DE2728329A1 - Richtkoppelglied - Google Patents
RichtkoppelgliedInfo
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- DE2728329A1 DE2728329A1 DE19772728329 DE2728329A DE2728329A1 DE 2728329 A1 DE2728329 A1 DE 2728329A1 DE 19772728329 DE19772728329 DE 19772728329 DE 2728329 A DE2728329 A DE 2728329A DE 2728329 A1 DE2728329 A1 DE 2728329A1
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
Landscapes
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Waveguides (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
GORDON P. RIBLET
Wellesley, Mass. /USA
Wellesley, Mass. /USA
RICHTKOPPELGLIED
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf
Richtkoppelglieder für Abzweigungen von der Art der Streifenleiter,
Mikrostrips, Koaxialleiter oder Hohlleiter, Die Erfindung betrifft insbesondere ein Vierpol-energiekoppelndes
Netzwerk, das an jedem Eingang mit Anpassungsnetzwerken versehen ist, um bei mehr als einer Frequenz Anpassung hervorzurufen,
und ist duroh eine sehr flache VSWR-Kurve charakterisiert.
In der Zeichnung zeigen die Figuren 1A und
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- ir-
1B bisher bekannte Kopplungsnetzwerke in Streifenleiteraufbau. Figur 1A zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer
Vierpolschaltung, bestehend aus vier Netzwerken, jedes vorzugsweise für eine Viertelwellenlänge. Dieses Koppelglied
ist aufgrund seiner Eigenart auf nur eine einzige Frequenz abgestimmt, die üblicherweise die Mittenfrequenz
des gewünschten Betriebsbandes ist. Handelt es sich beispielsweise bei dem Betriebsband um das 3»7-4,2 GHz-Band,
dann ist das Koppelglied exakt nur auf die Mittenfrequenz von 3,95 GHz abgestimmt und angepaßt. Genauer Abgleich ist
nur bei dieser Frequenz erreicht, und der VSWR ist nur bei der mittleren Betriebsfrequenz 1,0. Wenn das Koppelglied
als Quadraturhybrid ausgebildet ist, tritt bei der Mittenfrequenz gleiche Leistungskopplung vom Eingang zu den Ausgängen
auf. Zur Verbesserung der VSWR-Bandbreite ist es bekannt, weitere Abzweignetzwerke hinzuzufügen oder für
den Fall der Streifenleiter weitere Streifennetzwerke insbesondere parallel hinzuzufügen, wie dies in Figur 1B gezeigt
ist. Zum Verständnis der bekannten Abzweigkoppelelemente wird auf die Literatur verwiesen, insbesondere
auf CG. Montgomery, R.H. Dicke und E.M. Pure eil,
Principles of Microwave Circuits, McGraw-Hill, New York, 1948; J. Ried and G.J. Wheeler, "A Method of Analysis of
Symmetrical Four-Port Networks", IRE Trans. Microwave Theory and Technology, VoI♦ MTT-4, P. 246-252, Okt. 1956;
und R. Levy und L.P. Lind, "Synthesis of Symmetrical Branch-Guide Directional Couplers", IEEE Trans. Microwave
Theory and Tech., Vol. MTT-16, P. 80-89, Feb. 1968. Diese
Zueatznetzwerke wirken daraufhin, die VSWR-Kurve für die
Gesamteinrichtung abzuflachen, und verbreitern etwas das Band, in welchem gute Kopplung erreicht wird. Wenn auch
die Einrichtung bei mehr als einer Frequenz angepaßt ist, hat sich die Leistungsaufteilung dadurch nicht wesentlich
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verändert, was aus der Kurve der Figur 9 deutlich wird. Mit anderen Worten, mit den bekannten Abzweig-Koppeleinrichtungen
ist es nicht möglich, eine flache Leistungsaufteilungsbandbreite
über ein wünschenswert breites Band wie etwa bis zu einem 3O$6-Band zu erzielen.
Mit der Erfindung wird angestrebt, ein Abzweigrichtungskoppelglied
zu schaffen, das verbesserte Kopplungseigenschaften für eine erhöhte Bandbreite hat im
Vergleich zu den bisher bekannten Koppelgliedern dieser Art. Das Abzweig-Richtungskoppelglied soll sich durch eine
sehr flache VSWR-Kurve auszeichnen, indem Anpassung bei mehr als einer Frequenz im Betriebsband erreicht wird.
Das Abzweigrichtungskoppelglied soll eine verbesserte leistungsaufteilung über einen verhältnismäßig
großen Bereich des Betriebsbandes zeigen. Gemäß der Erfindung ist über Bandbreiten bis zu 30% des Betriebsbandes
eine flache Leistungsaufteilung möglich. Neben der verbesserten VSWR soll eine bessere Isolation und verbesserte
Rückflußdämpfung erzielt werden.
Es ist ferner Ziel der Erfindung, ein Vierpol-Koppelglied zu schaffen, das im Aufbau verhältnismäßig
einfach ist, leicht hergestellt werden kann und verhältnismäßig kompakte Abmessungen hat. Das Abzweigkoppelglied soll
als Quadraturhybrid mit gleichen Koppeleigenschaften an den Ausgängen konstruiert sein und sich in vielen verschiedenen
Formen herstellen lassen wie als Streifenleiter, als Mikrostrip, als Koaxialleiter oder Hohlleiter.
Um die vorstehenden Ziele zu verwirklichen, wird mit der Erfindung ein Abzweigrichtungskoppelglied ge-
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schaffen, das aus vier untereinander verbundenen, verlustfreien Zweipol-Netzwerken gebildet ist, die zur Bildung
von vier Ein- oder Ausgängen zusammengeschaltet sind, wozu auch ein Signaleingang gehört und ein Paar von Ausgängen.
Um eine verbesserte VSWR und eine flache Kopplung zu erhalten, werden in einer bevorzugten Ausführungsform gleiche
Anpassungsnetzwerke mit zwei Eingängen unabhängig voneinander bei jedem Eingang des Koppelgliedes gekoppelt. Bei
einigen Anwendungsfällen können auch nur zwei Anpaß- oder
Abgleichnetzwerke eingesetzt werden. Zum Beispiel können dann nur zwei Netzwerke verwendet werden am Ausgang, wenn
der Abgleich an den Eingängen nicht kritisch ist. Durch richtige Auswahl der Scheinleitwerte des grundlegenden
Netzwerks, das das Koppelglied enthält, wirkt dieses als Quadraturhybrid mit gleicher Leistungsaufteilung über eine
relativ große Bandbreite. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel, bei dem das Koppelglied ein Streifenleiter
ist, weist jedes der Abgleichnetzwerke einen Stab (Streifen) und einen zugehörigen Viertelwellenlängen-Wandler auf,
der von den Ausgangsanschlüssen des Koppelgliedes abgeht. Dieser Stableiter kann ein verkürzter Stableiter von Viertelwellenlänge
sein oder ein offener Stableiter von halber Wellenlänge. Unter einigen Bedingungen kann Abgleich oder
Anpassung erzielt werden, wenn nur ein Viertelwellenlängen-Wandler ohne den Stableiter (stablose Version) verwendet
wird. Das Konzept der Erfindung ist auch anwendbar bei Konstruktionen von Hohlraumkoppelgliedern und Koaxialkoppelgliedern
·
Die Erfindung wird aus der nun folgenden
Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung noch deutlicher offenbart. Es zeigen:
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Figur 1Α: Ein Schemadiagranim eines bekannten Abzweig-Richtungskoppelgliedes
;
Figur 1B: ein Schemadiagramm eines bekannten Abzweig-Koppelgliedes
mit mehreren Zweigen;
Figur 2: ein Schemaschaltbild in Zweileiterdarstellung eines Netzwerks unter Verwendung eines
erfindungsgemäflen Richtungskoppelgliedes;
Figur 3 σ ein AusfUhrungsbeispiel eines Abgleichnetzwerks
gemäß der Erfindung;
Figur 4: die Koppelgliedkonstruktion mit Abgleichnetzwerken
gemäß Figur 3;
Figur 5: eine weitere bevorzugte Ausführungsform des
Richtungskoppelgliedes mit Halbwellenlängen-Abgleichstableitern;
Figur 6: eine teils aufgebrochene perspektivische
Darstellung eines Koppelgliedee gemäß Figur 5;
Figur 7i in Kurvendarstellung die Abhängigkeit von
VSWR gegenüber der Frequenz des Richtungskoppelgliedes
nach der Erfindung;
Figur 8: die Darstellung der Kopplung (db) abhängig
von der Frequenz des Richtungskoppelgliedes;
Figur 9J eine Kopplungskurve eines Richtungskoppelgliedes
bekannter Bauart, wie sie an einem oder mehreren Zweigen auftritt;
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Figur 10: ein Streifenleiter-Abzweigkoppelglied der
stablosen Type mit einem Wandler an jedem Ausgang;
Figuren 11A und 11B: Endansicht und Querschnitt eines Koppelgliedes
in Hohlleiteraufbau als 1Odb-Koppelglied;
Figur 12: eine Koaxialleiterversion der Erfindung;
Figur 13: eine schematische Darstellung eines Koppelgliedes im Aufbau gemäß Figur 5 jedoch als
10db-Koppelglied; und
Figur 14: ein schematisches Schaltbild in Zweileiterdarstellung einer Reihenschaltung von zwei
Ausgangs-Anpaßnet zwerken.
Figur 1A zeigt die grundlegende Art eines
Koppelnetzwerks bekannter Form in Streifenleiterausführung, welches aus vier untereinander verbundenen Netzwerken besteht,
die die Ausgänge 1-4 bilden. Wie bereits gesagt, können die Eigenschaften dieses Koppelgliedes hinsichtlich
der flachen Ausbildung der VSWR-Kurve dadurch verbessert werden, daß zusätzliche Zweigleiter oder Streifen im wesentlichen
parallel zu der eigentlichen Netzwerkvorrichtung eingeschaltet werden. Figur 1B zeigt ein typisches Zweigleitungskoppelglied
mit zusätzlichen Leiterstreifen B1 und B2. Drei Abzweige können ebenfalls verwendet werden, wobei sämtliche
Längen gleich sind, der Streifen B1 verbindet die Streifen 1A und 4A, der Streifen B2 die Streifen 2A und 3A.
Obgleich bereits eine Verbesserung der VSWR-Kurve damit erzielt wird, hat das Zweigleitungskoppelglied immer noch
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«ι
Parabolkurvencharakter hinsichtlich der Kopplung mit idealen Koppeleigenschaften bei nur zwei Frequenzen. Figur 9
zeigt Kopplungskurven an den Ausgängen, die die Anpassung für nur eine Frequenz zeigen und nach wie vor im wesentlichen
Parabolkurvenverlauf.
Im Gegensatz zu den zusätzlichen Zweigleitungen sind bei der Erfindung an jeden Ausgang des Koppelgliedes
ein Zweiausgangs-Anpaßnetzwerk angeschlossen.
Jedes dieser Anpaßnetzwerke ist unabhängig an seinen Ausgang angeschlossen, ohne daß zwischen den benachbarten
Anpaßnetzwerken wiederum Verbindungen hergestellt sind. Figur 2 zeigt ein elektrisches Vierpol-Netzwerk in Zweileiterdarstellung,
in welchem zwischen die Ausgänge 1, 2, 3 und 4 vier Netzwerke eingeschaltet sind. Die Ausgänge 1
und 4 und die Ausgänge 2 und 3 sind durch jeweils einen Vierpol N miteinander verbunden, während die Ausgänge 1
und 2 und die Ausgänge 3 und 4 durch jeweils einen anderen Vierpol N1 miteinander verbunden sind. Die Vierpole N und
N1 sind beide verlustfrei, reziprok und symmetrisch. Da die
Netzwerke reziprok und symmetrisch sind, gelten für die Scheinleitwertmatrixelemente, die in Figur 2 dargestellt
sind und die jedes der vier Pole kennzeichnen, die Beziehungen Ypp = Yii und Yp<
= Υιρ· Außerdem ist der Vierpol
N1 dem Vierpol N gleich mit Ausnahme des Faktors für den
Scheinleitwertpegel Y. Der Vierpol N1 ist gleich diesem
Pegel Y mal dem Vierpol N. Die Scheinleitwertmatrixelemente des Vierpols N1 sind in Figur 2 dargestellt durch folgende
Werte: Y'^ = Y^Y11 und Y*12 = Y*Y12* Ρ1^Γ 2 ζβ1δ* auch
das Anpaßnetzwerk gemäß der Erfindung, das durch die Elemente einer ABCD-Matrix dargestellt wird, die an jeden der
Vierpolausgänge 1, 2, 3 und 4 angeschlossen sind, wie die Figur 2 erkennen läßt.
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Die Schaltung nach Figur 2 mit ihrer besonderen Symmetrie bezüglich der Vierpole N und N1 wirkt
wie ein perfektes Richtungskoppelglied, wenn sie angepaßt ist. Sie ist dann angepaßt, wenn am Eingang 1 keine eintretende
Leistung reflektiert wird, sofern der Ausgang 4 isoliert ist, während an den Ausgängen 2 und 3 in irgendeinem
Verhältnis die Leistung ausgekoppelt wird. Jedoch kann durch Wahl eines Vierpol-Anpaßnetzwerks, das an jedes
der Eingänge 1-4 angeschlossen wird, Anpassung bei einer Anzahl von Frequenzen erzielt werden und speziell bei zwei
Frequenzen, was anschließend noch dargelegt wird.
Es kann mit Hilfe mathematischer Ableitung gezeigt werden, daß für alle angepaßten Frequenzen
das Kopplungsverhältnis dasselbe ist für ein Netzwerk mit vier Ausgängen der beschriebenen Form, was durch folgende
Gleichung wiedergegeben werden kann:
S12
(D
S13
Darin ist S12 die Amplitude des vom Eingang 1 zum Ausgang
2 übertragenen Signals; S15 die Amplitude des vom Eingang
1 zum Ausgang 3 übertragenen Signals und Y das Scheinleitwertpegelverhältnis zwischen den Netzwerken N und N1·
Durch Auswahl eines Anpaßnetzwerkes, das, wenn an jeden Ausgang 1, 2, 3, 4 eines angeschlossen ist, das Netzwerk
mit den vier Ausgängen an eine Anzahl von Frequenzen anpaßt, wird eine sehr flache Kopplung über ein Frequenzband
erreicht, in welchem diese Frequenzen enthalten sind, da für alle Frequenzen, bei denen die Schaltung angepaßt ist,
diese Kopplung dieselbe ist. Die Kurve in Figur 8 gibt die Kopplungscharakteristik deutlich wieder. Ein ähnliches
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- r-
Ergebnis läßt sich für das Mehrzweig-Kopplungsglied der
Figur 1B nicht erhalten, da es nicht in die Kategorie des
in Figur 2 gezeigten Netzwerks fällt.
Der nächste Schritt ist der, daß der äquivalente Scheinleitwert bestimmt, wird, indem mit Hilfe des
Anpaßnetzwerks (dargestellt durch die ABOD-Matrix in Figur 2) angepaßt wird, damit die Möglichkeit besteht, ein geeignetes
Anpaßnetzwerk zu bestimmen. Wenn ein Vierpol-Anpaßnetzwerk, das mit der Matrix ABCD dargestellt wird,
sich in diese komplexe Scheinleitwertkonstruktion einpaßt, dann ruft dasselbe Vierpol-Netzwerk, das an jeden der
Ausgänge 1, 2, 3 und 4 angeschlossen ist, auch eine angepaßte Einrichtung hervor, wenir^ie Eingänge 1·, 21, 3' und
4' hineingesehen wird. Der Ausdruck für den äquivalenten Scheinleitwert ist durch den allgemeinen Ausdruck
gegeben und genauer durch
worin Y11 und Y1 ρ die Elemente der Scheinleitwertmatrix
für das in Figur 2 gezeigte Vierpol-Netzwerk N sind. Der Realteil dieses äquivalenten Scheinleitwertes ist der
Wirkleitwert und der Imaginärteil der Blindleitwert. Wenn A, B, C, und D die Elemente der Matrix ABGD des Anpaßnetzwerke
sind, das an jeden der vier Eingänge angeschlossen ist, dann ergibt sich für die Anpaß- oder Abgleichbedingung
j
1 = (B2+D2) \Y2-1 · Y12 = (B2+D2) G» (3)
(AB-CD) = (B2 + D2) (1+Y) ♦ Y11 = (B2+-D2) Y». (4)
Die endgültige ABCD-Matrix wird durch Multiplikation der
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Matrix für einen Wandler mit der Matrix für einen Stableiter erhalten.
Die Gleichungen 3 und 4 können dazu verwendet werden, Richtungskoppelglieder mit flacher Kopplungscharakteristik in Streifenleiterform, als Mikrostrip, als
Koaxialübertragungsleitung oder als Hohlleiter zu entwerfen. Ein Beispiel eines speziellen Bemessungsvorgangs
kann das Verständnis jedoch wesentlich unterstützen. Es sei angenommen, daß eine mit vier Ausgängen versehene
Streifenleitereinrichtung der Art nach Figur 2 ein Netzwerk N enthält, das einfach eine Länge der Übertragungsleitung
von der elektrischen Länge θ hat und den Einheits-Scheinleitwert Y =1 wie in Figur 1A. Das Netzwerk N', mit
dem die Ausgänge 1 und 2 verbunden sind und auch die Ausgänge 3 und 4 haben ebenfalls eine Länge der Übertragungsleitung
von derselben elektrischen Länge Θ, jedoch mit einem Eigenscheinleitwert Y. Weiter wird angenommen, daß
das Koppelglied ein Quadraturhybrid ist mit gleichen Kopplungseigenschaften an den Ausgängen. Auf diese Weise ergibt
sich gleiche Leistungsaufteilung zwischen den Ausgängen 2 und 3, so daß
folgt, daß Y
folgt, daß Y
hält man Y11 = -ctg θ und Y12 = 1/sin Θ. Es folgt dann aus
Gleichung (2), daß
Yeq = 1 - (1+ {^ ) ctg Θ. (5)
sin θ
Es läßt sich aus der Gleichung (5) ersehen, daß bei θ = 90° entsprechend einer Viertelwellenlänge der äquivalente
Scheinleitwert den Wert Eins annimmt. In der Nähe von θ = 90° hat der äquivalente Scheinleitwert annähernd die Form
eines Einheitswiderstandes, dem ein kurzgeschlossener Stableiter von der elektrischen Länge θ und dem Scheinleitwert-
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3, so daß S1J = S.,, . Aus Gleichung (1)
r— Ii3 I
= γ2. Für den speziellen gewählten Aufbau er-
pegel (1+W2 ) parallel geschaltet ist.
Figur 3 zeigt ein Anpaßnetzwerk, das mit dem grundlegenden Koppelgliedaufbau zusammen verwendet
werden kann. Dieses Netzwerk ist in Figur 3 als Viertelwellenlängen-Wandler von der elektrischen Lange θ dargestellt
und einem Scheinleitwert Y1, dem ein kurzgeschlossener
Stableiter von derselben elektrischen Länge θ und dem Eigenscheinleitwert Y2 parallelgeschaltet ist. Wie
bereits an früherer Stelle erwähnt, wird die resultierende ABCD-Matrix erhalten durch Multiplizieren der ABCD-Matrizen
des Stableiters und des Wandlers. Die resultierenden Matrixelemente werden dann in die Gleichungen (3) und (4) eingesetzt.
Als nächstes werden die Realteile und die Imaginärteile der Gleichungen (5) in die Gleichungen (3) und (4)
eingefügt, und es ergeben sich daraus folgende Abgleichbedingungen t
= sin θ (6)
θ - Y2
Die Gleichungen (6) und (7) können gleichzeitig gelöst werden, um die beiden unbekannten Eigenscheinleitwerte
Y. und Yp zu bestimmen. Die Gleichungen
bleiben außerdem unverändert, wenn die elektrischen Längen θ ersetzt werden duroh 180°-θ. Es sind also zwei Frequenzen
für vollkommen* Anpassung vorhanden, die symmetrisch zur Mittelfrequenz liegen, welche diesen beiden elektrischen
Längen entsprechen. Wenn weitere zusätzliche Anpaßstableiter und Viertellängenwellen-Wandler an jedem Ausgang
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vorgesehen werden, lassen sich für weitere Frequenzen ideale Anpassungsbedingungen hervorrufen. So können z.B.
an jedem Ausgang der Vorrichtung zwei Anpaßstableiter vorgesehen sein.
Figur 4 zeigt ein Richtungskoppelglied mit Anpaßnetzwerken 1B, 2B, 3B und 4B, die an die entsprechenden
Ausgänge 1, 2, 3 und 4 des Abzweig-Richtungskoppelgliedes angeschlossen sind. Die in Figuren 7 und 8 gezeigten
Kurven beziehen sich auf die Ausführungsform der Figur 4 und geben die theoretischen Eigenschaften (VSWR und
Kopplung an den beiden Ausgängen 2 und 3) an für einen hybrid angepaßten Streifenleiter, der optimiert ist für
das 3,7 - 4,2 GHz-Band durch geeignete Wahl von Θ. θ *cos-1^! cos
A f
worin -%- die normalisierte Bandbreite darstellt.
Für Y1 = 1.026 und Y2 = 2.39 ist der Wert
VSWR kleiner als 1.06, und die Kopplungsverstimmung ist etwa 0.012 db, wenngleich über dieses Frequenzband die
theoretische Kopplungsverstiimnung kleiner als maximal 0.006 db gemacht werden kann. Mit dieser Ausbildung der
Anpassung ergibt sich eine sehr flache Kopplung im Vergleich zu anderen Einrichtungen über Bandbreiten bis au
30#. Der Abgleich ist vollständig, wie sich aus den Kurven erkennen läßt, bei den Frequenzen, für die VSWR = 1 gilt.
Die Kopplung zu Ausgang 2 hat Wellenform und nicht die gewöhnliche Parabolkurvengestalt, wie sie bei Abzweigkoppelgliedern
auftritt etwa gemäß der Figur 1B.
Wie bereits an früherer Stelle gesagt, kann das Koppelglied der Erfindung als Quadraturhybrid ausge-
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bildet werden bei geeigneter Auswahl der Scheinleitwertswerte der Netzwerke N und N1. Pur das Quadraturhybrid
wurde gezeigt, daß das Verhältnis sich in der Größe y2
bewegt. Durch geringes Variieren dieses Verhältnisses jedoch können die Kurven der Figur 8 wesentlich relativ zueinander
verschoben werden, so daß'sie einander schneiden, womit Tier Frequenzwerte erhalten werden, bei denen die
Kopplung gleich und ideal ist. Biese Abgleichfrequenzen können s.B. zwei voneinander entfernte Frequenzwerte um
3,78 GHa und zwei andere voneinander entfernte Frequenzwerte üb 4,12 GHz. sein.
Die Figuren 5 und 6 zeigen andere Ausführungsbeispiele der Erfindung· Statt kurzgeschlossener
Stableiter, wie sie in den Figuren 3 und 4 gezeigt sind, werden dabei Stableiter in offenem Kreis verwendet mit
einer elektrischen Länge von 2 θ und einem charakteristischen Blgenscheinleitwert Y2 = 1.195 (= 1/2 Y2 für den
Stableiter im Kurzschluß), wodurch der Aufbau einfacher wird. Wie die Figur 5 zeigt, haben diese nun längeren Stableiter
eine Abknickung, so daß der ganze Aufbau kompakter wird. Der Abstand (c) ist jedoch hinreichend groß, um ein
übersprechen zwischen den einander gegenüberstehenden Stableitern zu vermeiden.
Figur 6 zeigt speziell eine aufgebrochene perspektivische Darstellung der Grundkomponenten dieser
Vorrichtung. Die verschiedenen Schichten können dabei in geeigneter Weise miteinander verbunden sein. Die Streifenleitervorriohtung
befindet sich zunächst innerhalb einer gedruckten Schaltungstafel 10, auf der der Leiter 12 in
der in Figur 5 dargestellten Form aufplattiert ist. In
Sandwich-Bauweise sind ferner Grundplatten 14 und 16 sowie
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eine einfache Isolierschicht 18 vorgesehen. Verbindungen mit geätzten Leitern 12 können in herkömmlicher Weise
hergestellt werden.
Das in Figur 5 gezeigte Netzwerkmuster
kann in bekannter Weise hergestellt sein. Ein Fotowiderstand wird auf eine Kupferplatte für eine gedruckte Schaltung
aufgebracht, und vorbestimmte Bereiche der Platte sind durch Ätzung vom Kupfer freigelegt, so daß das Muster
gemäß Figur 5 übrig bleibt. Die Streifenleiter lassen sich auf einfache Weise abstimmen, um die richtigen Scheinleitwerte
für den Grundaufbau und für die Anpaßungsstableiter herzustellen.
Bei dem an früherer Stelle beschriebenen
Beispiel wurde eine Betriebsfrequenz um die Mittenfrequenz von 3.95 GHz angegeben. Es lassen sich aber Vorrichtungen
mit davon abweichenden Frequenzen leicht durch einfache Maßstabsveränderungen herstellen. Für ein Quadraturhybrid
würde das Verhältnis zwischen den Scheinleitwerten für das Grundnetzwerk y2 behalten, jedoch die elektrischen Längen
würden sich im Maßstabsverhältnis zur Betriebsfrequenz verändern. Natürlich ließen sich die früher angegebenen Gleichungen für die Berechnung der Scheinleitwerte der Stableiter für das neue Frequenzband benützen.
Zahlreiche Abwandlungen des Anpaßnetzwerks sind möglich, alt denen ebenfalls ein niedriger VSWR und
eine sehr flache Kopplung über Bandbreiten bis zu wenig stens 3096 erzielbar sind. So läßt sich der Stableiter durch
einen aus konzentrierten Elementen aufgebauten Shunt-Resonanz-LC-Kreis ersetzen mit der Kapazität C und einer
Induktivität L, die so gewählt werden, daß dieselbe Mitten-
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frequenz entsteht und derselbe Blindwiderstand-Abfall-Parameter wie beim Stableiter· Dies hat Vorteile am unteren
Ende des Mikrowellenspektrums, wo die Stableiter recht lang werden. Es läßt sich auch der Grundaufbau der Verbindungsteile
verändern, während der generelle Aufbau, wie er in der Figur 2 dargestellt ist, erhalten bleibt. So
muß beispielsweise der Scheinleitwert Y , nicht Eins sein, sondern kann auch um einiges größer als Eins sein, was die
Eigenschaften nach dem Anpassen über eine bestimmte Bandbreite tatsächlich verbessern würde (siehe ausgezogene
Kurve der Figur 7).
Figur 10 zeigt schematisch eine Vorrichtung ähnlich der aus den Figuren 4 und 5» bei der jedoch
keine Stableiter vorhanden sind. Es handelt sich auch hier um eine Streifenleiterkonstruktion mit einer geätzten Leiterkonfiguration,
die die vier Ein- oder Ausgänge 21, 22, 23 und 24 bildet. Diese Ausgänge 21 - 24 sind mit zugeordneten
Viertellängenwellen-Wandlern 21A, 22A, 23A und 24A versehen. Bei der Version nach Figur 10 ist erkennbar,
daß die die Ausgänge bildenden Leiterstreifen erheblich breiter sind als beim Ausruhrungsbeispiel nach den
Figuren 4 und 5. Die Breite dieser Streifen ist so berechnet, daß sie den Wert 2w hat, während die Breite des in
Figur 4 gezeigten Beispiels w ist.
Für die Bemessung des Koppelgliedes nach der Erfindung sind in der Tat drei Variable vorhanden,
nämlich Y , Y1, Y2, die gewählt werden müssen. Wenn man
nun annimmt, daß die Stableiter nicht vorhanden sein sollen, ist die Variable Y„ nicht mehr vorhanden, so daß die Gleichungen
so gelöst werden können wie die Gleichungen 6 und 7 für die Scheinleitwerte Y1 und Y . Wird dies durchge-
§09832/0588
- vr-IO
führt, so wird ein Aufbau ähnlich der Figur 10 entwickelt. Wie bereits gesagt, ist die Breite der Streifen zweimal
so groß wie bei der Vorrichtung nach Figur 4, und die Wandler haben eine Breite von 1.414w. Die Vorrichtung der
Figur 10 kann einige Anwendungsfälle haben, doch besteht eine Schwierigkeit darin, daß die Gleichungen zeigen, daß
YQ sehr groß sein muß und folglich die Vorrichtung Anlaß
zu Junctioneffektproblemen geben kann. Dies wird deutlich aus der Figur 10, wo die Eingänge groß und verhältnismäßig
nah beieinander sind, so daß die Bedingungen für Junctioneffektprobleme vorliegen.
Figuren 11A und 11B zeigen eine Hohlleiterversion der Erfindung als lOdb-Koppelglied. Mit eines derartigen
Koppelglied ist die Leistungsaufteilung in den
Ausgangsöffnungen im Verhältnis 1:10. Bei der Anordnung der Figuren 11A und 11B sind ew«i Hauptleitungskanäl· vorhanden, die die Öffnungen 31, 32, 33 und 34 bilden. Die
beiden Querkanäle 35 und 36 verbinden die Hauptleitungskanäle miteinander und stellen die Querkopplung für das
Koppelglied her. Es sei bemerkt» daß, weil es sich um ein 1Odb-Koppelglied handelt, die Kanäle 35 und 36 erheblioh
geringere Breite haben ale die beiden Hauptdurchgangskanäle. Figur 11B zeigt deutlich die Stableiter 31A bis
34A, die den jeweiligen öffnungen 31 bis 34 zugeordnet sind. Jeder Stableiter kann ein kurzer Abschnitt eines
am Ende abgeschlossenen Hohlleiters sein. Bei dieser Hohlleiterversion ist die Höhe der Abschnitte der Führungekanäle
proportional den gewünschten charakteristischen Scheinleitwertspegeln.
Figur 12 zeigt eine Koaxial-Obertragungs-
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leitungsversion der Erfindung mit Koaxialleiterabschnitten,
die die öffnungen 41 - 44 bilden, welche den Grundaufbau der Vorrichtung darstellen. Bei dieser speziellen Anordnung
sind nur zwei Stableiter vorgesehen als endseitig abgeschlossene Leiter 45 und 46, die mit den beiden Ausgangsöffnungen
42 und 43 verbunden sind. Die Leiter 45 und 46 sind an ihren Enden durch Leiterplatten 45A und
46A abgeschlossen. Die Anordnung der Figur 12 kann bei Betriebsfällen eingesetzt werden, bei denen Anpassung an
den Eingangsöffnungen nicht erforderlich ist. Zum Beispiel kann die Einrichtung nach Figur 12 als Leistungsteiler benutzt
werden, wo eine Anpassung am Eingang nicht so wichtig ist wie flache Leistungskopplung aus den Ausgangsöffnungen
heraus.
Die Verwendung von nur zwei Anpaßnetzwerken kann auch bei der Streifenleiterkonstruktion verwendet werden,
wo die Vorrichtung beispielsweise als Isolator oder als Leistungsschalter benützt wird. In einigen dieser Anwendungsfälle
sind Dioden mit den Ausgangsöffnungen verbunden. Diese Dioden haben aus sich selbst Reihen- und
Nebenschlußreaktanzen, die einige Verstimmungsprobleme mit sich bringen, wenn sie mit den Abzweigkoppelgliedern oder
dem Grundkoppelglied zusammen eingesetzt werden. Durch den Aufbau der Erfindung kann jedoch eine Kompensation dieser
Diodenparameter leicht durch Trimmen der Länge der Stäbe herbeigeführt werden, wodurch die elektrische Länge θ verändert
wird, um diese Diodenreaktanz zu kompensieren. Gewöhnlich
wird nur der Stableiter getrimmt, an den die Diode angeschlossen ist.
Die AusfUhrungsform nach Figur 13 entspricht
Im wesentlichen der aus Figur 5» so daß auch die
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gleichen Bezugszeichen verwendet wurden, um vergleichbare
Teile dieser zwei Schaltbilddarstellungen zu kennzeichnen. Der wesentliche Unterschied der Ausführungsform nach
Figur 13 besteht darin, daß dieses Koppelglied als ein 1Odb-Koppelglied mit ungleicher Leistungsteilung an den
Ausgangsöffnungen 2 und 3 aufgebaut ist. Bei dieser speziellen Anordnung muß vermerk t werden, daß die Streifenleiter
50 und 51 eine Breite haben, die wesentlich geringer als bei den anderen Streifen ist, die den übrigen
Aufbau bilden. Die Gleichungen lassen sich lösen, um die gewünschten Scheinleitwerte für diese Querstreifen zu erhalten.
Durch diese Anordnung kann eine Leistungskopplung im Verhältnis von 10:1 zwischen den Ausgängen 2 und 3 erzielt
werden.
Figur 14 ist ein Schemadiagramm in Zweileiterdarstellung,
welches die Reihenschaltung von Vierpol-Anpaßnetzwerken zeigt. Dieses Diagramm ist ähnlich dem
in der Figur 2 gezeigten, das jedoch für die bevorzugte Parallelschaltung der Vierpol-Anpaßnetzwerke gezeichnet
wurde. In Figur 14 sind die Anpaßnetzwerke weiterhin dargestellt durch die ABCD-Matrix, doch sind die Grundnetzwerke
nunmehr durch Impedanz- oder Scheinwiderstandsmatrizen und nicht mehr durch Scheinleitwertsmatrizen dargestellt.
Jede der vier Ausgänge oder Öffnungen, die beim Grundnetzwerk vorhanden sind, ist durch ihre eigene Impedanzmatrix
wiedergegeben. Das Diagramm der Figur 14 mag in Wirklichkeit als eine Dualform des Diagramms der Figur
2 angesehen werden und ist ähnlich dem Fall mit Parallelverbindungen, wenn die Scheinleitwerte überall durch Impedanzen
ersetzt werden.
Das Ausführungsbeispiel nach Figur 14 kann
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praktisch in der Wellenleiter-Koppelgliedversion der Erfindung eingesetzt werden. Für diese Version ist die wich
tige Größe die äquivalente Impedanz Z , die durch folgen
eq
de Gleichung bestimmt ist:
zeq -
Die Leistungsaufteilung ist dann bestimmt durch folgende Gleichung:
Le e rs e
.te
Claims (18)
- PatentansprücheVj. .... Abzweigkoppelglied, g e k e η η ζ e i c h net durch zwei Paare von Vierpol-Netzwerken, die mit ihren jeweiligen Ausgängen an einen Ausgang eines jeden der beiden Vierpol-Netzwerke des anderen Paares angeschlossen sind, um dadurch vier Ausgangsöffnungen des Koppelgliedes zu bilden, und daß wenigstens zwei Vierpol-Anpaßnetzwerke an zwei der vier Ausgangsöffnungen des Koppelgliedes angeschlossen sind, wobei jedes Anpaßnetzwerk nur an seine zugehörige Öffnung angeschlossen ist.
- 2. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß alle Anpaßnetzwerke gleich sind.
- 3. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Paare der Zweipol-Netzwerke untereinander gleiche Scheinleitwertmatrizen haben und die Elemente der beiden unterschiedlichen Scheinleitwertmatrizen voneinander um einen konstanten Multiplikationsfaktor abweichen.
- 4. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßnetzwerke einen Stableiter und einen zugehörigen Wandler aufweisen.
- 5. Koppelglied nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Stableiter durch einen Streifen von Leitermaterial von halber Wellenlänge gebildet ist.609832/0560ORIGINAL INSPECTED
- 6. Koppelglied nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Stableiter in Paaranordnung angebracht sind und einer davon einer Eingangsöffnung und der andere einer Ausgangsöffnung zugeordnet ist, wobei die beiden Stableiterstreifen mit ihren freien Enden aufeinander hinweisen und zwischen den Enden einen Abstandsspalt haben.
- 7. Koppelglied nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß der Wandler einen Viertelwellenlängenstreifen aufweist.
- 8. Koppelglied nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Stableiter als Streifen eines Leitermaterials von ein Viertel Wellenlänge ausgebildet ist, der an seinem Ende mit Masse verbunden ist.
- 9. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß jeder Stableiter die Länge von im wesentlichen einer halben Wellenlänge hat und L-förmig gestaltet ist.
- 10. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß es in Streifenleiterform aufgebaut ist mit einer Grundplatte und alle Anpaß netzwerke Stableiter sind, die sich angrenzend an die Öffnung erstrecken.
- 11. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß er eine geätzte, ge druckte Schaltungsplatte aufweist, deren geätzte Leiter das Koppelglied in Verbindung mit einer Masse-Platte und einer609832/05682 3Isolationsplatte bilden, die in Sandwich-Bauweise angeordnet sind.
- 12. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß es stableiterlos mit Anpaßnetzwerken ausgebildet ist, die durch Wandler an wenigstens einigen der Öffnungsausgänge gebildet sind.
- 13. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Vierpol-Netzwerke Abschnitte von Hohlleitern enthalten und die Anpaß-Netzwerke durch endseitig verschlossene Piüirungsstableiter gebildet sind.
- 14· Koppelglied nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet , daß die Scheinleitwertsgrößen der Paare der Vierpolnetzwerke so vorgewählt sind, daß an den Ausgangsöffnungen des Koppelgliedes gleiche Leietungsaufteilung auftritt.
- 15· Koppelglied nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, daß die Scheinleitwertsgrößen der Paare der Vierpol-Netzwerke so gewählt sind, daß an den Ausgangsöffnungen des Koppelgliedes ungleiche Leistungsaufteilung auftritt.
- 16. Koppelglied nach Anspruch 15, dadurch gekennze ichnet , daß es als 10db-Koppelglied gestaltet ist.
- 17. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Vierpol-Netzwerke Abschnitte von koaxialen Übertragungsleitungen aufweisen und die Anpaßnetzwerke durch endseitig abgeschlossene Ko-809832/0568-.25 -axialstableiter gebildet sind.
- 18. Koppelglied nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, daß die Vierpol-Netzwerke in Reihe oder parallel geschaltet sind.809832/0661
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/766,431 US4127831A (en) | 1977-02-07 | 1977-02-07 | Branch line directional coupler having an impedance matching network connected to a port |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2728329A1 true DE2728329A1 (de) | 1978-08-10 |
Family
ID=25076397
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19772728329 Withdrawn DE2728329A1 (de) | 1977-02-07 | 1977-06-23 | Richtkoppelglied |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US4127831A (de) |
JP (1) | JPS5397749A (de) |
CA (1) | CA1085472A (de) |
DE (1) | DE2728329A1 (de) |
GB (1) | GB1582285A (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1977-03-28 US US05/781,683 patent/US4127832A/en not_active Expired - Lifetime
- 1977-05-27 CA CA279,339A patent/CA1085472A/en not_active Expired
- 1977-06-15 GB GB25011/77A patent/GB1582285A/en not_active Expired
- 1977-06-23 DE DE19772728329 patent/DE2728329A1/de not_active Withdrawn
- 1977-07-27 JP JP9022877A patent/JPS5397749A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1085472A (en) | 1980-09-09 |
US4127832A (en) | 1978-11-28 |
US4127831A (en) | 1978-11-28 |
GB1582285A (en) | 1981-01-07 |
JPS623601B2 (de) | 1987-01-26 |
JPS5397749A (en) | 1978-08-26 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |