H-Wellen-Hohlleiter-Bandpassfilter Das Hauptpatent bezieht sich auf ein H-Wellen- Hohlleiter-Bandpassfilter, welches sich dadurch aus zeichnet, dass es mindestens einen Hohlleiterabschnitt aufweist, welcher so bemessen ist, dass die Frequenzen des Durchlassbereiches des Filters unterhalb der Grenz- frequenz des Hohlleiterabschnittes liegen, und dass der Hohlleiterabschnitt ein Element mit einer kapazitiven Reaktanz aufweist, die zu dem bei der Mittenfrequenz ,des Durchlassbereiches positiv imaginären Wellenwider stand des Hohlleiterabschnittes konjugiert ist.
Dieses Filter ist auf eine Durchlassfrequenz fest ab gestimmt, jedoch ist für viele Zwecke ein stetig abstimm bares Filter erwünscht.
Die Erfindung hat deshalb zur Aufgabe, ein Filter der oben genannten Art zu schaffen, welches die Mög lichkeit einer stetigen Abstimmbarkeit bietet.
Das erfindungsgemässe Filter ist dadurch gekenn zeichnet, dass im Hohlleiterabschnitt ferromagnetisches Material angeordnet ist, und dass Mittel vorhanden sind, um dieses Material einem quer zum Hohlleiterabschnitt gerichteten magnetischen Gleichfeld auszusetzen, das die elektrisch wirksamen Abmessungen des Hohlleiterab schnitts beeinflusst.
Ausführungsbeispiele des erfindungsgemässen Filters werden nachstehend anhand der Fig. 1-14 beschrieben. Fig. 1 zeigt einen Hohlleiter, in den ein dreikreisiges Filter :eingefügt ist.
Fig. 2 zeigt,die Abhängigkeit der Kreisfrequenz von der effektiven Permeabilität bei in Querrichtung ma gnetisiertem Ferrit.
Fig. 3 zeigt den Schnitt durch einen Hohlleiter, des sen Seitenwände Ferritstreifen aufweisen.
Fig. 4 zeigt die Durchlasskurve eines Hohlleiters nach Fig. 3.
Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild eines Gliedes des Filters nach Fig. 1.
Fig. 6 zeigt ein Halbglied der Schaltung nach Fig. 5. Fig. 7 zeigt den Impedanzverlauf eines Filters ge- mäss der Erfindung. Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel eines Bandfilters nach Fig. 1.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Bandfilters gemäss der Erfindung.
Fig. 10 zeigt ein angenähertes Ersatzschaltbild des Bandfilters nach Fig. 9.
Fig. 11 zeigt das als Serienstichleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelte Filterglied nach Fig. 9.
Fig. 12 zeigt das als Nebenschlussstichleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelte Filter glied nach Fig. 9.
Fig. 13 zeigt ein zwischen zwei Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppeltes eingliedriges Bandpass-Filterglied. Fig. 14 zeigt das Ersatzschaltbild eines eingliedrigen Bandpass-Filtergliedes nach Fig. 13.
In der Anordnung nach Fig. 1 gelangt in einem Hohlleiter 1 eine H-Welle nach dem Grundtyp, die aus einer nicht :dargestellten Quelle, z. B. einem Generator oder einer Antenne, kommt. An diesen Hohlleiter ist ein Hohlleiter 2 über ein dreikreisiges Bandfilter 3 ange schlossen, welches die selben Hohlleiterabmessungen aufweist und innen an den Seitenwänden je einen Be lastungsstreifen 4 aus ferromagnetischem Material, wie z. B. Ferrit oder Granat, enthält. Das Filter ist mit drei Schrauben 5 zur Kapazitätsregelung versehen, und die ferromagnetischen Streifen sind quer zur Fortpflanzungs richtung einem magnetischen Gleichfeld Hdc eines Per manent- oder Elektromagneten ausgesetzt.
Nach Fig. 1 besteht die Magnetisierungseinrichtung aus einem Kern 20, auf dem sich eine Wicklung 21 be findet, die an eine regelbare Energiequelle 22 ange schlossen ist. Eine Anordnung mit einem Permanent magneten ist in Fig. 9 dargestellt.
Befindet sich in einem rechteckigen Hohlleiter (Ho1Typ) quermagnetisierter Ferrit, so lässt sich die Grenzfrequenz durch die Änderung des magnetischen Feldes derart beeinflussen, dass diese höher oder nied riger wird als die eines leeren Hohlleiters. Dies folgt aus der Tatsache, dass die effektive Permeabilität Ix des Ferrites, wie Fig. 2 zeigt, durch das magnetische Feld von positiven zu negativen Werten geändert wer den kann. In Fig. 2 ist wco die Grenzfrequenz und wT die gyromagnetische Resonanz des unendlich grossen Ferritmediums.
Somit ist das Feld für ,sse > 0 in dem Ferrit konzentriert und der effektive Querschnitt des Hohlleiters erweitert, und wenn ,ue < 0 ist, kann die Energie nicht in das Ferrit eindringen, wodurch der ef fektive Querschnitt vermindert wird. Der zuletzt ge nannte Effekt wird indem vorliegenden Filter verwertet und ist in Fig. 3 dargestellt.
Für einen rechteckigen Hohlleiter, der mit Ferrit be lastet ist, welcher quer zur Fortpflanzungsrichtung ma gnetisiert ist (Fig. 2), ergibt sich durch Lösung der Grenzwerte für einen solchen Aufbau der transzendente Ausdruck, der die erforderliche Fortpflanzungskon- stante enthält, zu
EMI0002.0006
wobei mit
EMI0002.0007
EMI0002.0008
ist.
Hierbei ist:
EMI0002.0009
EMI0002.0010
km <SEP> die <SEP> Fortpflanzungskonstante <SEP> in <SEP> dem <SEP> Ferrit <SEP> in
<tb> der <SEP> x <SEP> Richtung
<tb> ka <SEP> die <SEP> Fortpflanzungskonstante <SEP> in <SEP> der <SEP> Luft <SEP> in
<tb> der <SEP> x <SEP> Richtung
<tb> a <SEP> die <SEP> Permeabilität <SEP> des <SEP> Ferrites
<tb> L <SEP> der <SEP> Querschnitt <SEP> des <SEP> rechteckigen <SEP> Hohlleiters
<tb> ö <SEP> die <SEP> Stärke <SEP> des <SEP> Ferritmaterials Innerhalb des Ferrites ändern sich die Hochfrequenz felder gemäss ej(kmx-ssy) und in der Luft gemäss ej(kax-ssy) Aus dem Ausdruck 1, der Bedingung für die Durchlass- frequenz, p = o ergibt sich der Ausdruck
EMI0002.0013
worin we die Durchlass-Kreisfrequenz ist.
Wenn es durch geeignete Mittel zu erreichen ist, dass km = j
EMI0002.0014
d. h. wenn die Fortpflanzungskonstante in dem Ferrit in der x Richtung reell (entsprechend einem exponen- tiellen Verhalten mit dem Abstand x) ist, dann ist
EMI0002.0017
und es folgt, dass für negative Werte von
EMI0002.0021
die grösser als sind, ss2 negativ gemacht wird, d. h. dass die Bedingung
EMI0002.0024
für den Dämpfungstyp besteht.
Dies wird durch Einstellung des :magnetischen Fel des in dem Ferrit, z. B. .durch Regelung der Quelle 22 in Fig. 1, herbeigeführt, so dass für die Betriebsfrequenz p genügend negativ wird (Fig. 2).
Die Auswirkung ist dieselbe, als ob der Querschnitt des Hohlleiters vermindert worden wäre.
Die wirksame Länge des Hohlleiters nach Fig. 1 lässt sich in der oben erläuterten Weise durch das Gleichfeld Hd, auf den Dämpfungtyp, d. h. auf den Betrieb unter halb der Grenzfrequenz einstellen. Fig. 4 zeigt, wie sich ,die Grenzfrequenz des Gliedes von dem Wert des ma gnetischen Feldes abhängt. In der Anordnung nach Fig.1 erfolgt,die Änderung des Feldes durch Regelung der Quelle 22.
Dient ein Permanentmagnet zur Erzeu- gung des Magnetfeldes, so kann dessen Änderung durch Verschiebung der Magnetpole auf dem Hohlleiter erfol gen. Eine Zunahme der Feldstärke bewirkt eine Zu nahme der Frequenz und eine Abnahme der Feldstärke eine Abnahme der Frequenz.
Ein Hohlleiter nach dem Dämpfungstyp hat einen positiv imaginären Wellenwiderstand, d. h., die An schlüsse verhalten sich, wenn der Leiter unendlich lang ist, wie eine reine Induktivität. Wird ein Glied nach Fig. 1 mit einer Kapazität abgeschlossen, so ergibt sich eint T-Glied nach Fig. 5. Da :dieses Netzwerk symme trisch ist, ist die Aufteilung in Halbglieder (Fig. 6) und die Ermittlung der Eigenschaften in Ausdrücken für die Leerlauf- und Kurzschluss-Kennwerte möglich.
Die A- Matrizen für ein ,solches Netzwerk sind:
EMI0003.0014
Die kombinierte Matrix ist dann
EMI0003.0016
Der Wellenwiderstand ergibt sich dann zu
EMI0003.0017
worin
EMI0003.0018
ist.
Die Vierpol-Übertragungskonstante cosh
EMI0003.0019
ergibt sich aus
EMI0003.0020
oder
EMI0003.0021
Aus den Formeln für Wellenparameter-Filter lässt sich feststellen, dass die Bandgrenzen bei cosh 0 = 1 erscheinen (12) Dies tritt ein, wenn in (11a) entweder
EMI0003.0023
Wenn
EMI0003.0024
dann ist
EMI0003.0025
Wenn andererseits
EMI0003.0026
In den Ausdrücken 14 und 15 ist der Blindleitwert durch die übliche Beziehung gegeben Bi = 2 7z f Cl und deshalb gegen diese Ausdrücke die Frequenzen an den Grenzen des Durchlassbereiches anhand der Werte für die Übertragungsleitungsparameter (y1)
und der Ab- schlusskapazität (Cl) an. Wenn die beiden Frequenzen, bei denen die Beziehungen 14 und 15 werden, fr und f2 sind, dann ist
EMI0003.0037
Die Mittenfrequenz fo erscheint in der geometrischen Mitte und ergibt sich aus
EMI0004.0000
deshalb ist
EMI0004.0001
Ferner ist
EMI0004.0002
Das Netzwerk nach Fig. 5 ist somit ein Bandpassfilter, dessen Abschlusswiderstand durch die Beziehung 10 ge geben ist. In der Regel wird ein Filter bei seiner Mitten frequenz fo angepasst.
Durch Einsetzung des Wertes von B bei der Mittenfrequenz in die Be ziehung 10 ergibt sich der
EMI0004.0003
Abschlusswiderstand Z10 bei fo zu
EMI0004.0004
Das Filter hat demnach die Eigenschaft, dass dessen Bandbreite eine Funktion von y1 ist und dass die Band breite (f1-f2) dem Wert Null zustrebt, wenn im verlust losen Fall y 1 ---> - und somit tanh y 1-> coth y 1 wird.
Der Wellenwiderstand zwingt in Abhängigkeit von der Frequenz ein Verhalten nach dem bei sehr niedrigen Frequenzen y1 sehr gross wird und B1 dem Wert Null zustrebt. Somit ist Z1 durch Z1 ,'; jZo gegeben. An der unteren Bandgrenze (f1) wird der Nen ner in dem Ausdruck (10) Null, so dass Z1 unendlich wird. An der oberen Bandgrenze (f2) wird der Zähler und somit auch Z, Null. Dieses Verhalten veranschau licht .die Fig. 7.
Bei einem Filter nach Fig. 1 ist die Abschwächung unterhalb der Resonanz wesentlich höher als bei ande ren Filtern, weil y mit der Wellenlänge zunimmt und die Verluste pro Glied nicht hoch sind. Wie in allen Mikro wellenfiltern können unerwünschte Nebenresonanzen auftreten, aber der übliche Effekt, Harmonische der Grundwelle :durchzulassen, tritt nicht auf. Wenn im ein fachsten Fall gleiche Hohlleiter verwendet werden, fin det oberhalb der Grenzfrequenz ;des betreffenden Hohl leiters die freie Übertragung statt. Um dies zu verhin dern, findet die Bauweise nach Fig. 8 Verwendung, in der .die Schrauben zur Kapazitätsregelung durch kapazi- tive Blenden 6 ersetzt sind.
Diese Bauweise entspricht der eines als Steghohlleiter aufgebauten Tiefpassfilters. Es ist dann möglich, dieses Durchlassband vollkommen zu unterdrücken, oder, falls erforderlich, als zweites regelbares Durchlassband zu verwenden. Das magneti sche Feld Hdc wird, wie in den Fig. 1 und 9 angegeben, wirksam gemacht.
Netzwerke der oben beschriebenen Art haben, wenn sie mit einem Eingang angeschlossen werden, gute Eigenschaften als Blindwiderstandsnetzwerke. Dies ver anschaulicht das Netzwerk nach Fig. 6, dessen Ausgang nicht abgeschlossen ist. Der Eingangsscheinwiderstand ist dann durch die Beziehung 10a gegeben, die etwas umgeformt
EMI0004.0022
lautet. Dieses Netzwerk hat dieselben Null- und Unend lichkeitsstellen für die Werte von Z1 wie oben dargelegt und entspricht in etwa dem Ersatzschaltbild Fig. 10 eines versteilerten Gliedes nach Fig. 9.
Bei dieser Art von Filtern kann der Hohlleiter 10 nach dem Dämpfungstyp durch ein kurzgeschlossenes Glied 11 eines fortleitenden Hohlleiters abgeschlossen werden, der eine Länge 1 hat, bei der tan
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negativ ist und somit den kapazitiven Abschluss des Hohlleiter stückes nach dem Dämpfungstyp bildet. Eine derartige Konstruktion vermeidet Verluste, wenn sie als Stich leitung verwendet wird; der Magnet 23 führt das ma gnetische Feld Hdc zu. Es ist auch möglich, andere Ma- gnetformen oder verschiebbare Pole zu verwenden.
Das Scheinwiderstandsglied nach Fig. 9 bietet meh rere Anwendungsmöglichkeiten. Wenn es an einen her kömmlichen Hohlleiter 12 nach dem Grundtyp ange schlossen ist, kann es in der üblichen Weise als Neben- schluss- oder Serien-Stichleitung dienen (13 oder 14 in den Fig. 11 und 12). Bei der Verwendung als Neben- schluss-Stichleitung erscheint der Durchlassbereich bei einer tieferen Frequenz als der Sperrbereich, während diese beiden Bereiche bei der Verwendung als Serien- Stichleitung vertauscht sind. Die Anordnung nach Fig. 9 kann z.
B. als Serienelement eines versteilerten Ab- schlussgliedes für einen Hohlleiter nach dem Dämp fungstyp Verwendung finden. Ferner lässt sich dieser Filtertyp auch als Zwischenglied benutzen, welches eine hohe Sperrdämpfung einer bestimmten Frequenz be wirkt.
Fig. 14 zeigt ein genaueres Ersatzschaltbild eines einzelnen Gliedes, welches dem nach Fig. 1 ähnlich ist. Das Filter 15, welches schematisch in Fig. 13 dargestellt ist, weist einen Hohlleiter nach dem Dämpfungstyp 16 mit einer Schraube zur Kapazitätseinstellung 17 auf, das sich zwischen den Hohlleitern nach dem Grundtyp 18 und 19 befindet.
Der Einschluss eines induktiven Nebenschlusses, der .durch die Stossstelle der beiden Hohlleitertypen ent steht, bewirkt, dass die nach dem Ausdruck 10a ermit telten Resonanzen näher zueinanderrücken. Die S.toss- stellenblindleitwerte können, wenn sie genügend gross sind, die Resonanz vollständig aufheben. Bei Versuchen mit Hohlleitern bei 4000 MHz mit Stossstellen zwischen 50,8 - 17 mm und 229 - 102 mm Hohlleitern war es nicht möglich,
diesen Effekt nachzuweisen, bis die Neben schlussblindwerte durch Schrauben zur Kapazitätsrege lung herausgestimmt waren.
Bei einer Konstruktion eines RT-Filters mit Schrauben zur Kapazitätsregelung an den Enden des Hohlleiters nach dem Dämpfungstyp dienen diese beiden Schrauben gleichzeitig als kapazitiver Abschlussblindleitwert und zur Herausstimmung der Stossstellenblindleitwerte.
Das Hohlleiterglied (Glieder) kann andere Abmes sungen haben als der fortleitende Hohlleiter. Wenn die Hohlleiterabmessungen grösser sind, als es für die Ar beitsfrequenz zur Erreichung der Grenzfrequenz not wendig ist, so können die ferromagnetischen Streifen, die sich :darin befinden, einem magnetischen Feld aus gesetzt werden, das genügend negativ gemacht wird, um das Glied in den Dämpfungstyp zu überführen. Umge kehrt können auch die Hohleiterabmessungen kleiner und das magnetische Feld entsprechend positiv gemacht werden, um wieder denselben Leitungstyp zu erhalten.
Bei den Filtern nach den Fig. 8, 11, 12 und 14 kann das magnetische Feld in derselben Weise wirksam ge macht werden wie bei den Filtern nach den Fig. 1 und 9.