schaltbild eines Beispiels für ein Kapazitätssensorelement 9c in Vollbrückenschaltung einer Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung. Wie aus Fig. 11 hervorgeht, sind Anschlußklemmen 3 von zwei Gruppen von Differenzkapazitätssensorelementen miteinander verbunden. Dies liegt an dem Aufbau des in Fig. 13 gezeigten Beschleunigungssensors, bei welchem das Massenteil 1, welches einer Trägheitskraft ausgesetzt wird, eine Verschiebungsempfindlichkeit bezüglich einer Achse (X-Achse) aufweist, jedoch auch eine Verschiebungsempfindlichkeit bezüglich anderer Achsen (y-Achse und z-Achse), so daß es sich um einen Mehrachsen-Beschleunigungssensor handelt, der zusätzlich mit derartigen festen Elektroden versehen ist, daß auch derartige Verschiebungen festgestellt werden können. Fig. 11 zeigt einen Schaltungsaufbau für den Fall eines Beschleunigungssensors, der eine Messung in zwei Achsen ermöglicht.

In diesem Fall wird die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung eingesetzt, und wird der Meßzeitpunkt für die jeweiligen Achsen durch den Schalter und die Versorgungsspannungsquelle 21 des Blockschaltungs-MUX gesteuert, so daß Sensorausgangssignale entsprechend den jeweiligen Achsen erhalten werden können.

Daher können auch im vorliegenden Falle die sich ergebenden Schaltungsabmessungen verringert werden, da die Impedanzwandlerschaltung 20 gemeinsam für die Sensorelemente verwendet wird.

AUSFÜHRUNGSFORM 4

Fig. 12 ist ein Schaltbild einer Anordnung einer Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung gemäß einer Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Schnittstellenschaltung sind eine Spannungsquellenänderungsvorrichtung 30, eine Sample/Hold- Schaltung 32 und ein Differenzverstärker 33 zusätzlich mit einem einzelnen Differenzkapazitätssensor versehen, und mit einem Impedanzwandler 31, der einen Operationsverstärker verwendet, so daß die sich ergebende Sensorempfindlichkeit auf das Doppelte erhöht werden kann.

Zum Taktzeitpunkt ϕ3 und ϕ4 von Fig. 6 wird ein Steuervorgang in der Hinsicht durchgeführt, ob die Spannungsquelle Vs an die C1- Seite oder die C2-Seite angeschlossen ist. Zum Taktzeitpunkt ϕ5 und ϕ6 werden Ausgangssignale vom Impedanzwandler 31, die bei den jeweiligen Spannungsquellenanschlüssen erzeugt werden, abgetastet und gehalten. Berechnet wird die Differenz zwischen den gehaltenen Ausgangssignalen von dem Differenzverstärker 33.

Der Abtastwert zum Taktzeitpunkt ϕ5 beträgt:

V5 = {C1/(C1 + C2)}Vs

Der Abtastwert zum Taktzeitpunkt ϕ6 beträgt:

V6 = {(C2/(C1 + C2)}Vs

Dann ergibt sich folgendes Differenzausgangssignal Vd:

Vd = V5 - V6 = {(C1 - C2)/(C1 + C2)}Vs = S Vs

Dies führt dazu, daß die sich ergebende Empfindlichkeit auf das Doppelte im Vergleich mit dem konventionellen System (nur ein Impedanzwandler) erhöht werden kann.

Bei dieser Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung kann, da die Sensorempfindlichkeit auf das Doppelte erhöht ist, die Temperaturdrift der Offsetgleichspannung (bezüglich der Empfindlichkeit), die in den Ausgangssignalen enthalten ist, und durch den Operationsverstärker hervorgerufen wird, auf die Hälfte verringert werden.

Es wird darauf hingewiesen, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die voranstehend geschilderten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern abgeändert werden kann. Es ist beispielsweise möglich, das stabilere Potential an der nicht invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers als Ausgangssignal der Meßschaltung zu verwenden. Darüber hinaus können ein Tiefpaßfilter und ein Verstärker in einer nachgeschalteten Stufe eingesetzt werden, um während der Schaltvorgänge erzeugtes Rauschen auszuschalten, und die Verstärkung zu steuern oder zu regeln.

Weiterhin kann ein Hochpaßfilter zum Abschneiden niederfrequenter Signale vorgesehen werden. Alternativ hierzu kann ein Filter mit geschalteten Kondensatoren als derartige Filter eingesetzt werden.

Da gemäß der ersten Ausführungsform die Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung mit nur einem Satz an Operationsverstärkern als aktivem Bauteil ausgebildet werden kann, und durch die beiden Kondensatoren C3 und C4 abgesehen von den Kondensatoren C1 und C2, die zur Ausbildung des Sensorelements verwendet werden, als weitere passive Bauteile, läßt sich diese Schnittstellenschaltung durch eine sehr einfache Anordnung verwirklichen. Selbst wenn die Sensorschaltung in Form eines ASIC hergestellt wird, kann die Sensorschaltung kostengünstig hergestellt werden. Darüber hinaus können die Impedanzwandlerschaltungen, die herkömlicherweise für die jeweiligen Sensoren erforderlich sind, zur Ausbildung einer einzigen Impedanzwandlerschaltung kombiniert werden, die gemeinsam von sämtichen Sensorelementen genutzt wird. Es ergibt sich die Auswirkung, daß eine kompakte Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung mit einfachem Aufbau kostengünstig hergestellt werden kann.

Weiter ergibt sich bei der zweiten Ausführungsform der Vorteil, daß die Sensorempfindlichkeit verbessert werden kann, und daß sich eine kompakte Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung mit einfachem Aufbau kostengünstig herstellen läßt.

Gemäß der dritten Ausführungsform kann die Sensorempfindlichkeit verbessert werden, und es läßt sich eine kompakte Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung mit einfacher Ausbildung kostengünstig herstellen.

Claims

1. Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung, mit einer Schnittstellenschaltung mit geschalteten Kondensatoren, die an einen Kapazitätssensor angeschlossen ist, der zwei Kapazitäten (C1 und C2) aufweist, von denen zumindest einer der Kapazitätswerte variiert wird, die Schnittstellenschaltung mit geschalteten Kondensatoren einen Operationsverstärker (A1) aufweist, bei welchem ein Rückkopplungs/Abtastkondensator (C3) zwischen eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers und eine invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers geschaltet ist; und ein Haltekondensator (C4) zwischen eine nicht invertierende Klemme des Operationsverstärkers (A1) und eine Bezugsspannungsquelle geschaltet ist;
wobei die einen Enden der jeweiligen Kondensatoren (C1, C2, C3) an die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers (A1) angeschlossen sind;
wobei zu einem Zeitpunkt (ϕ1) eines Schaltzyklus die anderen Enden der jeweiligen Kondensatoren (C1, C2) an eine Spannungsquelle angeschlossen sind, und der Kondensator (C3) kurzgeschlossen ist;
wobei zu einem Zeitpunkt (ϕ2) des Schaltzyklus die anderen Enden der Kondensatoren (C1, C2) und eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers (A1) an die nicht invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers (A1) angeschlossen sind;
dadurch gekennzeichnet, daß die Schnittstellenschaltung mit geschalteten Kondensatoren weiterhin aufweist:
einen Multiplexer, um hintereinander mehrere der Kapazitätssensoren an die Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung in einem zweiten Schaltzyklus anzuschließen, dessen Zeitraum länger als die Zeiträume der Schaltzyklen (ϕ und ϕ2) ist; und
mehrere Sample/Hold-Schaltungen, deren Anzahl gleich jener der mehreren Kapazitätssensoren ist, und die hintereinander an die Kapazitätssensor- Schnittstellenschaltung angeschlossen werden, in Reaktion auf die Anschlüsse der mehreren Kapazitätssensoren in dem zweiten Schaltzyklus.

2. Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätssensor zwei Gruppen von Kapazitätssensoren entspricht, die in Vollbrückenschaltung vorgesehen sind; und daß die Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung weiterhin eine Differenzverstärkerschaltung aufweist, um eine Differenz der Ausgangsspannungen von zwei Gruppen der Sample/Hold-Schaltungen auszugeben, die entsprechend den zwei Gruppen der Kapazitätssensoren vorgesehen sind.

3. Kapazitätssensor-Schnittstellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der an eine Gruppe der Kapazitätssensoren angeschlossene Multiplexer abwechselnd den Anschluß an die Spannungsquelle in dem zweiten Schaltzyklus in Bezug auf eine Gruppe der Kapazitätssensoren umkehrt.