H-Wellen-Hohlleiter-Bandpassfilter Das Hauptpatent bezieht sich auf ein H-Wellen- Hohlleiter-Bandpassfilter, welches sich dadurch aus zeichnet, dass es mindestens einen Hohlleiterabschnitt aufweist, welcher so bemessen ist, dass die Frequenzen des Durchlassbereiches des Filters unterhalb der Grenz- frequenz des Hohlleiterabschnittes liegen, und dass der Hohlleiterabschnitt ein Element mit einer kapazitiven Reaktanz aufweist, die zu dem bei der Mittenfrequenz ,des Durchlassbereiches positiv imaginären Wellenwider stand des Hohlleiterabschnittes konjugiert ist.
Dieses Filter ist auf eine Durchlassfrequenz fest ab gestimmt, jedoch ist für viele Zwecke ein stetig abstimm bares Filter erwünscht.
Die Erfindung hat deshalb zur Aufgabe, ein Filter der oben genannten Art zu schaffen, welches die Mög lichkeit einer stetigen Abstimmbarkeit bietet.
Das erfindungsgemässe Filter ist dadurch gekenn zeichnet, dass im Hohlleiterabschnitt ferromagnetisches Material angeordnet ist, und dass Mittel vorhanden sind, um dieses Material einem quer zum Hohlleiterabschnitt gerichteten magnetischen Gleichfeld auszusetzen, das die elektrisch wirksamen Abmessungen des Hohlleiterab schnitts beeinflusst.
Ausführungsbeispiele des erfindungsgemässen Filters werden nachstehend anhand der Fig. 1-14 beschrieben. Fig. 1 zeigt einen Hohlleiter, in den ein dreikreisiges Filter :eingefügt ist.
Fig. 2 zeigt,die Abhängigkeit der Kreisfrequenz von der effektiven Permeabilität bei in Querrichtung ma gnetisiertem Ferrit.
Fig. 3 zeigt den Schnitt durch einen Hohlleiter, des sen Seitenwände Ferritstreifen aufweisen.
Fig. 4 zeigt die Durchlasskurve eines Hohlleiters nach Fig. 3.
Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild eines Gliedes des Filters nach Fig. 1.
Fig. 6 zeigt ein Halbglied der Schaltung nach Fig. 5. Fig. 7 zeigt den Impedanzverlauf eines Filters ge- mäss der Erfindung. Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel eines Bandfilters nach Fig. 1.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Bandfilters gemäss der Erfindung.
Fig. 10 zeigt ein angenähertes Ersatzschaltbild des Bandfilters nach Fig. 9.
Fig. 11 zeigt das als Serienstichleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelte Filterglied nach Fig. 9.
Fig. 12 zeigt das als Nebenschlussstichleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelte Filter glied nach Fig. 9.
Fig. 13 zeigt ein zwischen zwei Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppeltes eingliedriges Bandpass-Filterglied. Fig. 14 zeigt das Ersatzschaltbild eines eingliedrigen Bandpass-Filtergliedes nach Fig. 13.
In der Anordnung nach Fig. 1 gelangt in einem Hohlleiter 1 eine H-Welle nach dem Grundtyp, die aus einer nicht :dargestellten Quelle, z. B. einem Generator oder einer Antenne, kommt. An diesen Hohlleiter ist ein Hohlleiter 2 über ein dreikreisiges Bandfilter 3 ange schlossen, welches die selben Hohlleiterabmessungen aufweist und innen an den Seitenwänden je einen Be lastungsstreifen 4 aus ferromagnetischem Material, wie z. B. Ferrit oder Granat, enthält. Das Filter ist mit drei Schrauben 5 zur Kapazitätsregelung versehen, und die ferromagnetischen Streifen sind quer zur Fortpflanzungs richtung einem magnetischen Gleichfeld Hdc eines Per manent- oder Elektromagneten ausgesetzt.
Nach Fig. 1 besteht die Magnetisierungseinrichtung aus einem Kern 20, auf dem sich eine Wicklung 21 be findet, die an eine regelbare Energiequelle 22 ange schlossen ist. Eine Anordnung mit einem Permanent magneten ist in Fig. 9 dargestellt.
Befindet sich in einem rechteckigen Hohlleiter (Ho1Typ) quermagnetisierter Ferrit, so lässt sich die Grenzfrequenz durch die Änderung des magnetischen Feldes derart beeinflussen, dass diese höher oder nied riger wird als die eines leeren Hohlleiters. Dies folgt aus der Tatsache, dass die effektive Permeabilität Ix des Ferrites, wie Fig. 2 zeigt, durch das magnetische Feld von positiven zu negativen Werten geändert wer den kann. In Fig. 2 ist wco die Grenzfrequenz und wT die gyromagnetische Resonanz des unendlich grossen Ferritmediums.
Somit ist das Feld für ,sse > 0 in dem Ferrit konzentriert und der effektive Querschnitt des Hohlleiters erweitert, und wenn ,ue < 0 ist, kann die Energie nicht in das Ferrit eindringen, wodurch der ef fektive Querschnitt vermindert wird. Der zuletzt ge nannte Effekt wird indem vorliegenden Filter verwertet und ist in Fig. 3 dargestellt.
Für einen rechteckigen Hohlleiter, der mit Ferrit be lastet ist, welcher quer zur Fortpflanzungsrichtung ma gnetisiert ist (Fig. 2), ergibt sich durch Lösung der Grenzwerte für einen solchen Aufbau der transzendente Ausdruck, der die erforderliche Fortpflanzungskon- stante enthält, zu
EMI0002.0006
wobei mit
EMI0002.0007
EMI0002.0008
ist.
Hierbei ist:
EMI0002.0009
EMI0002.0010
km <SEP> die <SEP> Fortpflanzungskonstante <SEP> in <SEP> dem <SEP> Ferrit <SEP> in
<tb> der <SEP> x <SEP> Richtung
<tb> ka <SEP> die <SEP> Fortpflanzungskonstante <SEP> in <SEP> der <SEP> Luft <SEP> in
<tb> der <SEP> x <SEP> Richtung
<tb> a <SEP> die <SEP> Permeabilität <SEP> des <SEP> Ferrites
<tb> L <SEP> der <SEP> Querschnitt <SEP> des <SEP> rechteckigen <SEP> Hohlleiters
<tb> ö <SEP> die <SEP> Stärke <SEP> des <SEP> Ferritmaterials Innerhalb des Ferrites ändern sich die Hochfrequenz felder gemäss ej(kmx-ssy) und in der Luft gemäss ej(kax-ssy) Aus dem Ausdruck 1, der Bedingung für die Durchlass- frequenz, p = o ergibt sich der Ausdruck
EMI0002.0013
worin we die Durchlass-Kreisfrequenz ist.
Wenn es durch geeignete Mittel zu erreichen ist, dass km = j
EMI0002.0014
d. h. wenn die Fortpflanzungskonstante in dem Ferrit in der x Richtung reell (entsprechend einem exponen- tiellen Verhalten mit dem Abstand x) ist, dann ist
EMI0002.0017
und es folgt, dass für negative Werte von
EMI0002.0021
die grösser als sind, ss2 negativ gemacht wird, d. h. dass die Bedingung
EMI0002.0024
für den Dämpfungstyp besteht.
Dies wird durch Einstellung des :magnetischen Fel des in dem Ferrit, z. B. .durch Regelung der Quelle 22 in Fig. 1, herbeigeführt, so dass für die Betriebsfrequenz p genügend negativ wird (Fig. 2).
Die Auswirkung ist dieselbe, als ob der Querschnitt des Hohlleiters vermindert worden wäre.
Die wirksame Länge des Hohlleiters nach Fig. 1 lässt sich in der oben erläuterten Weise durch das Gleichfeld Hd, auf den Dämpfungtyp, d. h. auf den Betrieb unter halb der Grenzfrequenz einstellen. Fig. 4 zeigt, wie sich ,die Grenzfrequenz des Gliedes von dem Wert des ma gnetischen Feldes abhängt. In der Anordnung nach Fig.1 erfolgt,die Änderung des Feldes durch Regelung der Quelle 22.
Dient ein Permanentmagnet zur Erzeu- gung des Magnetfeldes, so kann dessen Änderung durch Verschiebung der Magnetpole auf dem Hohlleiter erfol gen. Eine Zunahme der Feldstärke bewirkt eine Zu nahme der Frequenz und eine Abnahme der Feldstärke eine Abnahme der Frequenz.
Ein Hohlleiter nach dem Dämpfungstyp hat einen positiv imaginären Wellenwiderstand, d. h., die An schlüsse verhalten sich, wenn der Leiter unendlich lang ist, wie eine reine Induktivität. Wird ein Glied nach Fig. 1 mit einer Kapazität abgeschlossen, so ergibt sich eint T-Glied nach Fig. 5. Da :dieses Netzwerk symme trisch ist, ist die Aufteilung in Halbglieder (Fig. 6) und die Ermittlung der Eigenschaften in Ausdrücken für die Leerlauf- und Kurzschluss-Kennwerte möglich.
Die A- Matrizen für ein ,solches Netzwerk sind:
EMI0003.0014
Die kombinierte Matrix ist dann
EMI0003.0016
Der Wellenwiderstand ergibt sich dann zu
EMI0003.0017
worin
EMI0003.0018
ist.
Die Vierpol-Übertragungskonstante cosh
EMI0003.0019
ergibt sich aus
EMI0003.0020
oder
EMI0003.0021
Aus den Formeln für Wellenparameter-Filter lässt sich feststellen, dass die Bandgrenzen bei cosh 0 = 1 erscheinen (12) Dies tritt ein, wenn in (11a) entweder
EMI0003.0023
Wenn
EMI0003.0024
dann ist
EMI0003.0025
Wenn andererseits
EMI0003.0026
In den Ausdrücken 14 und 15 ist der Blindleitwert durch die übliche Beziehung gegeben Bi = 2 7z f Cl und deshalb gegen diese Ausdrücke die Frequenzen an den Grenzen des Durchlassbereiches anhand der Werte für die Übertragungsleitungsparameter (y1)
und der Ab- schlusskapazität (Cl) an. Wenn die beiden Frequenzen, bei denen die Beziehungen 14 und 15 werden, fr und f2 sind, dann ist
EMI0003.0037
Die Mittenfrequenz fo erscheint in der geometrischen Mitte und ergibt sich aus
EMI0004.0000
deshalb ist
EMI0004.0001
Ferner ist
EMI0004.0002
Das Netzwerk nach Fig. 5 ist somit ein Bandpassfilter, dessen Abschlusswiderstand durch die Beziehung 10 ge geben ist. In der Regel wird ein Filter bei seiner Mitten frequenz fo angepasst.
Durch Einsetzung des Wertes von B bei der Mittenfrequenz in die Be ziehung 10 ergibt sich der
EMI0004.0003
Abschlusswiderstand Z10 bei fo zu
EMI0004.0004
Das Filter hat demnach die Eigenschaft, dass dessen Bandbreite eine Funktion von y1 ist und dass die Band breite (f1-f2) dem Wert Null zustrebt, wenn im verlust losen Fall y 1 ---> - und somit tanh y 1-> coth y 1 wird.
Der Wellenwiderstand zwingt in Abhängigkeit von der Frequenz ein Verhalten nach dem bei sehr niedrigen Frequenzen y1 sehr gross wird und B1 dem Wert Null zustrebt. Somit ist Z1 durch Z1 ,'; jZo gegeben. An der unteren Bandgrenze (f1) wird der Nen ner in dem Ausdruck (10) Null, so dass Z1 unendlich wird. An der oberen Bandgrenze (f2) wird der Zähler und somit auch Z, Null. Dieses Verhalten veranschau licht .die Fig. 7.
Bei einem Filter nach Fig. 1 ist die Abschwächung unterhalb der Resonanz wesentlich höher als bei ande ren Filtern, weil y mit der Wellenlänge zunimmt und die Verluste pro Glied nicht hoch sind. Wie in allen Mikro wellenfiltern können unerwünschte Nebenresonanzen auftreten, aber der übliche Effekt, Harmonische der Grundwelle :durchzulassen, tritt nicht auf. Wenn im ein fachsten Fall gleiche Hohlleiter verwendet werden, fin det oberhalb der Grenzfrequenz ;des betreffenden Hohl leiters die freie Übertragung statt. Um dies zu verhin dern, findet die Bauweise nach Fig. 8 Verwendung, in der .die Schrauben zur Kapazitätsregelung durch kapazi- tive Blenden 6 ersetzt sind.
Diese Bauweise entspricht der eines als Steghohlleiter aufgebauten Tiefpassfilters. Es ist dann möglich, dieses Durchlassband vollkommen zu unterdrücken, oder, falls erforderlich, als zweites regelbares Durchlassband zu verwenden. Das magneti sche Feld Hdc wird, wie in den Fig. 1 und 9 angegeben, wirksam gemacht.
Netzwerke der oben beschriebenen Art haben, wenn sie mit einem Eingang angeschlossen werden, gute Eigenschaften als Blindwiderstandsnetzwerke. Dies ver anschaulicht das Netzwerk nach Fig. 6, dessen Ausgang nicht abgeschlossen ist. Der Eingangsscheinwiderstand ist dann durch die Beziehung 10a gegeben, die etwas umgeformt
EMI0004.0022
lautet. Dieses Netzwerk hat dieselben Null- und Unend lichkeitsstellen für die Werte von Z1 wie oben dargelegt und entspricht in etwa dem Ersatzschaltbild Fig. 10 eines versteilerten Gliedes nach Fig. 9.
Bei dieser Art von Filtern kann der Hohlleiter 10 nach dem Dämpfungstyp durch ein kurzgeschlossenes Glied 11 eines fortleitenden Hohlleiters abgeschlossen werden, der eine Länge 1 hat, bei der tan
EMI0004.0024
negativ ist und somit den kapazitiven Abschluss des Hohlleiter stückes nach dem Dämpfungstyp bildet. Eine derartige Konstruktion vermeidet Verluste, wenn sie als Stich leitung verwendet wird; der Magnet 23 führt das ma gnetische Feld Hdc zu. Es ist auch möglich, andere Ma- gnetformen oder verschiebbare Pole zu verwenden.
Das Scheinwiderstandsglied nach Fig. 9 bietet meh rere Anwendungsmöglichkeiten. Wenn es an einen her kömmlichen Hohlleiter 12 nach dem Grundtyp ange schlossen ist, kann es in der üblichen Weise als Neben- schluss- oder Serien-Stichleitung dienen (13 oder 14 in den Fig. 11 und 12). Bei der Verwendung als Neben- schluss-Stichleitung erscheint der Durchlassbereich bei einer tieferen Frequenz als der Sperrbereich, während diese beiden Bereiche bei der Verwendung als Serien- Stichleitung vertauscht sind. Die Anordnung nach Fig. 9 kann z.
B. als Serienelement eines versteilerten Ab- schlussgliedes für einen Hohlleiter nach dem Dämp fungstyp Verwendung finden. Ferner lässt sich dieser Filtertyp auch als Zwischenglied benutzen, welches eine hohe Sperrdämpfung einer bestimmten Frequenz be wirkt.
Fig. 14 zeigt ein genaueres Ersatzschaltbild eines einzelnen Gliedes, welches dem nach Fig. 1 ähnlich ist. Das Filter 15, welches schematisch in Fig. 13 dargestellt ist, weist einen Hohlleiter nach dem Dämpfungstyp 16 mit einer Schraube zur Kapazitätseinstellung 17 auf, das sich zwischen den Hohlleitern nach dem Grundtyp 18 und 19 befindet.
Der Einschluss eines induktiven Nebenschlusses, der .durch die Stossstelle der beiden Hohlleitertypen ent steht, bewirkt, dass die nach dem Ausdruck 10a ermit telten Resonanzen näher zueinanderrücken. Die S.toss- stellenblindleitwerte können, wenn sie genügend gross sind, die Resonanz vollständig aufheben. Bei Versuchen mit Hohlleitern bei 4000 MHz mit Stossstellen zwischen 50,8 - 17 mm und 229 - 102 mm Hohlleitern war es nicht möglich,
diesen Effekt nachzuweisen, bis die Neben schlussblindwerte durch Schrauben zur Kapazitätsrege lung herausgestimmt waren.
Bei einer Konstruktion eines RT-Filters mit Schrauben zur Kapazitätsregelung an den Enden des Hohlleiters nach dem Dämpfungstyp dienen diese beiden Schrauben gleichzeitig als kapazitiver Abschlussblindleitwert und zur Herausstimmung der Stossstellenblindleitwerte.
Das Hohlleiterglied (Glieder) kann andere Abmes sungen haben als der fortleitende Hohlleiter. Wenn die Hohlleiterabmessungen grösser sind, als es für die Ar beitsfrequenz zur Erreichung der Grenzfrequenz not wendig ist, so können die ferromagnetischen Streifen, die sich :darin befinden, einem magnetischen Feld aus gesetzt werden, das genügend negativ gemacht wird, um das Glied in den Dämpfungstyp zu überführen. Umge kehrt können auch die Hohleiterabmessungen kleiner und das magnetische Feld entsprechend positiv gemacht werden, um wieder denselben Leitungstyp zu erhalten.
Bei den Filtern nach den Fig. 8, 11, 12 und 14 kann das magnetische Feld in derselben Weise wirksam ge macht werden wie bei den Filtern nach den Fig. 1 und 9.
H-wave waveguide bandpass filter The main patent relates to an H-wave waveguide bandpass filter, which is characterized in that it has at least one waveguide section, which is dimensioned so that the frequencies of the pass band of the filter below the limit frequency of the waveguide section lie, and that the waveguide section has an element with a capacitive reactance that was conjugated to the wave resistance of the waveguide section, which was positive at the center frequency of the pass band.
This filter is firmly tuned to a pass frequency, but a continuously tunable filter is desirable for many purposes.
The invention therefore has for its object to provide a filter of the type mentioned above, which offers the possibility of constant tunability.
The filter according to the invention is characterized in that ferromagnetic material is arranged in the waveguide section, and that means are present to expose this material to a magnetic constant field directed transversely to the waveguide section, which influences the electrically effective dimensions of the waveguide section.
Embodiments of the filter according to the invention are described below with reference to FIGS. 1-14. Fig. 1 shows a waveguide in which a three-circle filter: is inserted.
Fig. 2 shows the dependence of the angular frequency on the effective permeability with ferrite magnetized in the transverse direction.
Fig. 3 shows the section through a waveguide, the side walls of which have ferrite strips.
FIG. 4 shows the transmission curve of a waveguide according to FIG. 3.
FIG. 5 shows the equivalent circuit diagram of a member of the filter according to FIG. 1.
6 shows a half element of the circuit according to FIG. 5. FIG. 7 shows the impedance curve of a filter according to the invention. FIG. 8 shows another embodiment of a band filter according to FIG. 1.
9 shows a further embodiment of a band filter according to the invention.
FIG. 10 shows an approximate equivalent circuit diagram of the band filter according to FIG. 9.
FIG. 11 shows the filter element according to FIG. 9 coupled as a series branch line to a waveguide according to the basic type.
FIG. 12 shows the filter element according to FIG. 9 coupled as a shunt stub to a waveguide according to the basic type.
13 shows a single-element bandpass filter element coupled between two waveguides according to the basic type. FIG. 14 shows the equivalent circuit diagram of a single-element bandpass filter element according to FIG. 13.
In the arrangement according to FIG. 1, an H-wave of the basic type arrives in a waveguide 1, which comes from a source not shown, e.g. B. a generator or an antenna comes. At this waveguide, a waveguide 2 is connected via a three-circle band filter 3, which has the same waveguide dimensions and inside on the side walls each load strip 4 made of ferromagnetic material, such as. B. ferrite or garnet contains. The filter is provided with three screws 5 for capacity control, and the ferromagnetic strips are exposed to a direct magnetic field Hdc of a permanent or electromagnet transversely to the direction of propagation.
According to Fig. 1, the magnetizing device consists of a core 20 on which there is a winding 21 be which is connected to a controllable energy source 22 is. An arrangement with a permanent magnet is shown in FIG.
If there is transversely magnetized ferrite in a rectangular waveguide (Ho1 type), the cut-off frequency can be influenced by changing the magnetic field in such a way that it becomes higher or lower than that of an empty waveguide. This follows from the fact that the effective permeability Ix of the ferrite, as shown in FIG. 2, can be changed from positive to negative values by the magnetic field. In Fig. 2 wco is the cutoff frequency and wT the gyromagnetic resonance of the infinitely large ferrite medium.
Thus, the field for, sse> 0 is concentrated in the ferrite and the effective cross-section of the waveguide is expanded, and if, ue <0, the energy cannot penetrate into the ferrite, whereby the effective cross-section is reduced. The last-mentioned effect is used in the present filter and is shown in FIG.
For a rectangular waveguide loaded with ferrite which is magnetized transversely to the direction of propagation (FIG. 2), the transcendent expression, which contains the required propagation constant, is obtained by solving the limit values for such a structure
EMI0002.0006
with
EMI0002.0007
EMI0002.0008
is.
Where:
EMI0002.0009
EMI0002.0010
km <SEP> the <SEP> propagation constant <SEP> in <SEP> the <SEP> ferrite <SEP> in
<tb> the <SEP> x <SEP> direction
<tb> ka <SEP> the <SEP> propagation constant <SEP> in <SEP> the <SEP> air <SEP> in
<tb> the <SEP> x <SEP> direction
<tb> a <SEP> the <SEP> permeability <SEP> of the <SEP> ferrite
<tb> L <SEP> the <SEP> cross section <SEP> of the <SEP> rectangular <SEP> waveguide
<tb> ö <SEP> the <SEP> strength <SEP> of the <SEP> ferrite material Within the ferrite, the high-frequency fields change according to ej (kmx-ssy) and in the air according to ej (kax-ssy) from expression 1 , the condition for the pass frequency, p = o results in the expression
EMI0002.0013
where we is the forward angular frequency.
If it can be achieved by suitable means that km = j
EMI0002.0014
d. H. if the propagation constant in the ferrite in the x direction is real (corresponding to an exponential behavior with the distance x), then is
EMI0002.0017
and it follows that for negative values of
EMI0002.0021
which are greater than ss2 is made negative, d. H. that the condition
EMI0002.0024
for the type of damping.
This is done by adjusting the: magnetic field in the ferrite, e.g. B. by regulating the source 22 in FIG. 1, so that the operating frequency p becomes sufficiently negative (FIG. 2).
The effect is the same as if the cross section of the waveguide had been reduced.
The effective length of the waveguide according to FIG. 1 can be determined in the manner explained above by the constant field Hd, to the type of attenuation, i.e. H. set to operation below the cut-off frequency. Fig. 4 shows how the cutoff frequency of the member depends on the value of the ma magnetic field. In the arrangement according to FIG. 1, the field is changed by regulating the source 22.
If a permanent magnet is used to generate the magnetic field, it can be changed by shifting the magnetic poles on the waveguide. An increase in the field strength causes an increase in the frequency and a decrease in the field strength causes a decrease in the frequency.
A waveguide of the attenuation type has a positive imaginary characteristic impedance, i.e. This means that the connections behave like pure inductance when the conductor is infinitely long. If a link according to FIG. 1 is terminated with a capacitance, a T-link according to FIG. 5 results. Since: this network is symmetrical, the division into half-links (FIG. 6) and the determination of the properties in expressions for the idling and short-circuit parameters are possible.
The A-matrices for such a network are:
EMI0003.0014
The combined matrix is then
EMI0003.0016
The wave resistance then results in
EMI0003.0017
wherein
EMI0003.0018
is.
The four-pole transmission constant cosh
EMI0003.0019
results from
EMI0003.0020
or
EMI0003.0021
From the formulas for wave parameter filters it can be determined that the band limits appear at cosh 0 = 1 (12) This occurs if in (11a) either
EMI0003.0023
If
EMI0003.0024
then
EMI0003.0025
If on the other hand
EMI0003.0026
In expressions 14 and 15, the susceptance is given by the usual relationship Bi = 2 7z f Cl and therefore, against these expressions, the frequencies at the limits of the passband using the values for the transmission line parameters (y1)
and the final capacity (Cl). If the two frequencies at which relationships become 14 and 15 are fr and f2, then is
EMI0003.0037
The center frequency fo appears in the geometric center and results from
EMI0004.0000
Therefore
EMI0004.0001
Furthermore is
EMI0004.0002
The network according to FIG. 5 is thus a bandpass filter whose terminating resistance is given by the relationship 10. As a rule, a filter is adjusted at its center frequency fo.
Substituting the value of B at the center frequency in relation 10 results in the
EMI0004.0003
Terminating resistor Z10 at fo closed
EMI0004.0004
The filter therefore has the property that its bandwidth is a function of y1 and that the bandwidth (f1-f2) tends to zero if, in the lossless case, y 1 ---> - and thus tanh y 1-> coth y becomes 1.
Depending on the frequency, the characteristic impedance forces a behavior according to which at very low frequencies y1 becomes very large and B1 tends towards zero. Thus Z1 is replaced by Z1, '; jZo given. At the lower band limit (f1), the denominator in the expression (10) becomes zero, so that Z1 becomes infinite. At the upper limit of the band (f2) the counter and thus also Z becomes zero. This behavior is illustrated in FIG. 7.
In a filter according to FIG. 1, the attenuation below the resonance is much higher than in other filters, because y increases with the wavelength and the losses per element are not high. As in all microwave filters, unwanted secondary resonances can occur, but the usual effect of letting the harmonics of the fundamental wave through does not occur. If, in the simplest case, the same waveguides are used, free transmission takes place above the cut-off frequency of the waveguide in question. In order to prevent this, the construction according to FIG. 8 is used, in which the screws for capacity regulation are replaced by capacitive diaphragms 6.
This construction corresponds to that of a low-pass filter constructed as a ridge waveguide. It is then possible to suppress this passband completely or, if necessary, to use it as a second adjustable passband. The magnetic cal field Hdc is, as indicated in FIGS. 1 and 9, made effective.
Networks of the type described above, when connected with an input, have good properties as reactance networks. This ver illustrates the network of FIG. 6, the output of which is not completed. The input impedance is then given by the relationship 10a, which is somewhat transformed
EMI0004.0022
reads. This network has the same zero and infinity points for the values of Z1 as set out above and corresponds approximately to the equivalent circuit diagram in FIG. 10 of a steepened element according to FIG. 9.
In this type of filter, the waveguide 10 can be terminated according to the damping type by a short-circuited member 11 of a continuing waveguide which has a length 1 at which tan
EMI0004.0024
is negative and thus forms the capacitive termination of the waveguide piece according to the damping type. Such a construction avoids losses when used as a branch line; the magnet 23 leads to the magnetic field Hdc. It is also possible to use other magnet shapes or displaceable poles.
The impedance element according to FIG. 9 offers several possible uses. If it is connected to a conventional waveguide 12 of the basic type, it can serve in the usual manner as a shunt or series stub line (13 or 14 in FIGS. 11 and 12). When used as a shunt stub, the pass band appears at a lower frequency than the stop band, while these two ranges are swapped when used as a series stub. The arrangement of FIG. 9 can, for.
B. as a series element of a steepened terminating link for a waveguide after the damping type use. Furthermore, this type of filter can also be used as an intermediate element, which has a high blocking attenuation of a certain frequency.
FIG. 14 shows a more precise equivalent circuit diagram of an individual element, which is similar to that of FIG. The filter 15, which is shown schematically in FIG. 13, has a waveguide of the damping type 16 with a screw for adjusting the capacitance 17, which is located between the waveguides of the basic type 18 and 19.
The inclusion of an inductive shunt caused by the junction of the two waveguide types has the effect that the resonances determined according to expression 10a move closer to one another. If they are sufficiently large, the S.toss point blind conductance values can completely cancel out the resonance. In tests with waveguides at 4000 MHz with joints between 50.8 - 17 mm and 229 - 102 mm waveguides it was not possible to
to prove this effect until the secondary blind values were tuned out by screws for capacity regulation.
In the case of a construction of an RT filter with screws for capacitance control at the ends of the waveguide according to the attenuation type, these two screws simultaneously serve as a capacitive terminating conductance value and to tune the joint conductance values.
The waveguide member (members) may have other dimensions than the waveguide onward. If the waveguide dimensions are larger than it is necessary for the work frequency to reach the cut-off frequency, the ferromagnetic strips that are in it can be exposed to a magnetic field that is made negative enough to place the member in the Transfer damping type. Conversely, the waveguide dimensions can also be made smaller and the magnetic field can be made correspondingly positive in order to obtain the same conductivity type again.
In the filters of FIGS. 8, 11, 12 and 14, the magnetic field can be made effective in the same way as in the filters of FIGS. 1 and 9.