DE2541593C2 - Frequenzperiodische Mikrowellenkanalweiche hoher Trennschärfe - Google Patents

Description

gelten und der zweite als Hybrid bzw. Zirkulatorj? ausgebildete Allpaß mit dem Wellenwiderstand Z₁ ^an seinen Ausgangsannen mit zwei hintereinander geschalteten Leitungsstücken des Wellenwiderstandes Z,_ß (v = 2, 3) und der elektrischen Länge /_y beschaltet ist, für die bei Kurzschluß (bzw. Leerlauf) am Ende

_bzw.

*-2.β

gelten, wobc; für

Σ = 5 + Ω\ Ω\ + 2Ω\ Ω\ - 4 (Ω\ + ßü)

steht und Ω_χ. Sl₁ bekannte Cauer-Parameter 5-poliger Filter sind.

2. Frequenzperiodische Mikrowellenkanalweiche nach Anspruch 1, wobei mindestens ein Allpaß mit einer kurzgeschlossenen Leitungskaskade beschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden letzten Leitungen der Leitungskaskade vom Wellenleitwert Y aus einer Parallelschaltung zweier Leitungen gleicher elektrischer Länge k mit dem +4

1-ß?

Wellenleitwert V/2 bestehen, von denen die eine der letzten Leitungen kurzgeschlossen und die andere leerlaufend ist

3. Prequenzperiodische Mikrowellenkanalweiche nach Anspruch 1, wobei mindestens ein Allpaß mit einer leerlaufenden Leitungskaskade beschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden letzten Leitungen der Leitungskaskade vom Wellenwiderstand Zaus einer Parallelschaltung zweier Leitungen gleicher elektrischer Länge I₀ mit dem Wellenwiderstand ZIl bestehen, von denen die eine der letzten Leitungen kurzgeschlossen und die andere leerlaufend ist.

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einer frequenzperiodischen Mikrowellenkanalweiche hoher Trennschärfe zum Aufspalten eines Frequenzbandes in einzelne periodisch aneinandergereihte Kanäle, bestehend aus zwei über zwei Verbindungszweitore hintereinandergeschalteten, leistungsteilenden Bauelementen (Hybriden), wobei die beiden Verbindungszweitore Allpääse sind, die an ihren Ausgängen mit leitungen beschaltet sind, so daß die Allpässe frequenzperiodisch stufenförmige Phasengänge aufweisen.

Aus der DE-OS 21 12 037 ist z. B. eine Mikrowellenkanalweiche bekannt, die aus zwei über Verbindungszweitore hintereinandergeschalteten Ringschaltungen (Hybride) bestehen, wobei die Verbindungszweitore aus einem Allpaß mit frequenzperiodisch stufenförmigem Phasengang und einem weiteren Allpaß mit linearem Phasengang bestehen. Das Prinzipschaltbild dieser Weichen ist in F i g. 1 der Zeichnung dargestellt.

Zwischen zwei 90°-Hybride (symmetrische 3-dB-Richtkoppler) Hybrid 1 und Hybrid 2 sind die Allpässe eingefügt, die durch die Hybride 3 und 4 mit ihrer Beschattung gebildet werden. Werden der Leitungs- und der Koppelpfad eines Hybrids in gleicher Weise mit einer reinen Reaktanz./X abgeschlossen, so wirkt dieser Hybrid als Allpaß-Zweitor. Bei der Anordnung nach F i g. 1 wird der Reaktanzabschluß durch kurzgeschlossene Wellenleiter gebildet. Soll der eine Allpaß-Hybrid, wie für die bekannte Mikrowellenkanalweiche gefordert, einen linearen Phasengang mit der Frequenz aufweisen, so muß der Wellenwiderstand der kurzgeschlossenen Wellenleiter an diesem Hybrid gleich dem Wellenwiderstand der Hybridarme und damit normalerweise der Gesamtschaltung sein. Wenn also der Hybrid in Fig. 1 den Allpaß mit dem linearen Phasengang darstellen soll, so muß bei gleichen Wellenleitern im Hybrid und in der Beschallung das Dielektrikum ει in

der Beschallung und im Hybrid identisch sein. Bei einem Aufbau der Schaltung aus quasioptischen Hohlleitern ist dies Dielektrikum üblicherweise Luft Anders liegt der Fall bei dem Hybrid 3, der einen Allpaß mit stufenförmigem Phasengang darstellen solL Zur Erzielung dieses Phasenganges werden die kurzgeschlossenen Wellenleiter am Hybrid 3 vor dem Kurzschluß in einer bestimmten Länge mit dem Dielektrikum 82 gefüllt, wobei ε₂>ει gilt Auch hier ist ει als übliches, in der Schaltung verwendetes Dielektrikum vorausgesetzt worden. Das Verhältnis £2/81 und die Länge der kurzgeschlossenen Wellenleiterarme werden nun so gewählt, daß die Phasendifferenz zwischen beiden Allpässen in Abhängigkeit von der Frequenz einigermaßen stufenförmig die Werte π, 2π, 3π... usw. durchläuft Beträgt die Phasendifferenz ungefähr gerade (ungerade) Vielfache von st, so wird fast die ganze Eingangsleistung zum Arm 1 (2) übertragen. Nur wenn die Phasendifferenz exakt gerade (ungerade) Vielfache von π beträgt, wird die Gesamtleistung zum Arm 1 (2) übertragen und die Entkopplung von Arm / und Arm 2 wird unendlich groß. Dieser Idealfall kann mit der bekannten Schaltung nur einigermaßen gut angenähert werden.

Mit Weichen nach Art der F i g. 1 läßt sich bestenfalls eine elliptische Frequenz-Charakteristik mit dreipoliger Tschebyscheff- oder Butterworth-Verteilung im Durchlaß- und Sperrbereich an den Ausgängen der Weiche erreichen. Die damit erzielbare Selektion und Entkopplung ist für viele Anwendungsfälle, so für Mikrowellen-Bandweichen für ein Hohlkabel-Übertragungssystem, nicht ausreichend. Hierfür werden höherpolige Tschebyscheff- oder Butterworth-Charakteristika gefordert.

Aus der FR-PS 12 89 374 ist auch eine Mikrowellenkanalweiche bekannt, bestehend aus zwei über zwei Allpässe hintereinandergeschalteten Hybriden. Die an ihren Ausgängen mit Leitungen beschalteten Ailpässe weisen frequenzperiodisch stufenförmige Phasengänge auf. Zwei gleiche Allpässe mit gleichen Phasengängen liefern aber noch keinen Differenzphasengang, der eire höherpolige (mehr- als 3polige) Tchebyjcheff- oder Butterworth-Charakteristik gewährleistet.

Es besteht daher die Aufgabe, eine frequenzperiodische Mikrowellenkanalweiche der eingangs genannten Art anzugeben, die eine höherpolige Tchebyscheff- oder Butterworth-Charakteristik und damit eine große Entkopplung zwischen den Ausgängen aufweist.

Erfindungsgemmäß wird diese Aufgabe durch die im Anspruch 1 aufgeführten kennzeichnenden Merkmale gelöst.

Zweckmäßige Ausführungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen wird nun die Erfindung näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine Mikrowellenkanalweiche nach dem Stand der Technik,

F i g. 2a und 2b das Prinzipschaltbild der Weichenanordnung und die Phasenverhaltnis.se anhand von Diagrammen nach der Erfindung,

F i g. 3 eine Ausführungsfoi"m der erfindungsgemäßen Mikrowellenkanalweiche in schematischer Schaltungsdarstellung,

F i g. 4 den scliemitischen Aufbau eines Allpasses in quasioptischer Hohlleitertechnik,

F i g. 5a und 5b d;e für eine Realisierung in quasioptischer Hohlleiteriechnik erforderlichen Dielektrizitätskonstanten sowie den Zusammenhang zwischen minimaler Sperrdämpfung und Modulwinkel für Fil*er mit Tschebyscheff-Charakteristik,

Fig.6 den Aufbau einer dreipoligen Weiche nach dem Stand der Technik,

ι F i g. 7 das Phasendiagramm der dreipoligen Weiche. F i g. 8 den Aufbau einer fünfpoligen Weiche nach der Erfindung,

F i g. 9 das Phasendiagramm der fünfpoligen Weiche und

in Fig. 10 die gemessenen Obertragungskurven einer fünfpoligen Weiche.

Die Mikrowellenkanalweiche nach der F i g. 1 wurde bereits zum Stand der Technik in der Beschreibungseinleitung erläutert

In der F i g. 2a ist das Schema der erfindungsgemäßen Weiche dargestellt wobei die Verbindungszweitore, Allpaß D und Allpaß C beide einen stufenförmigen Phaseng?ng φ 1 und φ 2 in Abhängigkeit von der Frequenz haben.

Die Slufenbreite ist bei den beiden Anpassen und auch normalerweise bei den verschiedenen Stufen gleich. Der Obergangsbereich zwischen den aufeinanderfolgenden Stufen bestimmt die Selektion der Weichen und sollte möglichst schmal sein. Im Idealfall

erfolgt der Obergang sprungartig. Wenn die Form der Stufen bei beiden Allpässen nahezu gleich ist, ist die Phasendifferenz, wie gewünscht nahezu konstant Wird nun die Stufenhöhe bei dem einen Allpaß größer als bei dem anderen gewählt, so bekommt die Phasendifferenz

jn in Abhängigkeit von der Frequenz einen fast ideal treppenförmigen Verlauf. Die Stufenhöhe dieser Treppenfunktion läßt sich zu π einstellen. Damit wird die Eingangsleistung wechselweise zu den Ausgängen 1 und 2 übertragen, wenn die Treppenfunktion gerade bzw. ungerade Vielfache von π· erreicht hat. .

Die F i g. 2b zeigt in Abhängigkeit von der Frequenz die idealen Phasen- und Phasendifferenzkurven der Allpässe. Da es letztlich nur auf die Differenz der Phasengänge ψ 1 und ψ 2 ankommt, ist die absolute Gr Jße von φ 1 und φ 2 ohne Belang, sie können auf eine beliebig zu wählende Bezugsebene in der Gesamtschaltung bezogen werden.

Bis zur ersten Trennfrequenz /n der Weiche sind die Phasengänge φ 1 und φ 2 beliebig, aber untereinander im Idealfall gleich. Bei der Trennfrequenz /n steigt φ 1 sprungartig um π, φ 2 um 2π an, um dann bis zur Trennfrequenz /7-2 einen wieder beliebigen, aber im Idealfall parallelen Verlauf zu haben. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch mit der Frequenz. In diesem Idealfall ist Δφ als Funktion der Frequenz die in der F i g. 2b dargestellte Treppenfunktion.

W^;» an Ausführungsbeispielen gezeigt werden wird, läßt sich praktisch eine nahezu gleiche Stufenform bei verschiedener StuL'nhöhe der Phasengänge der beiden Allpässe genauer realisieren, als wenn ein Allpaß einen linearen Phasengang hat und der andere im Verlauf seiner Stufen diesen linearen Phasengang approximieren soll. Damit lasten sich verbesserte Filtereigenschaften realisiei en.

Allpässe mit stufenförmigem Phasengang, wie sie in der Aufgabenstellung gefordert sind, lassen sich beispielsweise durch 3-dB-Richtkoppler erzeugen, bei denen zwei Arme in gleicher Weise mit einer kurzgeschlossenen oder leerlaufenden Leitungskaskade o5 beschaltet werden, die im allgemeinen Fall aus mehreren Stücken unterschiedlicher mechanischer Länge und unterschiedlichen Wellenwiderstandes besteht (vgl. hierzu F i g. 3). Zur Erzielung einer frequenz-

periodischen Filtercharakteristik müssen jedoch alle Stücke die gleiche elektrische Länge k oder ein Vielfaches davon haben, wenn die Leitungen dispersionsfrei sind. Bei nicht dispersionsfreien Leitungen läßt sich das frequenzperiodische Verhalten im allgemeinen nur in einem kleinen Frequenzbereich approximieren. Eine Realisierung mit quasioptisch arbeitenden Hohlleitern ist in Fig.4 dargestellt; hierbei werden die verschiedenen Leitungsstücke jeweils durch Füllung der Hohlleiter auf einer gewissen Länge / mit unterschiedli- :o ehern Dielektrikum e versehen. In der Fig.3 sind auch die Ringschaltungen durch 3-dB-Richtkoppler gebildet worden. Eine in Arm 1 der ersten Ringschaltung A eingespeiste Welle wird auf die Arme 3 und 4 aufgeteilt, durchläuft die Allpässe C und D und rekombiniert an r> Arm 7 der zweiten Ringschaltung, wenn die Phasendifferenz zwischen beiden Tciiwciicii 2nn (/7 — 0, 1, 2, 3 ...) beträgt und an Arm 8, wenn die Phasendifferenz (2n+ I)<t(/? = 0, 1, 2,...) beträgt. Ein treppenförmig um π ansteigender Verlauf der Phasendifferenz verursacht _'o einen Wechsel der Ausgangsleistung zwischen den Armen 7 und 8.

Anstelle der 90°-Hybride A und B können auch 180°-Hybride (z. B. Magische T) eingesetzt werden. In diesem Fall wird die Funktion der Ausgangsarme 1 und 2> 2 vertauscht. Weiterhin ist es jetzt möglich, den Hybrid A durch einen dreiarmigen Leistungsteiler zu ersetzen.

Der Ersatz der 90°-Hybride C und D durch l80°-Hybride ist nur möglich, wenn die Beschallung der Hybride geändert wird. Statt beide Ausgangsarme j<> gleichartig mit einem Reaktanzeintor abzuschließen, das den Reflexionsfaktor r verursacht, darf nur ein Arm in dieser Weise abgeschlossen werden, während der andere Arm so zu beschälten ist, daß dort der Reflexionsfaktor — r entsteht Das kann beispielsweise κ beim Hybrid C so verwirklicht werden, daß der eine Arm wie in der F i g. 3 mit einer leerlaufenden Kaskade aus m-1 Leitungsstücken der elektrischen Länge /0 und des Wellenwiderstandes Z,j (v = 2, 3 ... m) beschaltet wird, während der andere Arm eine komplementäre -to Beschallung erhält. Sie besteht aus einer kurzgeschlossenen Leitungskaskade, bei der die einzelnen Teilstücke wieder die elektrische Länge /₀ haben, bei denen aber das Verhältnis Z»j/Zi j durch das gleich große Verhältnis nunmehr der Wellenleitwerte Y,j/Yu ersetzt wird. Schließlich ist es in bekannter Weise möglich; die Hybride C und D durch Zirkulatoren zu ersetzen, bei denen ein Arm mit einer der Leitungskaskaden der Hybride Coder D beschaltet wird.

Die bisher bekannten Weichen sind lediglich Spezialfälle dieser allgemeinen Filteranordnung. Die hinsichtlich der Trennschärfe bisher beste Weiche verwendet in einem Verbindungsarm einen 3-dB-Richtkoppler (90°- Hybrid) mit kurzgeschlossenen Wellenleitern, die auf einer Länge h mit einem Dielektrikum £2 gefüllt sind, während im anderen Verbindungsarm ein Hybrid eingefügt ist, bei dem die kurzgeschlossenen Wellenleiter auf einer Länge !■, mit einem Dielektrikum ε·, gefüllt sind, das aber zur Erzielung des geforderten linearen Phasenganges notwendigerweise gleich dem Dielektrikum der übrigen Wellenleiteranordnung in Hohlleiter-Schaltungstechnik, üblicherweise also ei=eo (leerer Hohlleiter) sein muß.

Bei geeigneter Bemessung lassen sich mit Allpässen nach Fig.4 die verschiedensten Filtercharakteristika realisieren. Besonders vorteilhaft für verschiedene Anwe:.'Jungen sind die schon erwähnten Tschebyscheff- und Butterworth-Charakteristika. Zur Herstellung eines im Durchlaß- und Sperrbereich n-poligen Filters (n ungerade) werden für den einen Allpaß (n— l)/2 und für den anderen Allpaß (n+l)/2 dielektrische Schichten benötigt. Sind die Durchlaß- und Sperrbereiche symmetrisch angeordnet (Cauer-Parameter-Filter), so können einige benachbarte Schichten die gleiche Dielektrizitätskonstante erhalten, und die Anzahl der von der übrigen Hohlleiteranordnung verschiedenen Dielektrika sinkt auf (n- l)/2. Wird die Kreismittenfrequenz des ersten Durchlaßbereiches an Arm 8 der Weichen in F i g. 3 mit ωβ bezeichnet, so wird vorteilhafterweise die elektrische Dicke k einer r-ten Schicht am Hybrid μ

(l, _λ = mechanische Dicke, ε,, ._t = relative Dielektrizitätskonstante) so gewählt, daß bei ω_Β

2 ω ι,

gilt. Die Größe der erforderlichen Dielektrizitätskonstanten für bestimmte Filterkurven läßt sich mit der Tabelle der Cauer-Parameter berechnen.
Für 5-polige Filter gilt beispielsweise bei einer Bezeichnung nach Fig. 8 für den Allpaß mit dem Hybrid C

lJ = 1

16

und für den Allpaß mit dem Hybrid D

16

(1-ßf- Ω\+τ/'5 + Ω\Ω\

Dabei sind Ω\ und Q₂ bekannte Cauer-Parameter für 5polige Filter. Diese Cauer-Parameter sind z. B. entnehmbar aus »Filter Design Tables and Graphs«, John Wilex & Sons, Ine, New York/London/Sydney, 1966, S. 90ff. Ist in der Gesamtschaltung ει#εο, so müssen die angegebenen Dielektrizitätskonstanten

noch mit Sri multipliziert werden. Die Wurzel aus den relativen Dielektrizitätskonstanten, wie sie vorstehend angegeben wurden, entspricht den Wellenwiderstandsverhältnissen Zx₄₁IZvJ_x 'ⁿ der Schaltung nach Fig.3 bei kurzgeschlossenen Leitungskaskaden bzw. den Wellen-Widerstandsverhältnissen Z,₄,1Z\_P bei leerlaufenden Kas^den.

Die Erfindung soll an einigen weiteren Kurven und an Ausführungsbeispielen erläutert werden. Betrachtet man an einem Ausgangsarm einer realer. Weiche den Wechsel vom Durchlaß- zum Sperrbereich, so ergibt sich zwischen der höchsten Frequenz, bei der die maximale Dämpfung im Durchlaßbereich auftritt, und der niedrigsten Frequenz mit minimaler Dämpfung im Sperrbereich ein nicht nutzbarer Übergangsbereich. Für hohe Trennschärfe sollte dieser Übergangsbereich möglichst schmal sein. Ohne den in der Filtertheorie gebräuchlichen Mortnjwinkp! β näher erläutern zu wollen, soll gesagt werden, daß ein höherer Modulwinkel einen kleineren Übergangsbereich ermöglicht. Weiterhin ist es wünschenswert, daß die Trennung zwischen den Teilbändern an beiden Ausgangsarmen möglichst vollständig ist, daß also die minimale Sperrdämpfung möglichst hoch ist.

Die für die Realisierung von 5- und 7poligen Filtern erforderlichen relativen Dielektrizitätskonstanten sind zusammen mit der entsprechenden Angabe für die bekannten 3poligen Filter in Fig.5a über dem Modulwinkel θ aufgetragen.

F i 5. 5b zeigt den Zusammenhang zwischen minimaler Sperrdämpfung und Modulwinkel θ für Filter mit Tschebyscheff-Charakteristik n-ten Grades. Für vorgegebene Sperrdämpfung A_mm können mit 5-, 7- und 9poligen Filtern wesentlich höhere Modulwinkel ( = höhere Trennschärfe) erzielt werden oder, anders ausgedrückt, mit höherpoligen Filtern lassen sich höhere Sperrdämpfungen Bfi gleicher Trennschärfe erzeugen.

In der Beschreibung zu F i g. 3 ist bereits angegeben worden, daß die Leitungskaskaden bei den Hybriden C und D statt mit einem Kurzschluß auch mit einem Leerlauf abgeschlossen werden können. Eine solche Realisierung ist beispielsweise in der integrierten Mikrowellenschaltungstechnik (strip-line, microstrip usw.) von Interessse, da dort leerlaufende Leitungen sehr einfach ausgebildet werden können. Werden die kurzgeschlossenen Leitungskaskaden in Fig.3, wie angegeben, für 5- oder höherpoiige Tschebyscheff-Charakteristik der Gesamtschaltung bemessen, so bleibt diese Filtercharakteristik erhalten, wenn das Wellen-Widerstandsverhältnis Z₁₄₁IZy₄₁ bei den Elementen der leerlaufenden Kaskade gleich dem Verhältnis der Wellenleitwerte Yy₄J Yi₄₁ bei denen der kurzgeschlossenen Kaskade gewählt wird.

Aus der F i g. 5a ist zu ersehen, daß jeweils bei den Leitungskaskaden eines Hybrids in quasioptischer Realisierung die beiden direkt vor dem Kurzschluß befindlichen Schichten die höchste Dielektrizitätskonstante aufweisen. Diese größte erforderliche Dielektrizitätskonstante wächst mit dem Modulwinkel θ und dem Filtergard n. Eine Zunahme der Dielektrizitätskonstanten bedeutet eine Zunahme des Wellenleitwertverhältnisses Y,_4i/Y\_4l bei der betreffenden v-ten Schicht. Entsprechend ist bei einer leerlaufenden Leitungskaskade für die v-te Schicht direkt vor dem Leerlauf ein sehr hohes Wellwiderstandsverhältnis Z₁₁₄₁IZx₄, erforderlich. Da hohe Wellenleitwerts- oder hohe Wellenwiderstandsverhältnisse häufig schwer zu realisieren sind, ist eine Verkleinerung ohne Änderung der Filtereigenschaften wünschenswert. Diese Verkleinerung der notwendigen Wellenleitwerte (-widerstände) der beiden hintereinandergeschalteten, kurzgeschlossenen (leerlaufenden) Leitungen kann nach einer Weiterbildung der Erfindung dadurch erreicht werden, daß anstelle der Reihenschaltung der beiden Leitungsstücke mit der jeweiligen elektrischen Länge I₀ und dem Wellenleitwerl Y_V4, (-widerstand Zv₄₁) eine Parallelschaltung von zwei Leitungen der Länge /0 und des Wellenleitwerts 1/2 · Y_V4l (-Widerstands 1/2 · Z,.₄,) eingesetzt wird, wobei die eine Leitung kurzgeschlossen ist und die andere leerläuft.

Obwohl das Übertragungsverhalten prinzipiell frequenzperiodisch ist, kann es gelegentlich vorteilhaft sein (z. B. bei geringer Arbeitsbandbreite der Hybride), nur eine det möglichen Trennfrequenzen auszunutzen und die Weiche als einfache Frequenzweiche mit zwei Teilbändern zu betreiben.

Die Vorteile der Erfindung sollen an Bemessungsbeispielen 3- und 5poliger Filter erläutert werden. Gewählt wird in allen Fällen ein konstanter Modulwinkel von 9 = 40° und die Ausführung in quasioptischer Hohlleiterbauweise, die nur kurzgeschlossene Leitungskaskaden zuläßt.

F i g. 6 zeigt den bekannten Aufbau einer 3poligen Weiche (vgl. DE-OS 21 12 037). Wird bei ω_Β für jede Schicht /0 = Cb · πΙ(2ωβ) gewählt, so müssen die kurzgeschlossenen Wellenleiter am Allpaß 3 mit zwei Schichten des Dielektrikums En = ευ gefüllt werden, während am Allpaß 4 Dielektrikum ε₂.4 = εο, also ein leeres Hohlleiterstück, eingefügt ist.

F i g. 7 zeigt den prinzipiellen Phasenverlauf φ 1 und ψ 2 der Allpässe für die erste Periode, sowie die Phasendifferenz Δφ = φ2 — φ\. Für θ = 40° ist e_r2j = £r3j = 16,83 zu wählen. Wesentlich ist der lineare Verlauf von φ 1, die 3polige Charakteristik von Δφ und die relativ große Ab weichung von Δφ = η ■ π (π=0,1,2,...).

Entsprechend zeigt F i g. 8 den Aufbau einer 5poligen Weiche. Für θ=40° wurden e_r3j=6r4j = 55.43 und Br2.4=ε_Γ 3.4 = 3,23 gewählt Das zugehörige Phasendiagramm in F i g. 9 zeigt die stufenförmigen Phasengänge beider Allpässe und die 5polige Charakteristik von Δφ. Die wesentlich kleineren Abweichungen von Δφ = η ■ η, die zur besseren Kanaltrennung führen, werden deutlich, wenn man F i g. 9 mit F i g. 7 vergleicht Noch höherpoiige Weichen weisen entsprechend mehrfach geschichtete Dielektrika in den Allpässen auf und haben noch kleinere Abweichungen von Δφ=η ■ π.

Fig. 10 zeigt schließlich die gemessenen Übertragungskurven einer 5poligen Allpaßweiche aus R-70-Hohlleitern mit 3-dB-Richtkopplern im Bereich zwischen 30 und 40GHz. Hier betrugen /_ß=93 GHz, ε_Γ2.4=72 und ε,-33=3,8, sowie 9=46,4°. Die theoretische minimale Sperrdämpfung von 27 dB wird fast erreicht

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Frequenzperiodische Mikrowellenkanalweiche hoher Trennschärfe zum Aufspalten eines Frequenzbandes in einzelne periodisch aneinandergereihte Kanäle, bestehend aus zwei über zwei Verbindungszweitore hintereinandergeschalteten, leistungsteilenden Bauelementen (Hybriden), wobei die beiden Verbindungszweitore Allpässe sind, die an ihren Ausgängen mit Leitungen beschaltet sind, so daß die Allpässe frequenzperiodisch stufenförmige Phasengänge aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungen derart gestaltet sind, daß die resultierenden Phasengänge (φ 1 (f), ψ 2 (f)) der Allpässe so gestuft sind, daß deren Differenz von Stufe zu Stufe um den Wert π ansteigt und zu diesem Zweck der eine als Hybrid oder Zirkulator « ausgebildete Allpaß mit dem Wellenwiderstand Z\_a an seinen Ausgangsarmen mit drei hintereinandergeschalteten Leitungsstücken des Wellenwiderstandes Zva (v=2, 3, 4) und gleicher elektrischer Länge I₀ beschaltet ist, für die bei Kurzschluß (bzw. Leerlauf) am Ende

Z₁. .

Z₂. a

z_Ua

fbzv

(bzw. —²^-) = —k-2- (bzw. ) = —— V Z₁.J Ζ₄._β V Z₁.J 1-J -4