DE1541937C3

DE1541937C3 - Filterresonanzkreis, insbesondere BandpaB für H-Wellen

Info

Publication number: DE1541937C3
Application number: DE1541937A
Authority: DE
Inventors: George Frederick Sawbridgeworth Hertfordshire Craven (Grossbritannien)
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1966-06-10
Filing date: 1967-06-07
Publication date: 1975-05-22
Also published as: GB1129185A; DE1541937B2; ES341650A1; US3621483A; DE1541937A1; CH474871A; SE344388B

Description

Stand der Technik

Filterresonanzkreise, insbesondere Bandpässe sind in großer Anzahl bekannt. Die französische Patentschrift 1 151 803 zeigt beispielsweise einen Bandpaß, der in einen Hohlleiter eingebaut ist. Dieser Hohlleiter hat im Bereich des Bandpasses den gleichen Querschnitt wie vor und hinter dem Bandpaß, d. h. zuführender Hohlleiter, Bandpaßhohlleiter und weiterführender Hohlleiter haben alle den gleichen Querschnitt. Dieser Querschnitt ist so groß gewählt, daß die Grenzfrequenz des Hohlleiters kleiner ist als die zu übertragende Frequenz. Der Bandpaß selbst ist ein zweikreisiger Bandpaß, bei dem die Kopplung zwischen den Kreisen durch einen abklingenden Schwingungstyp erfolgt. Die beiden Kreise werden gebildet durch zwei Resonanzblenden bzw. Dipole, die sich im Hohlleiter befinden.

Aufgabe

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Filterresonanzkreis für //-Wellen anzugeben, bei dem die Abmessungen des Hohlleiterstücks — und zwar insbesondere der Querschnitt — kleiner als bei den bekannten Filterresonanzkreisen sind.

. ■'., Lösung

ίο Die Erfindung wird mit den in den Ansprüchen angegebenen Mitteln gelöst. Es wird dabei ein Hohlleiterstück verwendet, das wegen seiner kleinen Abmessungen an sich nicht zur übertragung der vorgesehenen Frequenzen geeignet ist.

Vorteile

Der neue Filterresonanzkreis ist auf Grund seiner kleinen Abmessungen und des einfachen inneren Aufbaus wesentlich billiger herzustellen als die bekannten Filterresonanzkreise.

Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung wird jetzt an Hand von Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 einen Hohlleiter, in dem ein dreistufiger Bandpaß gemäß der Erfindung eingefügt ist,

F i g. 2 das Ersatzschaltbild einer Stufe des Bandpasses nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Halbglied des Ersatzschaltbildes nach F i g. 2,

Fig. 4 den Impedanzverlauf eines bekannten Bandpasses mit konzentrierten Bauelementen,

F i g. 5 den Impedanzverlauf des Bandpasses gemäß der Erfindung,

F i g. 6 und 7 andere Ausführungsbeispiele eines Bandpasses nach Fig. 1,

Fig. 8 das angenäherte Ersatzschaltbild des Bandpasses nach Fig. 7,

Fig. 9 und 10 Filterglieder nach Fig. 7, die als Serien- und Parallel-Blindleitungen an einen Hohlleiter für //-Wellen angefügt sind,

Fig. 11 einen einstufigen Bandpaß nach der Erfindung,

Fig. 12 das Ersatzschaltbild eines einstufigen Bandpasses nach Fig. 11.

F i g. 1 zeigt einen dreistufigen Bandpaß 3, der zwischen einen zuführenden Hohlleiter 1 und einen weiterführenden Hohlleiter 2 eingefügt ist. Der Querschnitt der Hohlleiter 1 und 2 ist so gewählt, daß sich die zu übertragende Frequenz in ihnen als magnetische Grundwelle (//-Welle) fortpflanzen kann. Die Grenzfrequenz der Hohlleiter 1 und 2 für die magnetische GrundwJle ist also kleiner als die zu übertragende Frequenz. Das Hohlleiterstück zwischen den Hohlleitern 1 und 2 hat eine Grenzfrequenz für die magnetische Grundwelle, die größer ist als die zu übertragende Frequenz, d. h., die Wellen werden in diesem Hohlleiterstück gedämpft. Ein Hohlleiter der unterhalb seiner Grenzfrequenz für die magnetische Grundwelle betrieben wird, ist im folgenden mit Grenzfrequenzhohlleiter bezeichnet.

Ein Grenzfrequenzhohlleiter hat einen positiv imaginären Wellenwiderstand, d. h., er ist eine reine Induktivität. In Fig. 1 sind Schrauben 4 in das Bandpaßhohlleiterstück eingesetzt. Diese Schrauben wirken in dem Hohlleiter nahezu als reine Kapazität. Im folgenden wird eine Stufe der Länge / des Bandpasses nach F i g. 1 betrachtet. Eine derartige Stufe

3 4

läßt sich als T-Glied — wie Fig. 2 zeigt — dar- Da das Glied symmetrisch ist, kann es in Halbstellen. Dabei ist Z₀ der Wellenwiderstand und B₁ glieder aufgeteilt werden (F i g. 3), und deren Eigender Blindleitwert der Kapazität C₁ schäften lassen sich nach der Vierpoltheorie aus den

Leerlauf- und Kurzschlußwerten bestimmen. Die

5 Vierpolgleichungen in Matrixschreibweise für ein

B₁ =2.-τ/C₁ (/= Frequenz). solches Halbglied lauten (y — Ausbreitungskonstante):

E₁	cosh	yl 2	yl
h \ 1	1	sinh	2
	*[j Z₀*

cosh

yl) 2

2;

1

JB₁

Nach Ausführung der Multiplikation der ersten beiden Matrizen auf der rechten Seite der Gleichung (1) ergibt sich

Z₁

cosh -^- - Z₀B₁ sinh

sinh ~V + ^B₁ cosh 7Z₀ sinh

yl

cosh

yl

\	I \
	E₂
	h
I

Der Wellenwiderstand ist dann durch 7 _ ι/ 7 7~~

ί — ι Oc se

gegeben, wobei

yl yl

cosh -~ — Z₀B₁ sinh-hr-

_z _ 2 2

-TT₉- sinh -γ- + JB₁ cosh -^

Z_K = JZ₀ tanh -^-.

Φ .

(3)

(3 a)

(3 b)

35 Dies ist nach (4 a) der Fall, wenn

cosh² -^ Z₀B₁ sinh -^- cosh -V ⁼ 0 °der 1 (6)

40 ist.

Wenn

45 cosh² -^- Z₀B₁ sinh-^- cosh V = ⁰'

dann ist

Das übertragungsmaß cosh -~- ist gegeben durch y/

y/ Z₀B₁ = coth V-

cosh² y = cosh -^- ^cosh 2~ - Z₀B₁ sinh

hieraus

(4)

55 Wenn andererseits

cosh² -^ Z₀B₁ sinh -y- cosh -y- = 1 ,

cosh Φ = 2fcosh² V - ^zo^ßi sinh-^-cosh -^Λ - 1

y 2 2 LJ

60 dann ist

Z₀B₁ = tanh -y-

(4a)

Die Bandgrenzen ergeben sich für cosh Φ — ± 1. 65 Mit Hilfe dieser Gleichungen lassen sich die Frequenzen für die Bandgrenzen an Hand der Kenngrößen des Hohlleiters (γ I) und der Abschlußkapa-(5) zität (C₁) ermitteln. Die beiden Frequenzen, bei denen

die Gleichungen (7) und (8) erfüllt sind, lauten dann

tanh

/i =

/2 =

Z₀ 2 π C₁

coth -ψ Z₀ 2 .τ C₁

Die Mittenfrequenz /₀ liegt in der geometrischen Mitte

Deshalb ist

ferner beträgt die Güte
/0

2-T-Z₀C₁

Q =

- /ι _coth y]_ _ _tanh j^

Das Netzwerk nach F i g. 2 ist somit ein Bandpaß, dessen Wellenwiderstand durch die Gleichung (3) gegeben ist.

In der Regel ist es wünschenswert, einen Bandpaß bei seiner Mittenfrequenz /₀ anzupassen. Wenn der Wert von B bei der Mittenfrequenz (2 π /₀ C₁ = -^

in (3) eingesetzt wird, ergibt sich· der Wellenwiderstand Z_;o bei der Frequenz /₀ zu

zahl von Schrauben 4 (eine pro Stufe) zur Kapazitätseinstellung. Da γ mit der Wellenlänge zunimmt, ist die Dämpfung unterhalb der Resonanz höher als bei bekannten Bandpässen, und die Verluste pro Stufe sind klein.

Wie bei allen Mikrowellenbandpässen können auch bei diesem Bandpaß unerwünschte Nebenresonanzen auftreten; der bekannte Resonanzeffekt bei Vielfachen der Grundschwingung ist jedoch nicht vorhanden.

,o Im einfachsten Fall, wenn für den Bandpaß ein Grenzfrequenzhohlleiterstück von konstantem Querschnitt verwendet wird, wird für Frequenzen oberhalb der Grenzfrequenz der Bandpaß durchlässig. Um diesen Effekt zu vermeiden, wird die Bauweise nach F i g. 6 angewendet, in der die Schrauben zur Kapazitätseinstellung durch Stege 5 ersetzt sind. Diese Bauweise ist dieselbe, wie die der herkömmlichen Tiefpässe, die aus Hohlleiterstücken mit alternierend hohen und niedrigen Wellenwiderständen aufgebaut sind.

Es ist dann möglich, diesen Durchlaßbereich vollkommen zu unterdrücken oder — falls erforderlich — ihn als zweiten einstellbaren Durchlaßbereich zu verwenden.
Netzwerke der oben beschriebenen Art weisen als Blindwiderstand nützliche Eigenschaften auf, wenn sie als reine Halbglieder verwendet werden. Dies wird durch das Netzwerk nach Fig. 3 dargestellt. Die Eingangsimpedanz ergibt sich durch einfache Umformung aus Gleichung (3 a)

7Z₀ (cosh IL-Z₀B₁ sinh-^-)
^₀B₁ cosh

-ψ - sinh^

= Z₀1/tanh

(10)

Eine Eigenschaft eines Bandpasses besteht darin, daß die Bandbreite eine Funktion von γ ist. Für den idealen, verlustlosen Fall geht γΐ—> oo, und man kann tanh γ I durch coth γ I ersetzen. Dann geht die Bandbreite (J₁ — /₂) gegen Null. Im folgenden wird der Wellenwiderstand Z₁- als Funktion der Frequenz betrachtet. Bei sehr niedrigen Frequenzen ist γ I sehr groß, und B₁ strebt dem Wert Null zu. Es gilt daher

Z₁- ~ JZ₀.

Bei der unteren Grenzfrequenz Z₁ wird der Nenner in der Gleichung (3) Null, so daß Z₁ unendlich wird. Bei der oberen Grenzfrequenz /₂ wird der Zähler Null, und deshalb ist auch Z₁ Null. Dieses Verhalten stellt Fig. 5 im Vergleich zur Durchlaßkurve eines herkömmlichen Bandpasses mit konzentrierten Kreisen (F i g. 4) dar.

Die Anordnung nach F i g. 1 dürfte wohl die einfachste Art sein, einen Hohlleiterbandpaß zu realisieren. Die Anordnung besteht aus einem Hohlleiter mit den erforderlichen Abmessungen und einer An-Dieses Netzwerk hat die Null- und Unendlichkeitsstellen von Z₁- — wie oben beschrieben — und ist annähernd dem m-Filter nach F i g. 7 äquivalent. Das ungefähre Ersatzschaltbild zeigt Fig. 8.

In dieser Art von Bandpässen ist der Grenzfrequenzhohlleiter 10 durch einen kurzgeschlossenen Hohlleiter 11 mit der Länge Z abgeschlossen, so daß

tan -^— negativ ist und somit die erforderliche Ab-

'-S

Schlußkapazität für das Grenzfrequenzhohlleiterstück darstellt. Bei dieser Art des Abschlusses werden Energieverluste am Ende des Hohlleiters 11 vermieden, wenn die Anordnung z. B. als Blindleitung verwendet wird.

Für das Blindwiderstandsglied nach F i g. 7 werden nun mehrere Anwendungsmöglichkeiten angegeben. Wenn dieses an einen Hohlleiter 12 (F ig. 19) für die //-Grundwelle angekoppelt ist, kann es als Parallel- oder Serien-Blindleitung dienen. (13 bzw. 14 in den Fig. 9 bzw. 10.) Wenn es als Parallel-Blindleitung dient, erscheint der Durchlaßbereich bei tieferen Frequenzen als der Sperrbereich. Bei einer Serien-Blindleitung sind diese beiden Bereiche vertauscht. Es kann auch als Serienelement in den äußeren Halbgliedern eines m-Filters für einen Grenzfrequenzhohlleiterbandpaß verwendet werden. Außerdem kann es in Bandpässen als Zwischenglied dienen, welches bei einer bestimmten Frequenz eine hohe Dämpfung bewirkt.

In F i g. 11 ist ein einstufiger Bandpaß dargestellt. Der Bandpaß 15 ist ein Grenzfrequenzhohlleiterstück 16, das sich zwischen zwei Hohlleitern 18

und 19 befindet und mit einer Schraube 17 zur Kapazitätseinstellung versehen ist. Fig. 12 zeigt das Ersatzschaltbild des Bandpasses nach Fig. 11.

Die induktiven Parallelblindwerte, die durch die Übergangsstellen an den Hohlleitern 18 und 19 entstehen, bewirken, daß die beiden Resonanzen viel näher aneinander rücken als nach Beziehung (3 a) zu erwarten ist. Die Blindleitwerte an den Übergangsstellen können, wenn sie genügend groß sind, die Resonanzen vollkommen aufheben.

Bei Versuchen bei 4 GHz mit X-Band-Hohlleitern

unterschiedlicher Abmessungen ergab sich das gewünschte Bandpaßverhalten erst nachdem die induktiven Blindleitwerte, die von den Übergangsstellen herrühren durch die Einstellung der kapazitiven Schrauben kompensiert waren.

Versieht man ein Grenzfrequenzhohlleiterstück mit je einer Schraube zur Kapazitätseinstellung an jedem Ende, so ergibt sich ein .-τ-Glied, und die Schrauben dienen als Abschlußblindleitwert für das Hohlleiterstück und zum Ausgleich der induktiven Blindleitwerte, die von den Übergangsstellen herrühren.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

409 540/94

Claims

Patentansprüche:

1. Filterresonanzkreis, insbesondere Bandpaß für //-Wellen, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hohlleiterstück (3; 10; 16) vorgesehen ist, dessen Grenzfrequenz größer als die Frequenz der ankommenden //-Wellen ist, in dem sich ein kapazitiver Blindwiderstand (4; 5; 11; 17) befindet, der so gewählt ist, daß sich zusammen mit dem induktiven Blindwiderstand des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiterstücks ein Resonanzkreis ergibt, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte des gewünschten Durchlaßbereichs liegt.

2. Filterresonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Blindwiderstand durch eine Schraube gebildet wird, die in das Hohlleiterstück eingesetzt ist (Fig. 1; 12).

3. Filterresonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Blindwiderstand durch einen Steg gebildet wird (F i g. 6).

4. Filterresonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Blindwiderstand aus einem kurzgeschlossenen //-Hohlleiterstück besteht (Fig. 7; 9; 10).

5. Filterresonanzkreis nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Blindwiderstand am Ende des Hohlleiterstückes angebracht ist.

6. Filterresonanzkreis nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Blindwiderstand in der Mitte des Hohlleiterstücks angebracht ist (Fig. 1; 6; 7; 9; 10).

7. Filterresonanzkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß an beiden Enden des Hohlleiterstücks des Filterresonanzkreises Hohlleiter angebracht sind, deren Grenzfrequenz unterhalb der Frequenz der //-Wellen liegt.