DE2131648C3 - Passives Mikrowellen-Filter - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein passives Mikrowellen-Filter mit einem schmalen Betriebsband und einer Vielzahl von ein Netzwerk bildenden Resonatoren, die in einem Gehäuse im Abstand von desren oberer und unterer Wand angeordnet sind, wobei die elektrischen Abstände zwischen den Resonatoren keine ganzzahligen Vielfachen von Viertel-Wellenlängen Sei den Betriebsfrequenzen sind.

Aus dem USA.-Patent 3 582 841 ist ein Mikrowellen-Filter mit einem Netzwerk aus parallelen Resonatoren bekannt, deren elektrische Größen nach elliptischen Funktionen bestimmt sind. Die Länge der Resonatoren ist eine halbe Wellenlänge bei der Mittelband-Frequenz des Filters. Der Querschnitt jedes Resonators liber seine Länge ist ungleichmäßig und abgestuft.

Ferner sind aus der Druckschrift IEEE-Transactions on Circuit Theory, Vol. CT 18, Nr. 2, März 1971, S. 264 bis 276, explizite Formeln zur Bemessung der Größen der Elemente von Netzwerken bekannt, die von elliptischen Funktionen und von der inversen Tschebyscheff-Funktion abgeleitet sind.

Die bekannten Filter haben keine zufriedenstellenden Sperr-Charakteristiken, weshalb der Erfindung die Aufgabe zugrundeliegt, ein Mikrowellen-Filter der eingangs genannten Art zu schaffen, das bessere Sperr-Charakteristiken aufweist als die bisher bekannten Filter.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß jeder Resonator eine gleichmäßige Querschnittsform und Fläche über «eine Länge hat, daß jedoch die verschiedenen Resonatoren gegeneinander unterschiedliche Querschnittsformen und/oder Flächen und/oder Längen aufweisen und/oder aus verschiedenen Materialien mit unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten bestehen, wobei, wie an sich bekannt, die elektrischen Größen der Elemente des Netzwerkes durch Formeln bestimmt sind, die an die inverse Tschebyscheff-Funktion oder an elliptische Funktionen angenähert sind.

Das Filter kann zusätzlich wenigstens ein Paar elektrisch angepaßter Resonatoren und/oder wenigstens ein Paar von Resonatoren besitzen, die durch einen Abschnitt mit einem elektrischen Abstand getrennt sind, der gleich einer ganzen Zahl von Viertel-Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz des Filters ist.

Beispielsweise Aasführungsformen der Erfindung werden nachfolgend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert, in der

F i g. 1 einen Schaltkreis eines abstrakten, theoretischen, passiven Mikrowellen-Filter-Netzwerkes zeigt, das zu einem erfindungsgemäßen Filter gehört und Elemente besitzt, deren Größen durch die inverse Tschebyscheff-Funktion oder die elliptische Funktion bestimmt sind;

F i g. 2a und 2b zeigen die Veränderung der Einfügungsdämpfung L mit der Frequenz <·> für ein Mikrowellenfilter, das entsprechend der inversen Tschebyscheff-Funktion und der elliptischen Funktion aufgebaut ist;

F i g. 3 zeigt einen Schaltkreis einer Transformation des Filternetzwerkes nach Fig. 1, das sich als Teil einer transversalen elektromagnetischen Kammleitung, wie z. B. einem Koaxialkabel, eignet;

F i g. 4a und 4b zeigen im Schnitt ein Netzfilter nach der Erfindung unter Verwendung des Netzwerkes nach F i g. 3;

F i g. 5 zeigt einen Schaltkreis einer Transformation des Filternetzwerkes nach F i g. 1 als Teil eines Wellenleiters;

F i g. 6 zeigt schematisch ein typisches rechteckiges Wellenleiterfilter;

F i g. 7i< und 7b zeigen im Schnitt schematisch ein rechteckiges Wellenleiterfilter nach der Erfindung unter Verwendung des Netzwerkes nach F i g. 5.

Die Filter nach der Erfindung basieren auf einei neuen Form eines Filternetzwerkes, dessen Hochpaßform allgemein in F i g. 1 gezeigt ist, und das zwischer einer Einheits-Eingangsimpedanz R1 und einer Aus gangsimpedanz R 2 arbeitet. Diese Schaltung verwen det das Konzept einer frequenzunveränderlichen Re aktanz. Dies ist ein vollkommen verlustfreies Elemem mit einer Reaktanz, die unabhängig von der Frequen; eines angelegten Signals ist. Ein solches Element is rein theoretisch und hat keine körperliche Verwirk lichung. Es ist in der Zeichnung durch ein Rechteck wellensymbol dargestellt.

Das Netzwerk nach F i g. 1 ist eine Ketlen-Zerle gung von linearen Reaktanzen (d. h. Reaktanzen mi nur einem frequenzabhängigen Element, entwedei einem Kondensator oder einem Induktor), die zwi sehen Abschlußwiderständen arbeitet und das Kon zept von frequenzunveränderlichen Reaktanzen ver wendet.

Die geeignetsten Formen von angenäherten Funk tionen, die für dieses Netzwerk verwendbar sind sind die inversen Tschebyscheff- und die elliptischci Funktionen. Die F i g. 2a und 2b zeigen entsprechen die Einfügungsdämpfung L über der Frequenz m fü diese beiden Funktionen. Für beide können nein explizite Formeln für die Größen der Elemente de Netzwerkes nach F i μ. 1 hergeleitet werden.

Beispielsweise im Falle einer inversen Tschebyschcfl Funktion, die zwischen Einheitsimpedanzen arbeite (d.h. Rl - 1) kann gezeigt werden, daß die lmmit

3 4

tuflzg, des r-ten Elementes in der Leiter-Zerlegung Wendet man diese Transformationen auf das Pro togegeben ist durch typ-Netzwerk nach F i g. 1 an, so erhält man ein neues

Netzwerk in derselben Grundform.

2 η sin Γ ~ ^^π Ί Aus Gründen der Übersichtlichkeit wird die fol-

L 2n j 5 gende Beschreibung auf den Fall des symmetrischen

Γ (2r — IJj₁ η ' ^l ' Bandpasses beschränkt, d.h. wenn β = y = ü und J W Oi Z d Dhlßbih id Bi

. Γ (2r — IJj₁ η Bandpasses beschränkt, d.h. wenn β = y = ü und

P + j cos ^ — J W = Oim Zentrum des Durchlaßbereiches sind. Bei

dem Prototypnetzwerk werden weitere Transformationen durchgeführt, die für die transversale ehktro-

wobei ρ die konzentrierte komplexe Frequenzvariable _Io magnetische Leitung und für den Wellenleiter unter- und n der Grad oder die Ordnung des Netzwerkes schiedlich sind. Zunächst wird der Prototyp der sind, ι, ist gegeben durch transversalen elektromagnetischen Leitung abgeleitet.

Für den symmetrischen Fall des Bandpasses nach

1 ■ der inversen Tschebyscheff-Funktion wird das Proto-

'/ = sinh—. ,_s typnetzwerk nach Fig. 1 transformiert, indem die

Phasendifferenz zwischen benachbarten, einen Durch-

_|.| laß Null erzeugenden Elementen in die in Fig. 3

sinh —erhält man aus der Gleichung L_x= 10 log gezeigte Form gebracht wird, die eine Leiter-Zerlegung 1 von Elementen darstellt, die sämtliche Admittanzen

(1 + -? ), wobei L_s die Mindesthöhe der Einfugungs- _i0 in folgender Form haben

dämpfung in dem Band -1 < W < 1 ist. y_r = j (AaW + B)

Für stetige sinusförmige Signale ρ — jm und zum _ _ _ ß»

Erhalten der verschiedenen Bandpaß-bzw. Bandsperr- Λπ + ι - r — JV* w - -w,

konstruktionen wird die folgende allgemeine bilineare 25 j = —j

Frequenztransformation angewandt

wobei insbesondere für r = 1 bis n

"' γ]Ϋ + l ' ^M _ ρ COS B_raW +

3° ^-4sin(_Vr+v;_+I

wobei α, β und γ in bekannter Weise auf die Bandkantenfrequenzen bezogen sind. und

\ cos «γ sin vv-i + VV ^cos Vr ^sm (Vr + VV+i) J

— j[cot(v'_r-i + Vr) 40 abhängigen Elementes auf einen Wert in der Ordnung

der Einheit zu reduzieren. Wenn dies durchgeführt

+ cot (w + vv+i)] (4) '^st> kann das Netzwerk, abgesehen von den Trans

formatorelementen, in eine nichtangepaßte interdigi-

sjnd, tale Leitung von im wesentlichen gleichmäßigem

y_{2n + 1} = j;₍₂„ _{+ 1)} + 21/ (5) 45 Querschnitt über ihre gesamte Länge eingebaut

werden.

Geht man zurück auf den Fall der Halb-Wellen-

wobei j'(2„ + D das Ergebnis der Gleichung (4) und 2</ länge, so ergibt sich
ein Korrekturfaktor ist.

2(2n +1) V 2 mj V 2 ,.,, /

.τ , wobei a_r und f_r typische Werte Tür die frequenz-

W + VV — 2 ' ^v'^{n + 1 =} 55 abhängigen und die frequenzunabhängigen Kompo

nenten für das r-te Element sind. Für schmale Bandbreiten ergibt sich daher

2 y tan H_r = lan vv + t^an VV+ i · (^)

^ar ( ^ "Hi \ ·' r

Die Gesamtordnung des Netzwerkes ist 2<i + 1, 6o ' 2 \2 i»_t) a_r

weshalb ein modifizierter Prototyp in dieser Form nur

für Konstruktionen mil ungerader Ordnung möglich wodurch die Admittanz und die Länge jedes Resoist. nutors in der interdigitalen Leitung bestimmt wird.

Interdigital oder direktkapazitiv gekoppelte Tnm ν , . _r «>„ ,. _ ... . ... ,.

formatorelemente wurden am Eingang und am Aus- 65 ^{wobei ferner} 7,7 ^die Resonanzlange darstellt, die gang angeordnet und die Größe der Admittanz des · ;_fl ... .- . . . , , . , ,· . , ■■ ■

gesamten Netzwerkes wird maßstäblich geändert, mit-_r multipliziert wird, wodurch sich die wirkliche um die Größe der Admittanz eines jeden frequenz- Länge ergibt.

In den Fig.4a und 4b ist ein Netzfilter fünfter Ordnung im wesentlichen gemäß dem Netzwerk nach F i g. 3 gezeigt. Das Netzfilter ist ein kastenartiges Gehäuse mit im wesentlichen gleichmäßigem Querschnitt über seine Länge, und es umfaßt Seitenwände 1 und 2 sowie obere und untere Wände 3 und 4. Das Gehäuse ist durch parallele Stirnwände 5 und 6 geschlossen. Fünf elektrisch nichtangepaßle Stabresonatoren 7 bis 11 sind im Gehäuse im Abstand von der oberen und von der unteren Wand angeordnet. Die Länge des Netzfilters entspricht angenähert einer ganzen Zahl von Halb-Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz des Filters,und das Filter ist an beiden Enden kurzgeschlossen, wobei beide Enden jedes Stabresonators 7 bis 11 an den Seitenwänden 1 und 2 befestigt sind. Die Kopplungsabschnitte zwischen den Resonatoren sind mit 12 bis 15 bezeichnet, und sie umfassen Hohlräume innerhalb des Gehäuses, wobei jeder Abschnitt einen elektrischen Abstand hat, der keiner ganzen Zahl von Viertel-Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz des Filters entspricht. Die elektrischen Längen der elektrisch nichtangepaßten Slabresonatoren 7 bis 11 und die elektrischen Abstände der Abschnitte 12 bis 15 werden nach Formeln bestimmt, die von geeigneten Annäherungen der inversen Tschebyscheff-Funktion abgeleitet sind. Jeder Stabresonator besitzt eine gleichmäßige Querschnittsform und Fläche über seine Länge, verschiedene Stabresonatoren haben jedoch unterschiedliche Querschnittsformen und/oder Flächen und/oder unterschiedliche Längen und/oder bestehen aus Materialien mit unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten, so daß sie elektrisch nicht aneinander angepaßt, sondern ungleich sind. Die Zwischenabschnitte haben im wesentlichen gleichmäßigen Querschnitt, jedoch sind Stabresonatoren unterschiedlicher Längen angepaßt entweder durch ein teilweises Füllen der angrenzenden Abschnitte oder durch Verlängerung der angrenzenden Abschnitte bis in die Seitenwände 1 und 2 des Gehäuses.

Zwei zusätzliche Stabresonatoren 16 und 17 sind entsprechend an der Eingangs- und an der Ausgangsöffnung 18 bzw. 19 des Netzfilters angeordnet, welche als Koppelungstransformatoren zwischen dem Netzfilter und den anderen Teilen der transversalen elektromagnetischen Leitung wirken. Alternativ können die Transformatorelemente an der Eingangs- und Ausgangsöffnung 18 bzw. 19 direkte kapazitive Koppelungseinrichtungen enthalten.

Abstimmschrauben 20 bis 23 erstrecken sich durch so Gewindelöcher in der Seitenwand 1 in die Abschnitte 12 bis 15 hinein. Ferner erstrecken sich Abstimmschrauben 24 bis 28 durch Gewindelöcher in der oberen Wand 3 in die Räume zwischen den Stabresonatoren 7 bis 11 und der oberen Wand hinein. Die Schrauben ermöglichen eine individuelle Feinabstimmung der Stabresonatoren und der Abschnitte und sie können zu diesem Zweck unterschiedliche Stellungen einnehmen.

Es kann ferner ein Netzfilter vorgesehen werden, dessen Länge angenähert eine ganze Anzahl von Viertel-Wellenlängen bei der Betriebsfrequen? des Filters ist, und bei dem es nur erforderlich ist, an einem Ende kurzzuschließen, wobei die Stabresonatoren für diesen Zweck nur an einer Seitenwand des Gehäuses befestigt sind. Bei einer bevorzugten Ausführungsform eines interdigitalen Halbwellenlängen-Bandpaß-Net/filters nach den F i g. 4a und 4b mit einer Bandsperrbreite von 100 MHz, einem Pegel von 40 db und einer Mittenfrequenz von 2 GHz ergibt sich:

- -,.„ (n. L

~ \2 2"10¹

= 25,5
= 1,25

V>3 = 0; v>2 = 73,9"; φ₂ = 16,1"; _V'i = 27,9 (9) β = 18°, O₂ = 54,0°; fc>₃ = 90'

Mit Bezug auf die F i g. 5 bis 7 wird ein Filter-Prototyp Tür Wellenleiter beschrieben.

Zur Vereinfachung wird wiederum der Fall eines symmetrischen Bandpasses nach der inversen Tschebyscheff-Funktion betrachtet bei Beschränkung auf den Fall rechteckiger bzw. rechtwinkeliger Wellenleiter. Für einen Prototyp gerader Ordnung (2 h) wird das Netzwerk nach F i g. 1 in das Netzwerk nach F i g. 5 transformiert, wo die Zwischenabschnitte ideale Phasenschieber mit einer Impedanz mit Einheitscharakteristik sind. Die entsprechenden Größen der Elemente sind durch folgende Beziehungen gegeben:
für r = 1 bis «, [X_{1n +} , _ _r = -χχ φ η

- cosfe)_raw]
2ytanÖ_r

{2r-\)p
4n

(10)

= tan

= 2y tan Θ, -

"r

(K + x;)

mit den Anfangsbedingungen η, = 1, X₀ = O.

Durch Anwendung der Frequenztransformation auf einem rechteckigen Wellenleiter ergibt sich

'•go/

(12)

Dieser Prototyp kann durch den Wellenleiter-Filter nach F i g. 6 verwirklicht werden. Für induktive Koppelungsöffhungen ergibt sich für Ψ_η ά. h. für die elektrische Länge des r-ten Hohlraumes folgende Beziehung:

sin _Vrcos w
sin² w

e, - 1) _(Π) θ

23? tan θ_τ

oder wenn der Faktor auf der rechten Seite vor Gleichung (13) groß ist

,14)

Ferner erhält man für B„ das heißt für die normali sierte Suszeptanz der r-ten Öffnung

und für das Mitten-Element ß = l/V

- lan

■■ι

= ν - T ^sin ' ^fX"

(16)

^tan

In den F i g. 7a und 7b ist ein rechteckiges Wellenleiter-Filter vierter Ordnung im wesentlichen nach dem Netzwerk der F i g. 5 und 6 schematisch in Seitenansicht und in Draufsicht dargestellt.

Das Filter umfaßt ein rechteckiges Wellenleiterelement 32. Vier elektrisch ungleiche Stutzen 33 bis 36, die Resonanzhohlräuine enthalten, erstrecken sich senkrecht von dem Glied 32 weg. Eine einzelne Neben-Sprungstelle, die eine mit Löchern versehene Platte 37 aufweist, ist in dem Glied 32 vorgesehen, wobei das Filter ein Netzwerk mit geradzahliger Ordnung besitzt. Eine gleiche Anzahl von Stutzen 33 bis 36 ist an jeder Seite der Sprungstelle 37 vorgesehen, wodurch man eine symmetrische Filterung des Eingangssignals erhält. Jeder Stutzen 33 bis 36 hat gleichmäßige Querschnittsform und Querschnittsfläche über seine Länge. Benachbarte Stutzen auf derselben Seite der Sprungstelle sowie die Sprungstel'e und ihre angrenzenden Stutzen 34 und 35 sind durch Zwischenabschnitte 38 bis 41 getrennt, welche Hohlräume umfassen, deren jeweiliger elektrischer Abstand keine ganze Anzahl von Viertel-Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz des Filters ist. Die elektrischen Längen der elektrisch ungleichen Stutzen 33 bis 36 und die elektrischen Abstände der Abschnitte 38 bis 41 sind durch Formeln bestimmt, die von geeigneten Annäherungen der inversen Tschebyscheff-Funktion abgeleitet sind. Jeder Zwischenabschnitt hat denselben gleichmäßigen Querschnitt. Die einzelnen Stutzen haben jedoch unterschiedliche Querschnittsformen und/oder QuerschnittsfläcL-n und/oder unterschiedliche Längen, so daß sie untereinander elektrisch ungleich sind.

Es sind Abstimmschrauben 42 bis 45 vorgesehen, die sich durch Gewindebohrungen in den Wänden der Stutzen 33 bis 36 erstrecken, ferner Abstimmschrauben 46 bis 49, die sich durch Gewindebohrungen in der Wand des Gliedes 32 gegenüber den Stutzen erstrecken und etwa zur Mitte der Abschnitte 38 bis 41 verlaufen. Die Schrauben ermöglichen eine individuelle Feinabstimmung der Stutzen und der Zwischenabschnitte. Jede Abstimmschraube 42 bis 45, die durch eine Seitenwand eines Stutzens verläuft, kann durch einen verstellbaren Kolben in der Stirnwand des Stutzens ersetzt werden.

Ein Wellenleiter-Filter ungerader Ordnung hat zwei Neben-Sprungstellen. Eine asymmetrische FiI-terung wird erreicht durch eine unterschiedliche Anzahl von Stutzen auf den verschiedenen Seiten der Sprungstelle oder Sprungstellen.

Für ein symmetrisches Filter vierter Ordnung nach der inversen Tschebyscheff-Funktion mit einer Mittenfrequenz von 9GHz, einer Bandsperrbreite von 100 MHz und einem Pegel von 30 db ergeben sich

; = 32

3' = 1,25 a = 180

woraus man erhält

n, = 1

«2 = 0,7

(17)

λ', = 1,04

X₂ = 5,5

Das Wellenleiterelement 32 kann irgendeine übliche geeignete Querschnittsform, die über seine Länge gleichbleibt, an Stelle des obengenannten Rechteckquerschnittes besitzen.

Ein passives Mikrowellenfilter nach der Erfindung mit einer Vielzahl von elektrisch ungleichen Resonatoren, mit Abschnitten zwischen benachbarter Paaren von Resonatoren, deren jeweiliger elektrischei Abstand keine ganze Anzahl von Vierlel-Wellenlänger bei der Betriebsfrequenz des Filters ist, kann unter schiedliche Element-Größen in Übereinstimmung mi Formeln haben, die Verwirklichungen von Annähe rungen elliptischer Funktionen darstellen. Ein solche: Filter kann aufgebaut sein wie in den F i g. 4a um 4b oder 7a oder 7b dargestellt ist.

Bei einem Filter für eine transversale elektromagne tische Leitung können die elektrischen Abstände de Abschnitte zwischen jedem Paar benachbarter Reso natoren ungleich zueinander sein.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Passives Mikrowellen-Filter mit einem schmalen Betriebsband und einer Vielzahl von ein Netzwerk bildenden Resonatoren, die in einem Gehäuse im Abstand von dessen oberer und unterer Wand angeordnet sind, wobei die elektrischen Abstände zwischen den Resonatoren keine gaiizzahUgen Vielfachen von Viertel-Wellenlängen bei den Betriebsfrequenzen sind, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Resonator (7 bis 11, 33 bis 36) eine gleichmäßige Querschnittsform und Fläche über seine Länge hat, daß jedoch die verschiedenen Resonatoren gegeneinander unterschiedlichc Querschnittsformen und/oder Flächen und/oder Längen aufweisen und/oder aus verschiedenen Materialien mit unterschiedlicher Dielektrizitätskonstanten bestehen, wobei, wie an sich bekannt, die elektrischen Größen der Elemente des Netzwerkes durch Formeln bestimmt sind, die an die inverse Tschebyscheff-Funktion oder an elliptische Funktionen angenähert sind.