DE1791017C - Mikrowellenfilter - Google Patents

Description

IR.g,

wobei

A =

Ag₃^

cot

R, eine Belastungsimpedanz, R. eine Generatorimpedanz ist und go, gi, g₂ und g_A normalisierte Werte eines mit konzentrierten Elementen ausgeführten Filters sind, das eine Bandkantenfrequenz oj, aufweist.

Die Erfindung betrifft ein elektromagnetisches Mikrowellenfilter, welches einen leitend begrenzten, rephteckigen Wellenleiter und eine Vielzahl von Resonanzhohlräumen aufweist, die mit dem Wellenleiter jeweils durch eine von einer Vielzahl von im Abstand angeordneten Irisblenden gekoppelt sind.

Im Stand der Technik wurde bereits das grundlegende Mikrowellenfilter ausgedehnt angewendet, dasaus einer Vielzahl von leitend begrenzten Resonanzhohlräumen besteht, die an einen leitend begrenzten rechteckigen Wellenleiter an Punkten angekoppelt sind, welche einen Abstand von einem ungeraden Vielfachen einer Viertelwellenlänge voneinander haben. Die Einstellung der Resonanzfrequenz und des Gütewertes Q der Hohlräume ergab zahlreiche verschie-

dene· Bandpaß- und Bandsperrfilter mit zahlreichen brauchbaren Grenzkennlinien. In den ersten Entwicklungsjahren hatten die Hohlräume einen Abstand von einer Viettelwellenlänge, wobei es ausreichte, die Wirkungen jedes Abschnittes des ver-

bindenden Wellenleiters zwischen den Hohlräumen zu vernachlässigen.

Später fand man, daß für physikalisch realisierbare

Bandsperrfilter in Wellenleitern ein Abstand von

. einem größeren Vielfachen einer Viertelwellenlänge

benutzt werden sollte, um zu verhindern, daß die Kopplung von Wellentypen höherer Ordnung zwischen benachbartem Hohlraum die Arbeitsweise des Filters verschlechtert. Die Wirkungen der längeren verbindenden Abschnitte wird dann zu groß, um für die derzeitigen Bemessungsnormalen außer acht gelassen zu werden, in Anbetracht dieser Schwierigkeit wurde von B. M. Schiff mann und G. L. M a t t h a e i z. B. in dem Aufsatz »Exact Design of Band-Stop Microwave Filters« in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques« Band MTT-12 (Januar 1964) Nr. 9 auf Seite 6 vorgeschlagen, eine Vielzahl von Viertelwellen-Transformatorenabschnitten zwischen jeden Hohlraum einzuschalten. Wenn diese Lösung auch theoretisch richtig ist, so ist ihre Realisierung doch undurchführbar, da die komplizierte Form weitere Unstetigkeiten in einer Anordnung bedingt, die bereits mehr unvermeidbare Unstetigkeiten rufweist, als leicht kontrolliert werden können.

Bei Hohlleiterkopplern (The Bell System Technical Journal, Vol. 33, Mai 1954, Nr. 3, S. 661 bis 719, insbesondere F i g. 50A) ist es bereits bekannt, den Querschnitt des Hohlleiters an der Koppelstelle zu verkleinern. Hierdurch soll eine Differenz zwischen den Phasenkonstanten der beiden miteinander gekoppelten Leitungen geschaffen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Mikrowellenfilter der eingangs angegebenen Art so auszubilden, daß das erwünschte Filterverhalten ohne eine große Anzahl von Unstetigkeiten in der Anordnung erreicht wird.

Die gestellte Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Wellenleiter im Bereich der Irisblenden bezüglich einer Querschnittsabmessung auf eine solche Abmessung reduziert ist, die von der Stelle einer Irisblende bis zur Stelle einer angrenzenden Irisblende gleichförmig bleibt.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung haben die Irisblenden einen Abstand von drei Viertel der Wellenlänge der Wellenenergie im Leiter und für die Mittenfrequenz des Filters voneinander.

Bei einer zweiten Weiterbildung der Erfindung weisen die Hohlräume etwa die Hälfte der Wellenlänge der Wellenenergie im Leiter und für das Durchlaßband des Filters auf.

Eine dritte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß drei Hohlräume mit den Gütewerten im belasteten Zustand Q₁, Q₂, Q₃ vorgesehen

sind und daß die Hohlräume durch Wellenleiterabschnitte mit Wellenwiderständen Z₁₂ und Z₂₃ voneinander getrennt sind, wobei gut:

IO

= «ι cot

R₁ eine Belastungsimpedanz, R₉ eine Generatorimpedanz und g₀, g,, g₂ und ^₄ normalisierte Werte eines mit konzentrierten Elementen ausgeführten Filters sind, das eine Bandkantenfrequenz <■>, aufweist.

Mit dem erfindungsgemäßen Fiiier wird unerwünschtes Verhalten vermieden, wobei eine einfache Verringerung der Höhe des Wellenleiters in einem ³ ₄ Wellenlängen langen Gebiet zwischen zwei gegebenen Resonaiizhohlräumen genügt, wenn die Verringerung so bemessen ist, daß in diesem Gebiet ein spezieller Wert des Wellenwiderstands entsteht, der auf den Parametern der Hohlräume selbst beruht. Zwischen den Hohlräumen kommen keine neuen Unstetigkeiten hinzu, d. h. die einzigen vorhandenen Unstetigkeiten (nämlich mit der den Hohlraum ankoppelnden Irisblende und mit der kapazitiven Anpaßschraube, die gewöhnlich zu der Irisblende gehört) zusammenfallen und sind mit diesen elektrisch abgestimmt.

Wenn das Erfindungsprinzip auf ein typisches maxin.al flaches (aufbaumäßig symmetrisches) Filter mit drei Hohlräumen angewendet wird, reduziert sich die erfindungsgemäße Anordnung auf eine einzige Platte aus leitendem Material, die l^l/₂ Wellenlängen lang ist und eine spezielle Dicke aufweist, und die sich in dem verbindenden rechteckigen Leiter an einer breiten Wand erstreckt und in der Mitte zwischen den Irisblenden der Resonanzhohlräume liegt. Das Erfindungsprinzip kann auf Filter mit einer beliebigen Anzahl von Hoh'räumen ausgedehnt werden, die sowohl symmetrisch als auch unsymmetrisch sein können.

Nachfolgend wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine QuerschniUansicht eines als Beispiel gewählten Filters mit drei Hohlräumen gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein typisches Schemafilter mit punktförmig zusammengezogenen Elementen mit einer für die F i g. 1 gewünschten Kennlinie,

F i g. 3 bis 5 aufeinanderfolgende Ersatzschaltbilder für Ubertragungsleitungen, um eine Äquivalenz zwischen den F i g. 1 und 2 abzuleiten.

In F i g. 1 wurde ein Filter mit drei Hohlräumen gewählt, um das Erfindungsprinzip zu erläutern. Wie aus dem Querschnitt hervorgeht, besteht das Filter aus einem Abschnitt eines rechteckigen, leitend begrenzten Wellenleiters 10 und aus drei etwa eine halbe Wellenlänge langen Hohlräumen H, 12 und 13, die durch eine breite Wand des Leiters 10 mit Hilfe der Irisblenden 14,15 und 16 an Punkten angekoppelt sind, die einen Abstand von drei Viertel einer Wellenlänge im Leiter haben. Die kapazitiven Abstimmschrauben 17, 18 und 19 befinden sich in der breiten Wand jeweils gegenüber den Irisblenden 14,15 und 16. Bis hierher ist die Anordnung herkömmlich und bekannt

Erfindungsgemäß wird der Wellenwiderstand des Leiters 10 in dem Gebiet, das sich von der Irisbleude 14 bis zur Irisblende 15 (oder von der Schraube 17 zur Schraube 18) erstreckt, auf einen Wert reduziert, der mit Z₁₂ bezeichnet ist, indem die schmale Querschnittsabmessung des Leiters 10 durch die leitende Platte 20 verengt wird, während er im Gebiet zwischen den Irisblenden 15 und 16 (oder den Schrauben 18 und 19) durch die leitende Platte 21 auf einen Wert reduziert wird, der mit Z₂₃ bezeichnet ist Bei der dargestellten Form führen diü Schrauben 17, 18 und 19 durch Löcher in den Platten 20 und 21, wobei das Erde jeder Platte mit dem Durchmesser einer Schraube zusammenfallen soll.

Um das Erfindungsprinzir zu erläutern und die Impedanzwerte Z₁₂ und Z₂₃ erfindungsgemäß zu bestimmen, wird ein Verfahren angewendet, das in der Filtertechnik bekannt ist, bei dem von einem schematischen Tiefpaßfilter mit punktförmig zusammengezogenen Elementen und mit der gewünschten Ubertragungskennlinie ausgegangen wird, dann das Ubertragungsleitungsäquivalent des Schemafilters abgeleitet wird und schließlich die Korrekturen vorgenommen werden, die notwendig sind, um die Form der Hohlräume mit verteilten Parametern zu beschreiben. Bezüglich einer weiteren Diskussion dieser Lösung und der Berechtigung ihrer Gültigkeit wird auf die Standardwerke verwiesen, z. B. »Microwave Transmission Circuits« von G. L. R a g a η. Radiation Laboratory Series, Bd. 9, McGraw-Hill Book Co.. New York 1951, oder auf veröffentlichte Aufsätze, ζ. Β. »Microwave Band-Stop Filters with Narrow Stop Bands« von L. Y ο u η g, G. L. M a 11 h a e i und E. M. T. Jones, in der Zeitschrift »IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques«, Bd. MTT-10 (November 1962) Nr. 6, S. 416 bis 427.

In F i g. 2 ist eine typische Tiefpaß-Grundschaltung dargestellt, die aus einer Reiheninduktivität 31, zwei Parallelkondensatoren 32 und 33, einer Quellenimpedanz 34 und einer Belastungsimpedanz 35 besteht. Die Werte g₀, #,, g₂, g₃ und g₄, die in der obigen Literatur als »</«-Werte bezeichnet werden, sind die normierter, Elementwerte, die die gewünschte Fi equenzabhängigkeit angeben.

Das Ubertiagungsleitungsäquivalent der F i g. 2 ist in F i g. 3 dargestellt, in der eine kurzgeschlossene Stichleitung 36 mit dem Wellenwiderstand Z₂ und der Länge / das induktive Element 31 ersetzt, während die offenen Stichleitungen 37 und 38 mit der charakteristischen Admittanz Y₁ und Y₃ und der gleichen Länge / c"!e kapazitiven Elemente 32 und 33 ersetzen, und zwar unter Verwendung der Frequenztransformation

ω = A tan ßl (1)

wobei αϊ die normierte Grundfilter-Frequenzveränderliche, A die Bandbreiten-Konstante, / die Länge der Stichleitungen und β ihre Fortpflanzungskonstante ist. Wenn man erfindungsgemäß \

wählt, wobei X₀₀ die Wellenlänge der Bandmitten-

'requenz ist, und wenn man die Transformation der Gleichung (1) auf die Wellenwiderstände anwendet, so wird

Y₁ = Q₁A; Z₂ = Q₁A und Y₃ = Q₃A, (3)

3π

A = ω, COtf —Y

(4)

Hierbei ist O)₁ die Bandkantenfrequenz (z. B. der 3-db-Punkt des Schemafilters) und X_gi die gewünschte Bandkantenleiterwellenlänge entsprechend <»,.

In F i g. 4 wurde ein Ubertragungsleitungsabschnitt 39 mit einer Länge /, nunmehr

15 räumen der Fig. 1. Es ist leicht den Wellenwiderstand einer Ubertragungsstichleitung so einzustellen, daß die gewünschten Werte von Z₁, Z₂ und Z₃ erhalten werden, doch ist dies bei einer Hohlraumanordnung fast unmöglich. Andererseits kann der Gütewert Q eines Resonanzhohlraums leicht dadurch geändert werden, daß die Größe seiner Kopplungs-Irisblende verändert wird. Daher ist es offensichtlich ein Vorteil, die Parameter der Hohlräume 11,12 und 13 der Fi g. 1 durch die Gütewerte Q im belasteten Zustand auszudrücken. Bekanntlich ist ein Halbwellen-Hohlraum mit einem gegebenen Uüicvert Q im belasteten Zustand einer kurzgeschlossenen Dreiviertelwellenlängen-Ubertragungsstichleitung mit dem Wellenwiderstand Z äquivalent, wenn gilt:

(12)

und derselben Impedanz g₀ wie der Generator vor den Stichleitungen 36 und 37 der F i g. 3 eingefügt, während ein öbertragungsleitungsabschnitt 41 mit der gleichen Länge und derselben Impedanz g₄ wie die Belastung hinter den Stichleitungen 36 und 38 eingefügt wurden. Durch keine der Einfügungen wird die Amplitudenübertragungskennlinie des Netzwerks geändert.

Es sei daran erinnert, daß die Kuroda-Identität einen Austausch einer offenen Stichleitung mit der Impedanz Y und einer verbindenden Leitung mit der Impedanz Z gegen eine kurzgeschlossene Stichleitung mit der Impedanz

Z²Y

1 + LY

(5)

und eine verbindende Leitung mit der Impedanz Z

1 4-2Y

(6)

Z₁ =

^Zl2= l+gbr

Z₂ = Ag₂;

l+SoVi
go

Z₃ =

A I

Z₂₃ =7+

1 +

(7)

(8)

(9)

(10)

(H)

Dieser Ausdruck ist bekanntlich ausreichend genau für Frequenzen dicht bei der Resonanzfrequenz, wie in den meisten Wellenleiterfiltern. In gleicher Weise ist es bequemer, die Belastungsimpedanz R₁ und die Generatorimpedanz R_g direkt und nicht in ihren normalisierten Äquivalenten g₀ und g₄ auszudrücken. Daher e hält man durch Einsetzen der Gleichung (12) für jede Hohlraumimpedanz in die Gleichungen (7) bis (11) und durch Multiplizieren aller Impedanzen

mit dem Faktor — ^L die folgenden Bemessungs-86 _

gleichungen für den Aufbau der r i g. i.

35

40

erlaubt. Wenn man die Identität der Gleichungen (5) und (6) auf die Leitung 39 und die Stichleitung 37 und dann wieder auf die Leitung 41 und die Stichleitung 38 der F i g. 4 anwendet, erhält man die F i g. 5, für welche gilt: .

55

60

Das Netzwerk der F i g. 5 ist nunmehr demjenigen der F i g. 1 äquivalent, abgesehen von den praktischen Differenzen zwischen den Resonanz-Übertragungsstichleitungen der Fig. 5 und den Resonanzhohl-

Tabelle 1

JiL

go

2R₉ Ag₁

(\ + -J—V R, = R_g
\ Ag₃gtJ "

g»

go

Diese Gleichungen definieren die entsprechenden Gütewerte Q einer Reihe von Hohlräumen a- Hand der Parameter des Schemafilters für eine gegebene Ubertragungskennlinie, ferner definieren sie erfin· dungsgemäß die Wellenwiderstände Z₁₂ und Z₂₃, die in den Gebieten zwischen den Hohlräumen mit der Platten 20 und 21 herzustellen sind. Wenn es aucr scheinen mag, daß diese Gleichungen kompliziert unc schwierig auf eine tatsächliche Anordnung anzu wenden sind, so ist doch zu erkennen, daß, wenn ein mal numerische Werte für Z₁₂ und Z₂₃ erhaltet wurden, die Bemessung einer tatsächlichen Anordnunj nur darin besteht, zu bewirken, daß die Höhe de durch die Platten 20 und 21 eingeengten Leiters das selbe Verhältnis zu der nicht eingeengten Höhe de Leiters 10 hat, die die gewünschten Impedanzen Z₁ oder Z₂₃ zum Wellenwiderstand des Leiters lO'aul weisen.

Wenn das gewünschte Filter symmetrisch ist, wi im Fall eines maximal flachen Filters, des meist ge wünschten Typs, sind Q₁ und Q₃ sowie Z₁₂ und Z₂ gleich. Dann sind die Platten 20 und 21 auf ein

2812

einzige Platte aus leitendem Material mit der erforder- „ _ 3.-r / \ gg N

liehen Dicke und einer Länge von l'/₂ Wellenlängen ^² ~ 2R_g \1 + /IgOg₁ /Ig₂(I +AgQg₁)¹J

reduziert. Wenn nur ein Filter mit zwei Hohlräumen

gewünscht wird, definieren die Werte von Q₁, Q₂ und ,

Z₁₂ die erforderlichen Parameter, wenn 5 Z₂₃ = R^g₀(Ag₂ + -j—-- )

Ri ⁼⁼ R»

&gj 3-τ I / <?

isi. ³ ~~ 2R Afbe ' ~ '™1 "* T+—

Das Erfindungsprinzip kann auch auf Filter mit 10 "

vier oder mehr Hohlräumen ausgedehnt werden.

Wenn man der gleichen Näherung, die an Hand der η Il .. f [ ₊ &>.

F i g. 2 bzw. 5 dargelegt wurde, z. B. Tür ein Filter mit 2R₉g₀ \· + <4g₅gf, /Ig₄(I +

fünf Hohlräumen, folgt, erhält man die nachfolgende

Tabelle von Beziehungen: 15 B_n / 1 +

45 ^g

Tabelle 2 ⁸"

3.-1 Λ . I N -y _ ο Z' ! + ^gogA r> _ ^3;T go

ft.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

2812 ·

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Elektromagnetisches Mikrowellenfilter, welches einen leitend begrenzten, rechteckigen Wellenleiter und eine Vielzahl von Resonanzhohlräumen aufweist, die mit dem Wellenleiter jeweils durch eine von einer Vielzahl von in Abstand angeordneten Irisblenden gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter (10) im Bereich der Irisblenden (14, 15, 16) bezüglich einer Querschnittsabmessung auf eine solche Abmessung (Z₁₂) (durch Teile 20 und 21) reduziert ist, die von der Stelle einer Irisblende (14) bis zur Stelle einer angrenzenden Irisblende (15) gleichförmig bleibt.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Irisblenden (14, 15, 16) einen Abstand vou drei Viertel der Wellenlänge der Wellenenergie im Leiter und für die Mittenfrequenz des Filters voneinander haben.

3. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hohlräume (11, 12, 13) etwa die Hälfte der Wellenlänge der Wellenenergie im Leiter und für das Durchlaßband des Filters aufweisen.

4. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß drei Hohlräume mit Gütewerten im belasteten Zustand Q₁, Q₂, Q₃ vorhanden sind und daß die Hohlräume durch Wellenleiterabschnitte mit Wellenw^derstär den Z₁₂ und Z₂₃ voneinander getrennt sind, wobei gilt: