DE19753682C2 - Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Kapazitäts-Erfassungsschaltung zum Erfassen der Kapazität eines kapazitiven Sensors, der zum Messen des Drucks, der Beschleunigung, der Winkelgeschwindigkeit oder dergleichen verwendet wird. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Schnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor verbunden ist, der erste und zweite Kondensatoren umfaßt, wobei wenigstens einer davon eine variable Kapazität aufweist und wobei ein gemeinsamer Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren auf das Massepotential oder einen Pegel eines konstanten Potentials festgelegt ist.

Für den Sensor zum Erfassen eines Drucks einer Flüssigkeit oder einer Beschleunigung und/oder einer Winkelgeschwindigkeit eines sich bewegenden Objekts hat ein kapazitiver Sensor in den vergangenen Jahren Aufmerksamkeit erregt, wobei dieser Sensor durch Zurückgreifen auf Halbleiter-Mikrobearbeitungs-Techniken hergestellt werden kann und ein elektrisches Signal ausgeben kann, das den Flüssigkeitsdruck, die Beschleunigung, die Winkelgeschwindigkeit, etc. darstellt, indem eine Änderung oder Variation in der Kapazität erfaßt wird. Der kapazitive Sensor sowie die Kapazitäts-Erfassungsschaltung dafür können Vorteile und Profite dahingehend bereitstellen, daß sie in einer miniaturisierten Struktur in der Massenproduktion mit einer hohen Genauigkeit und verbesserten Zuverlässigkeit hergestellt werden können.

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird nachstehend mit näheren Einzelheiten der technische Hintergrund davon unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben, die in einem Querschnitt einen typischen kapazitiven Beschleunigungssensor zeigt, der beispielsweise durch einen Halbleiter-Mikrobearbeitungs- Prozeß hergestellt werden kann. Unter Bezugnahme auf die Figur umfaßt der kapazitive Beschleunigungssensor ein Trägheitsmassen-Element 1, das auf einem Ankerabschnitt 2 mittels eines Auslegers 3 gehaltert wird, und stationäre Elektroden 4 und 5, die auf einem Halterungselement 6 so gebildet sind, daß sie oberhalb bzw. unterhalb des Trägheitsmassen-Elements 1 positioniert sind. Das Trägheitsmassen-Element und die stationären Elektroden 4 und 5 wirken zusammen, um jeweils Kondensatoren 7 und 8 zu bilden, wie in einem Ersatzschaltbild in Fig. 7 gezeigt ist. Die ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 weisen jeweilige Kapazitäten C1 und C2 auf und bilden zusammen eine kapazitive Beschleunigungssensor-Einrichtung oder ein Element 9.

Nachstehend wird der Betrieb des kapazitiven Beschleunigungssensors beschrieben. Es sei angenommen, daß aufgrund einer Beschleunigung eine Trägheitskraft auf das Trägheitsmassen-Element 1 in der X-Richtung wirkt. Dann wird das Trägheitsmassen-Element 1 veranlaßt, sich über einen Abstand u in der X-Richtung in Abhängigkeit von der Größe der Beschleunigung zu verschieben. Als Folge der Verschiebung u des Trägheitsmassen-Elements 1 erhöht sich die Kapazität zwischen dem Trägheitsmassen-Element 1 und der stationären Elektrode 5 (d. h. C + ΔC, wobei ΔC ein Inkrement der Kapazität bezeichnet), während die Kapazität zwischen dem Trägheitsmassen-Element 1 und der anderen stationären Elektrode 4 abnimmt (d. h. C - ΔC).

Als Verfahren zum Umwandeln der Änderung in der Kapazität entsprechend der Verschiebung des Trägheitsmassen-Elements 1 in ein Spannungssignal kann beispielsweise eine Schalterkondensator-Schaltungstechnik erwähnt werden, die in Rudolf et al "A BASIC FOR HIGH-RESOLUTION CAPACITIVE MICROACCELEROMETERS, SENSOR & ACTUATOR" A21-23 (1990), auf den Seiten 278-281 offenbart ist. Aus JP 090 72 757 A ist ein Mikrokapazitätserfassungsschaltkreis bekannt, der aus einem Verstärker, einem Kompensationsspannungserzeugungsschaltkreis und einem Abtast-Halteschaltkreis besteht. Aus IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Vol. IM 35, No. 4, Dezember 1986, Seite 472-476 ist ein Schaltkreis bekannt, der die Kapazität eines kapazitiven Sensors in eine Binärzahl umwandelt.

Fig. 8 ist ein Schaltbild, das eine herkömmliche oder bislang bekannte Umwandlungsschaltung zum Umwandeln einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Sensors in ein elektrisches Signal zeigt, und Fig. 9 ist ein Zeitablaufdiagramm zum Darstellen eines Betriebs von Schaltern, die in der in Fig. 8 gezeigten Schaltung eingebaut sind.

Unter Bezugnahme auf Fig. 8 ist ein kapazitives Sensorelement 9 in einer Struktur implementiert, die ähnlich wie die in Fig. 7 gezeigte ist und die ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 umfaßt, wobei der Übergang oder ein gemeinsamer Anschluß davon (d. h. ein Verbindungsknoten zwischen den einen Enden der Kondensatoren 7 und 8) mit einem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers A1 einer ersten Stufe, der in einer Impedanz-Umwandlungsschaltung 10 eingebaut ist, verbunden ist, während das andere Ende des ersten Kondensators 7 mit einer Quellenspannung Vs über einen Schalter W1 gekoppelt ist und zusätzlich mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe über einen Schalter SW2 verbunden ist. Andererseits ist das andere Ende des zweiten Kondensators 8 mit dem Massepotential (Gnd) über einen Schalter SW4 und zusätzlich mit einem Leiter oder einem Draht, der den Schalter SW2 und den nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe verbindet, über einen Schalter SW3 verbunden. Die Impedanz-Umwandlungsschaltung 10 umfaßt zusätzlich zu dem Operationsverstärker A1 der ersten Stufe einen Operationsverstärker A2 einer zweiten Stufe, wobei de rinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe mit dem gemeinsamen Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe wird an den invertierenden Eingangsanschluß des ersten Verstärkers A1 über einen Rückkopplungskondensator 11, über den ein Schalter SW5 parallel geschaltet ist, zurückgeführt. Der nicht-invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe verbindet, über einen Schalter SW3 verbunden. Die Impedanz-Umwandlungsschaltung 10 umfaßt zusätzlich zu dem Operationsverstärker A1 der ersten Stufe einen Operationsverstärker A2 einer zweiten Stufe, wobei der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe mit dem gemeinsamen Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe wird an den invertierenden Eingangsanschluß des ersten Verstärkers A1 über einen Rückkopplungskondensator 11, über den ein Schalter SW5 parallel geschaltet ist, zurückgeführt. Der nicht-invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe ist über einen Haltekondensator 14 mit einer Referenzspannungsquelle Vr verbunden. Der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A2 der zweiten Stufe ist mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe über einen Schalter SW6 und einen vierten Kondensator 12 verbunden, während der nicht-invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A2 der zweiten Stufe mit der Referenzspannung Vr und zusätzlich mit dem vierten Kondensator 12 über einen Schalter SW7 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers A2 der zweiten Stufe wird über einen fünften Kondensator 13 an den invertierenden Eingangsanschluß davon und zusätzlich an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe über einen Schalter SW8 zurückgeführt.

Die Schalter SW1, SW4 und SW6 werden im Ansprechen auf ein erstes Zeittaktsignal ϕ1, das in Fig. 9 gezeigt ist, geschlossen, während die Schalter SW2, SW3, SW5, SW7 und SW8 im Ansprechen auf ein zweites Taktzeitsignal ϕ2, das ebenfalls in Fig. 9 dargestellt ist, geschlossen werden.

Wenn die Schalter SW1 und SW4 im Ansprechen auf das erste Taktzeitsignal ϕ1 geschlossen oder eingeschaltet werden, dann wird die Quellenspannung Vs an den einen Anschluß des ersten Kondensators 7, der einen Teil des kapazitiven Sensorelements 9 bildet, über den geschlossenen Schalter SW1 angelegt, und der andere Anschluß des zweiten Kondensators 8 wird über den geschlossenen Schalter SW4 mit dem Massepotential gekoppelt. Wenn die Übergangselektrode (gemeinsamer Anschluß) der ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 nicht mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe verbunden ist, wird zu diesem Zeitpunkt eine elektrische Ladung in dem ersten bzw. zweiten Kondensator 7 und 8 gespeichert, und zwar in einer zueinander gleichen Größe, wobei als Folge davon an dem gemeinsamen Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 eine Spannung Vm aufscheint, die folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

Vm = C1/(C1 + C2) . Vs = Vs/2 . [1 + S] (1)

wobei S eine Sensorempfindlichkeit darstellt, die folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

S = (C1 - C2)/(C1 + C2)

Zur Übersichtlichkeit der Diskussion sei angenommen, daß die Kapazitäten C1 und C2 wie folgt ausgedrückt werden können:

C1 = Co/(1 - X)
C2 = Co/(1 + X)

wobei X eine relative Verschiebung bezüglich des Anfangsabstands zwischen dem Trägheitsmassen-Element und den stationären Elektroden 4 bzw. 5 (nachstehend auch als Zwischenelektroden-Relativverschiebung bezeichnet) bezeichnet. Somit ist die folgende Beziehung erfüllt:

S = X

Mit anderen Worten entspricht die Empfindlichkeit X des kapazitiven Sensorelements 9 der Zwischenelektroden-Relativverschiebung X oder hängt davon ab.

Beim Entwurf der Schnittstellenschaltung für den kapazitiven Sensor oder das Sensorelement 9 wird vorzugsweise das Spannungssignal, das mit dem oben angegebenen Ausdruck (1) gegeben ist, mit einer niedrigen Impedanz extrahiert, um dadurch eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die proportional die Zwischenelektroden-Relativverschiebung X darstellt. Weil jedoch das kapazitiv Sensorelement 9 mit Kondensatoren aufgebaut ist, die Kapazitäten gewöhnlicherweise in der Größenordnung von mehreren Pico-Farad (pF) bis mehreren zehn Pico-Farad (pF) aufweisen, und eine extrem hohe Ausgangsinmpedanz aufweist, wird eine Impedanzumwandlung durch Verwendung der nachfolgenden Impedanzumwandlungsschaltung 10 ausgeführt. Grundlegend wird die Impedanz-Umwandlungsschaltung 10 zum Bestimmen der Spannung des nicht-invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe so bestimmt, daß die elektrische Ladung in dem ersten bzw. zweiten Kondensator 7 und 8 in einer gleichen Größe gespeichert werden kann.

Die voranstehend beschriebene herkömmliche Umwandlungsschaltung weist den Nachteil auf, daß die Eingangs-Offsetspannung Vos1 des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe an dem Ausgangsanschluß nach einer Verstärkung auftritt, wie sich dem nachstehend angegebenen Ausdruck (2) entnehmen läßt. Die Kapazität C3 des dritten Rückkopplungskondensators 11 kann nicht übermäßig verkleinert werden, um die Stabilität des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe sicherzustellen. Da die Summe (C1 + C2) der Kapazitäten C1 und C2 der ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 im Vergleich mit der Kapazität C3 des dritten Kondensators 11 kleiner gewählt wird, wird die Offsetspannung Vos1, die an dem Ausgang auftritt, um einen Faktor entsprechend dem Verhältnis zwischen der Summenkapazität (C1 + C2) und der Kapazität C3 verstärkt.

Vout = {C1/(C1 + C2)} . Vs + {C3/(C1 + C2) - 1} . Vos1 (2)

Infolgedessen tritt die Temperaturabhängigkeit der Eingangs-Offsetspannung Vos1 mehr hervor, was eine Verschlechterung der Temperaturcharakteristik des Ausgangs des Sensors in nachteiliger Weise bewirkt.

Für den Fall, daß der gemeinsame Anschluß 3 des Sensorelements 9 vom differentiellen Kapazitätstyp mit dem Massepotential oder einem festen Potentialpegel verbunden ist, wie in Fig. 7 gezeigt, kann ferner die in Fig. 8 gezeigte Schaltung nicht verwendet werden wie sie ist, was ein Problem verursacht.

Weil der Ausgang des Sensors in einem nachfolgenden Operationsverstärker hinsichtlich der Verbesserung der Empfindlichkeit des Sensors verstärkt wird, wird abgesehen davon die Driftkomponente, die der Temperaturcharakteristik des kapazitiven Sensorelements 9 zugerechnet wird, verstärkt, wobei in dem Sensor-Ausgangssignal wahrnehmbare Rauschkomponenten verursacht werden und somit die Zuverlässigkeit des Sensor-Ausgangssignals verschlechtert wird.

Da ferner der gemeinsame Anschluß 3 des kapazitiven Sensorelements 9, an dem die mit dem Ausdruck (1) gegebene Spannung Vm in Abhängigkeit von der Verschiebung des Trägheitsmassen-Elements 1 auftritt, in dem erdfreien oder schwebenden Zustand ist, ergeben sich Schwierigkeiten bei dem Versuch, zusätzlich eine Betätigungselektrode dem Anschluß 3 gegenüberliegend zuvorsehen, um dadurch das Trägheitsmassen-Element 1 durch Verwendung einer zwischen den Elektroden wirkenden elektrostatischen Kraft zu betätigen, wenn eine Ansteuerspannung Va an die Betätigungselektrode für den Zweck einer Diagnose des Sensorbetriebs angelegt wird. In diesem Fall ist die effektive Zwischenelektrodenspannung nicht mehr als eine Differenz (Va - Vm) zwischen den Spannungen Va und Vm. Infolgedessen kann eine ausreichend hohe Betätigungsspannung nicht verwendet werden, was wiederum bedeutet, daß das Ergebnis der Diagnose hinsichtlich der Zuverlässigkeit schlecht ist, was ein Problem zur Folge hat.

Angesichts des voranstehend beschriebenen Standes der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung

• - eine Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor bereitzustellen, in der die auf dem Ausgang auftretende Offsetspannungskomponente sowie die Temperaturabhängigkeit auf ein mögliches Minimum unterdrückt werden können, wobei eine hohe Stabilität und Zuverlässigkeit sichergestellt werden kann.

Zum Erreichen der obigen und anderen Aufgaben, die im Verlaufe der Beschreibung ersichtlich werden, wird bei der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, daß für einen Sensor des differentiellen Kapazitätstyps, der eine mit dem Massepotential verbundene gemeinsame Elektrode aufweist, ein Zurück- oder Neuverteilungsverfahren der elektrischen Ladung und eine Impedanz-Umwandlungstechnik verwendet werden, um eine Ausgangsspannung zu erhalten, die proportional zu der Zwischenelektroden-Relativverschiebung ist. Abgesehen davon wird ein Schaltmechanismus vorgesehen, um eine in dem Ausgang aufgrund einer Eingangs-Offsetspannung des Operationsverstärkers enthaltene Offsetspannungskomponente zu verringern. Ferner wird die Empfindlichkeit des kapazitiven Sensors erhöht, wobei die temperaturabhängige Drift des Sensorausgangs durch zusätzliches Bereitstellen von Energiequellen-Umschaltern unterdrückt wird, um dadurch zu ermöglichen, daß die im Ansprechen auf vorgegebene Takte abgetasteten Spannungen differentiell verstärkt werden.

Ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht in einer Schnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor verbunden ist, der einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfaßt, wobei wenigstens einer davon eine variable Kapazität aufweist, wobei ein gemeinsamer Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren mit dem Massepotential verbunden oder alternativ auf einen Pegel eines konstanten Potentials festgelegt ist. Die voranstehend erwähnte Schnittstellenschaltung umfaßt einen ersten Operationsverstärker, einen zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers eingefügten dritten Rückkopplungskondensator, einen vierten Kondensator, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden ist, einen zwischen einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers und eine Referenzspannungsquelle eingefügten sechsten Haltekondensator, einen zweiten Operationsverstärker mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß, der mit der Referenzspannungsquelle verbunden ist, und einen zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers eingefügten fünften Rückkopplungskondensator, wobei in einem ersten Schaltzyklus der erste Kondensator elektrisch mit einer Quellenspannung geladen wird, während der zweite Kondensator und der dritte Rückkopplungskondensator elektrisch entladen werden und das andere Ende des vierten Kondensators mit der Referenzspannungsquelle verbunden wird, wobei der Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden wird. Bei einem Invertierungs-Zeitpunkt des ersten Schaltzyklusses werden die ersten und zweiten Kondensatoren kurzgeschlossen, um mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden zu werden, wobei das andere Ende des vierten Kondensators mit dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers verbunden wird.

Ein zweiter Aspekt der Erfindung besteht in einer Schnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor verbunden ist, der einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfaßt, wobei wenigstens einer davon eine variable Kapazität aufweist und wobei ein gemeinsamer Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren mit dem Massepontential verbunden ist oder alternativ auf einen Pegel eines konstanten Potentials festgelegt ist. Die voranstehend beschriebene Schnittstellenschaltung umfaßt einen ersten Operationsverstärker, einen dritten Rückkopplungskondensator, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden ist, einen vierten Kondensator, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden ist, einen zwischen einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers und einer Referenzspannungsquelle eingefügten sechsten Haltekondensator, einen zweiten Operationsverstärker mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß, der mit der Referenzspannungsquelle verbunden ist, und einen zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers eingefügten fünften Rückkopplungskondensator, wobei in einem ersten Schaltzyklus der erste Kondensator elektrisch mit einer Quellenspannung geladen wird, während der zweite Kondensator und der dritte Rückkopplungskondensator elektrisch entladen werden. Ferner ist das andere Ende des dritten Rückkopplungskondensators mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden, während das andere Ende des vierten Kondensators mit der Referenzspannungsquelle verbunden ist, und zusätzlich ist der Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden. Andererseits werden bei einem Invertierungs-Zeitpunkt des ersten Schaltzyklusses der erste Kondensator und der zweite Kondensator kurzgeschlossen, um mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden zu sein, wobei das andere Ende des dritten Rückkopplungskondensators mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers verbunden ist, und zusätzlich wird das andere Ende des vierten Kondensators mit dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers verbunden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfaßt die voranstehend beschriebene Schnittstellenschaltung weiter eine Einrichtung zum Umschalten von Verbindungen an der Spannungsquelle in einen zweiten Schaltzyklus, der eine längere Periode als diejenige des ersten Schaltzyklusses aufweist, erste und zweite Abtast- und Halte-Schaltungen zum Abtasten und Halten von Spannungen, die von den Spannungsquellen mit invertierten Polaritäten ausgegeben werden, und einen differentiellen Verstärker zum differentiellen Verstärken von zwei Spannungssignalen, die von der ersten bzw. zweiten Abtast- und Halte-Schaltung gehalten werden.

In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann die voranstehend beschriebene Schnittstellenschaltung so angeordnet sein, daß sie zusätzlich eine Betätigungselektrode umfaßt, die als eine stationäre Elektrode im Zusammenhang mit wenigsten einer der stationären Elektroden, die jeweils Teile des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators bilden, vorgesehen ist.

Mit dem Aufbau der Schnittstellenschaltung des kapazitiven Sensors können die nachstehend erwähnten Vorteile erzielt werden.

Die Schnittstellenschaltung für den kapazitiven Sensor kann selbst bei einer derartigen Anwendung, bei der die gemeinsame Elektrode des Sensorelements mit dem Massepotential verbunden werden muß, verwendet werden. Weil der Einfluß einer Änderung oder Variation in der Eingangs-Offsetspannung des in die Impedanz-Umwandlungsschaltung eingebauten Operationsverstärkers kompensiert werden kann, ist es ferner möglich, die Erfassungsschaltung zu realisieren, bei der die DC-(Gleichstrom)-Offsetausgangsspannung kaum eine Temperaturabhängigkeit aufzeigt. Da zusätzlich die temperaturabhängige Komponente des DC-Offsets trotz einer Erhöhung der Empfindlichkeit im wesentlichen keine Verstärkung erfährt, kann das SN-Verhältnis (Signal-zu-Rauschverhältnis) des Sensors wesentlich verbessert werden, ohne von einer Verstärkung der Rauschkomponente begleitet zu werden. Zusätzlich ist es durch Verwendung der Betätigungselektrode möglich, eine verbesserte Selbstdiagnose-Möglichkeit zu realisieren.

Die obige und andere Aufgaben, Merkmale und hervortretenden Vorteile der vorliegenden Erfindung lassen sich besser durch Lesen der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform davon mittels eines Beispiels und im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen verstehen.

Im Verlauf der Beschreibung, die nun folgt, wird auf die Zeichnung Bezug genommen. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild, das eine Anordnung einer Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2 ein Schaltbild, das eine Anordnung eines kapazitiven Sensors und einer Schnittstellenschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 3 eine Ansicht, die eine Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 4 ein Schaltbild, das eine Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor zusammen mit Peripherieschaltungen gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 5 ein Zeitdiagramm, das Taktsignale zum Ansteuern von Schaltern darstellt, die in die Schnittstellenschaltung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung eingebaut sind;

Fig. 6 ein Schaltbild, das mittels eines Beispiels einen herkömmlichen kapazitiven Beschleunigungssensor zeigt;

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 6 gezeigten herkömmlichen Sensors;

Fig. 8 ein Schaltbild, das mittels eines Beispiels eine herkömmliche Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor zeigt; und

Fig. 9 ein Zeitdiagramm zum Darstellen von Taktsignalen zum Ansteuern von Schaltern, die in die in Fig. 8 gezeigte Schaltung eingebaut sind.

Nun wird die vorliegende Erfindung ausführlich im Zusammenhang mit Ausbildungen beschrieben, die gegenwärtig als bevorzugte oder typische Ausführungsformen angesehen werden, und zwar unter Bezugnahme auf die Zeichnung. In der folgenden Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Teile überall in den verschiedenen Ansichten.

Ausführungsform 1

Eine Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben, die ein Schaltbild ist, das eine Anordnung der Schnittstellenschaltung für den kapazitiven Sensor gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung zeigt.

Die vorliegende Ausführungsform der Erfindung bezieht sich auf eine Impedanz-Umwandlungsschaltung 21, um eine mit dem Ausdruck (2) dargestellte Ausgangsspannung für den Fall zu erhalten oder abzuleiten, wenn ein gemeinsamer Anschluß (Anschluß 3) des in Fig. 7 gezeigten kapazitiven Sensorelements 9 mit dem Massepotential verbunden ist.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 sind die einen Enden des ersten und zweiten Kondensators 7 und 8, die jeweils als variable Kondensatoren implementiert sind, gemeinsam mit dem Massepotential verbunden, während die anderen Enden davon miteinander über einen Schalter SW12 verbunden sind. Ferner ist das andere Ende des ersten Kondensators 7 mit einer Quellenspannung Vs (die von einer nicht gezeigten Energiequelle zugeführt wird) über einen Schalter SW11 verbunden. Andererseits ist das andere Ende des zweiten Kondensators 8 über einen Schalter SW13 mit dem Massepotential und zusätzlich über einen Schalter SW14 mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe der Impedanz-Umwandlungsschaltung 21 verbunden. Der Aufbau der Impedanz-Umwandlungsschaltung 21 ist bis auf den voranstehend erwähnten Aufbau der gleiche wie derjenige der voranstehend beschriebenen Impedanz-Umwandlungsschaltung 10 und somit erübrigt sich eine wiederholte Beschreibung davon.

Die Schalter SW11, SW13, SW5, SW7 und SW8 werden jeweils im Ansprechen auf führende und hintere Flanken des in Fig. 9 gezeigten ersten Taktsignals ϕ1 ein- und ausgeschaltet, während die Schalter SW12, SW14, SW6 jeweils im Ansprechen auf führende und hintere Flanken des ebenfalls in Fig. 9 gezeigten zweiten Taktsignals ϕ2 ein- und ausgeschaltet werden.

Bezug nehmend auf Fig. 1 wird im Ansprechen auf das erste Taktsignal ϕ1 der erste Kondensator 7 des kapazitiven Sensorelements 9 von der Spannungsquelle Vs elektrisch geladen, wobei der andere oder zweite Kondensator 8 mit Masse verbunden ist, um dadurch elektrisch entladen zu werden.

Wenn der Schalter SW12 im Ansprechen auf das zweite Taktsignal ϕ2 eingeschaltet wird, um dadurch zu ermöglichen, daß die in dem ersten Kondensator 7 gespeicherte elektrische Ladung an den zweiten Kondensator 8 transferiert wird, nehmen die Potentiale des ersten als auch des zweiten Kondensators 7 und 8 aufgrund der Neuverteilung der elektrischen Ladung den Spannungspegel an, der demjenigen entspricht, der mit dem Ausdruck (2) gegeben wird. Somit ist es möglich, die Ausgangsspannung zu erhalten, die proportional zu der voranstehend erwähnten Zwischenelektroden-Relativverschiebung X ist. Der Operationsverstärker A1 der ersten Stufe der nachfolgenden Impedanz-Umwandlungsschaltung 21 dient für die Funktion, das Potential des sechsten Kondensators 14 (der eine Kapazität C6 aufweist) einzustellen, um so die voranstehend erwähnte Spannung Vm abzuleiten. Mit Ausnahme dieser Anordnungen ist die Impedanz-Umwandlungsschaltung 21 im wesentlich ähnlich zu der in Fig. 8 gezeigten Impedanz-Umwandlungsschaltung 10. Obwohl voranstehend nicht beschrieben wurde, daß der erste Kondensator 7 elektrisch geladen wird, wobei der zweite Kondensator 8 im Ansprechen auf das erste Taktsignal ϕ1 entladen wird, sei darauf hingewiesen, daß genauso eine derartige Anordnung verwendet werden kann, bei der der zweite Kondensator 8 elektrisch geladen wird, während der erste Kondensator 7 entladen wird, und zwar im wesentlichen mit dem gleichen Effekt.

Die Lehre der Erfindung, so wie sie in der vorliegenden Erfindung Ausführungsform davon umgesetzt ist, findet eine Anwendung bei der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform, indem der Ausleger 3 des kapazitiven Sensorelements 9 mit dem Massepotential verbunden wird, oder bei dem kapazitiven Sensor, bei dem eine Vielzahl der Sensorelemente von differentiellen Kapazitätstyp verwendet werden, oder bei dem kapazitiven Sensor, bei dem Sensorelemente in einer Vollbrückenform sind, wie nachstehend im Zusammenhang mit einer zweiten Ausführungsform der Erfindung beschrieben wird.

Ausführungsform 2

Fig. 2 ist ein Schaltbild, das eine Anordnung des kapazitiven Sensors und der Schnittstellenschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit der Anordnung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung kann der gemeinsame Anschluß 3 des kapazitiven Sensorelements 9 mit dem Massepotential verbunden werden. Diese Schaltungsanordnung weist jedoch den Nachteil auf, daß die Offsetspannung Vos1 des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe auch verstärkt und ausgegeben wird, wie sich dem Ausdruck (2) entnehmen läßt, wodurch die Temperaturcharakteristik des Sensors mehr oder weniger verschlechtert wird.

Im Fall der Schnittstellenschaltung für den kapazitiven Sensor gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung werden zwei Schalter SW9 und SW10 zusätzlich in einer Impedanz-Umwandlungsschaltung 31 verwendet, wie in Fig. 2 gezeigt. Insbesondere ist ein Ende des dritten Rückkopplungskondensators 11 (der eine Kapazität C3 aufweist) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe über den Schalter SW9 verbunden und zusätzlich mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe über den Schalter SW10 verbunden. Aufgrund dieser Anordnung kann die Ausgangsspannung Vout, die mit dem folgenden Ausdruck (3) gegeben ist, erzeugt werden:

Vout = {C1/(C1 + C2)} . Vs + {C3/(C1 + C2)} . (Vos2 - Vos1) - Vos1 (3)

Wie sich dem obigen Ausdruck (3) entnehmen läßt, wird die Differenz (Vos2 - Vos1) zwischen der Eingangs-Offsetspannung des Operationsverstärkers A1 der ersten Stufe und des Operationsverstärkers A2 der zweiten Stufe auch verstärkt, um als ein Teil der Ausgangsspannung Vout ausgegeben zu werden.

In diesem Zusammenhang sei jedoch darauf hingewiesen, daß im Fall des Operationsverstärkers, der über den Halbleiter-IC-Prozeß hergestellt wird, die Eingangs-Offsets Vos1 und Vos2 im wesentlichen gleich zueinander eingestellt werden können. Das bedeutet, daß der zweite Term des Ausdrucks (3) gestrichen werden kann, wodurch verhindert werden kann, daß die Offset-Komponenten in der Ausgangsspannung Vout enthalten sind.

In dem kapazitiven Sensor, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist zusätzlich eine Betätigungselektrode 33 vorgesehen. Durch Anlegen der Spannung Va an die Betätigungselektrode 33 wird es möglich, das Trägheitsmassen-Element 1, das mit dem Massepotential verbunden ist, unter der elektrostatischen Anziehung zu betätigen. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß die Spannung Va selbst effektiv zum Erzeugen der elektrostatischen Kraft oder der Anziehung zwischen beiden Elektroden verwendet werden kann, im Gegensatz zu dem herkömmlichen kapazitiven Sensor. Demzufolge kann eine Verschiebung des Trägheitsmassen-Elements 1 auf eine Betätigung davon hin und somit die Empfindlichkeit des kapazitiven Sensors vorteilhaft erhöht werden.

Ausführungsform 3

Die Fig. 3, 4 und 5 zeigen eine Schnittstellenschaltung 41 für einen kapazitiven Sensor gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Die Anordnung der in Fig. 3 gezeigten Schnittstellenschaltung 41 ist hinsichtlich der Schaltungsanordnungen der Impedanz-Umwandlungsschaltung 31 und des kapazitiven Sensorelements 9 grundlegend identisch zu derjenigen, die in Fig. 2 gezeigt ist. Insbesondere umfaßt die Schnittstellenschaltung 41 die Impedanz-Umwandlungsschaltung und das kapazitive Sensorelement 9 und ist mit drei Anschlüssen A, B bzw. C versehen, die mit einem Energiezuführungsschalter 45 und einer Abtast-/Halteschaltung 46 verbunden sind, wobei die Abtast-/Halteschaltung 46 mit einem differentiellen Verstärker 47 verbunden ist. Die Schalter SW13 und SW16 arbeiten jeweils im Ansprechen auf Taktsignale ϕ3 bis ϕ6.

Die Richtung des an das kapazitive Sensorelement 9 geführten Stroms wird mittels der Schalter SW13 bis SW16 im Ansprechen auf die Taktsignale ϕ3 und ϕ4, die jeweils eine längere Periode als die Taktsignale ϕ1 und ϕ2 aufweisen, gesteuert. Wenn die Schalter SW13 und SW16 eingeschaltet sind (d. h. geschlossen sind) geht die Ausgangsspannung, die unmittelbar davor durch die Abtast-/Halteschaltung 46 erzeugt wird, auf einen Pegel Vma, wie im Fall der in Fig. 6 gezeigten Anordnung. Die Spannung Vma kann wie folgt ausgedrückt werden:

Vma = {C1/(C1 + C2)} Vs

Die voranstehend erwähnte Spannung wird beim Betrieb des Schalters SW17 zu einem Zeitpunkt entsprechend dem Taktsignal ϕ5 abgetastet und gehalten. Wenn andererseits die Schalter SW14 und SW15 eingeschaltet sind, geht die Ausgangsspannung, die unmittelbar davor durch die Abtast-/Halteschaltung 46 erzeugt wird, auf einen Pegel Vmb, der wie folgt ausgedrückt werden kann:

Vmb = {C2/(C1 + C2} Vs

Die voranstehend erwähnte Spannung wird in ähnlicher Weise beim Betrieb des Schalters SW18 zu einem Zeitpunkt entsprechend dem Taktsignal ϕ6 abgetastet und gehalten. Die Differenz zwischen den Spannungen Vma und Vmb wird durch den nachfolgenden differentiellen Verstärker 47 bestimmt. Demzufolge wird die Spannung Vm durch den folgenden Ausdruck (4) gegeben:

Vm = {(C1 - C2)/(C1 + C2)} Vs = SVs (4)

Wie sich aus dem Vergleich des Ausdrucks (3) mit dem Ausdruck (4) ersehen läßt, ermöglicht die Anordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung, daß die Empfindlichkeit beträchtlich erhöht wird. Nebenbei gesagt, wird die Steuerung der Empfindlichkeit des Sensors gewöhnlicherweise durch Einstellen der Verstärkung des nachfolgenden Operationsverstärkers realisiert. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß für den Fall, daß die Schaltung mit dem nachfolgenden Operationsverstärker eine DC-Offsetabhängigkeit und/oder eine Neigung zu Rauschkomponenten aufweist, der Ausgang der Schaltung Rauschkomponenten mit einer Größe multipliziert mit der Verstärkung des Operationsverstärkers enthalten wird. Jedoch kann in der Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung die Verstärkung der nachfolgenden Schaltung mit dem Operationsverstärker um die Hälfte verringert werden, indem die Empfindlichkeit des kapazitiven Sensorelements 9 erhöht wird, wobei als Folge davon das SN-(Signal-zu-Rausch)-Verhältnis des Sensors erhöht (z. B. verdoppelt) werden kann.

Viele Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der ausführlichen Beschreibung und somit ist mit den angehängten Ansprüchen beabsichtigt, alle derartigen Merkmale und Vorteile des Systems abzudecken, die in den wahren Grundgedanken und den Umfang der Erfindung fallen. Da ferner zahlreiche Modifikationen und Kombinationen Durchschnittsfachleuten leicht naheliegen, ist es nicht beabsichtigt, die Erfindung auf den exakten Aufbau und den Betrieb zu beschränken, die dargestellt und beschrieben wurden.

Obwohl die beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung unter der Annahme beschrieben wurden, daß die ersten und zweiten Kondensatoren 7 und 8 des kapazitiven Sensorelements 9 variable Kondensatoren sind, läßt sich beispielsweise einfach ersehen, daß einer dieser zwei Kondensatoren als der variable Kondensator implementiert werden kann, während der andere durch einen Kondensator mit einer festen Kapazität gebildet wird.

Ferner versteht es sich von selbst, daß die Erfindung niemals auf die Anwendung auf den kapazitiven Beschleunigungssensor beschränkt ist, der in Fig. 6 gezeigt ist, sondern Anwendung auf andere Typen von kapazitiven Sensoren finden kann.

Dementsprechend kann auf geeignete Modifikationen und Äquivalente zugegriffen werden, die in den Grundgedanken und den Umfang der Erfindung fallen.

Claims (6)

1. Schnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor (9) verbunden ist, der einen ersten Kondensator (7) und einen zweiten Kondensator (8) umfaßt, wobei wenigstens einer davon eine variable Kapazität aufweist und wobei ein gemeinsamer Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren (7, 8) mit einem Massepotential verbunden ist oder alternativ auf einen Pegel eines konstanten Potentials festgelegt ist, umfassend:
einen ersten Operationsverstärker (A1);
einen dritten Rückkopplungskondensator (11), der zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) eingefügt ist;
einen vierten Kondensator (12) mit einem Ende, das mit dem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist;
einen sechsten Haltekondensator (14), der zwischen einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) und eine Referenzspannungsquelle (Vr) eingefügt ist;
einen zweiten Operationsverstärker (A2) mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß, der mit einer Referenzspannungsquelle (Vr) verbunden ist;
einen fünften Rückkopplungskondensator (13), der zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) eingefügt ist;
wobei in einem ersten Schaltzyklus der erste Kondensator (7) elektrisch mit einer Spannungsquelle (Vs) geladen wird, während der zweite Kondensator (9) und der dritte Rückkopplungskondensator (11) elektrisch entladen werden und das andere Ende des vierten Kondensators (12) mit der Referenzspannungsquelle verbunden wird, während der Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist; und
wobei zu einem Invertierungs-Zeitpunkt des ersten Schaltzyklusses der erste Kondensator (7) und der zweite Kondensator (8) kurzgeschlossen werden, um mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden zu werden, während das andere Ende des vierten Kondensators (12) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) verbunden ist.

2. Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:
eine Einrichtung zum Umschalten von Verbindungen an der Spannungsquelle in einem zweiten Schaltzyklus mit einer längeren Periode als diejenige des ersten Schaltzyklusses;
eine erste und eine zweite Abtast-/Halteschaltung (46) zum Abtasten und Halten von Spannungen, die von den Spannungsquellen mit invertierten Polaritäten ausgegeben werden; und
einen differentiellen Verstärker (47) zum differentiellen Verstärken von zwei Spannungssignalen, die jeweils von der ersten und zweiten Abtast- /Halteschaltung gehalten werden.

3. Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:
eine Betätigungselektrode (33), die als eine stationäre Elektrode im Zusammenhang mit wenigstens einer der stationären Elektroden, die Teile jeweils des ersten Kondensators (7) und des zweiten Kondensators (8) bilden, vorgesehen ist.

4. Schnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor (9) verbunden ist, der einen ersten Kondensator (7) und einen zweiten Kondensator (8) aufweist, wobei wenigstens einer davon eine variable Kapazität aufweist und wobei ein gemeinsamer Anschluß der ersten und zweiten Kondensatoren (7, 8) mit einem Massepotential verbunden oder alternativ auf einen Pegel eines konstanten Potentials festgelegt ist, umfassend:
einen ersten Operationsverstärker (A1);
einen dritten Rückkopplungskondensator (11) mit einem Ende, das mit einem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist;
einen vierten Kondensator (12) mit einem Ende, das mit dem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist;
einen sechsten Haltekondensator (14), der zwischen einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) und eine Referenzspannungsquelle (Vr) eingefügt ist;
einen zweiten Operationsverstärker (A2) mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluß, der mit der Referenzspannungsquelle (Vr) verbunden ist;
einen fünften Rückkopplungskondensator (13), der zwischen einen Ausgangsanschluß und einen invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) eingefügt ist; und
wobei in einem ersten Schaltzyklus der erste Kondensator (7) elektrisch mit einer Quellenspannung (Vs) geladen wird, wobei der zweite Kondensator (8) und der dritte Rückkopplungskondensator (11) elektrisch entladen werden, während das andere Ende des dritten Rückkopplungskondensators (11) mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist, wobei das andere Ende des vierten Kondensators (12) mit der Referenzspannungsquelle (Vr) verbunden ist und zusätzlich der Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist; und
wobei zu einem Invertierungs-Zeitpunkt des ersten Schaltzyklusses der erste Kondensator (7) und der zweite Kondensator (8) kurzgeschlossen werden, um mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden zu sein, wobei das andere Ende des dritten Rückkopplungskondensators (11) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (A1) verbunden ist, und das andere Ende des vierten Kondensators (12) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (A2) verbunden ist.

5. Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch:
eine Einrichtung zum Umschalten von Verbindungen an der Spannungsquelle in einem zweiten Schaltzyklus mit einer längeren Periode als diejenige des ersten Schaltzyklusses;
eine erste und eine zweite Abtast-/Halteschaltung (46) zum Abtasten und Halten von Spannungen, die von den Spannungsquellen mit invertierten Polaritäten ausgegeben werden; und
einen differentiellen Verstärker (47) zum differentiellen Verstärken von zwei Spannungssignalen, die jeweils von der ersten und zweiten Abtast-/Halteschaltung gehalten werden.

6. Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Sensor nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Betätigungselektrode (33), die als eine stationäre Elektrode im Zusammenhang mit wenigstens einer der stationären Elektroden, die jeweils Teile des ersten Kondensators (7) und des zweiten Kondensators (8) bilden, vorgesehen ist.