DE1541939C3

DE1541939C3 - Filter resonance circuit, especially bandpass for H waves

Info

Publication number: DE1541939C3
Application number: DE19671541939
Authority: DE
Inventors: George Frederick Sawbridgeworth; Skedd Richard Finnie Bishop's Stortford; Hertfordshire Craven (Großbritannien)
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1966-11-30
Filing date: 1967-11-17
Publication date: 1976-06-10

Description

Die Erfindung geht aus von einem Filterresonanzkreis, insbesondere Bandpaß für //-Wellen, bei dem ein Hohlleiterstück vorgesehen ist, dessen Grenzfrequenz größer als die Frequenz der ankommenden //-Wellen ist und in dem sich ein kapazitiver Blindwiderstand befindet, der so gewählt ist, daß sich zusammen mit dem induktiven Blindwiderstand des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiterstücks ein Resonanzkreis ergibt, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte des gewünschten Durchlaßbereichs liegt, wie im Anspruch 1 des Hauptpatentes 41 937 angegeben.The invention is based on a filter resonance circuit, in particular a bandpass filter for // waves, in which a waveguide piece is provided whose cutoff frequency is greater than the frequency of the incoming // - waves is and in which there is a capacitive reactance is located, which is chosen so that together with the inductive reactance of the Below the cutoff frequency operated waveguide section results in a resonance circuit, its resonance frequency lies in the middle of the desired transmission range, as in claim 1 of the main patent 41 937 stated.

Dieser Filterresonanzkreis hat eine feste Mittenfrequenz, jedoch ist für viele Zwecke ein stetig abstimmbares Filter erwünscht. This filter resonant circuit has a fixed center frequency, but a continuously tunable filter is desirable for many purposes.

Aufgabetask

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen stetig abstimmbaren Bandpaß der obengenannten Art anzugeben. It is therefore the object of the invention to provide a continuously tunable bandpass filter of the type mentioned above.

Lösungsolution

Die Aufgabe wird mit den in den Patentansprüchen angegebenen Mitteln gelöst.The object is achieved with the means specified in the claims.

Beschreibungdescription

Die Erfindung wird nun an Hand der Figuren beispielsweise näher erläutert. Es zeigtThe invention will now be explained in more detail with reference to the figures, for example. It shows

F i g. 1 einen Hohlleiter, dessen Grenzfrequenz kleiner als die Frequenz der //-Wellen ist und in den ein dreistufiger Bandpaß gemäß der Erfindung eingefügt ist,F i g. 1 a waveguide whose cut-off frequency is lower than the frequency of the // waves and in the a three-stage bandpass filter according to the invention is inserted,

F i g. 2 die Abhängigkeit der Kreisfrequenz von der effektiven Permeabilität bei quermagnetisiertem Ferrit,F i g. 2 the dependence of the angular frequency on the effective permeability for transversely magnetized Ferrite,

F i g. 3 den Schnitt durch einen Hohlleiter, dessen Seitenwände Streifen aus ferrimagnetischem Material aufweisen,F i g. 3 the section through a waveguide, the side walls of which are strips of ferrimagnetic material exhibit,

F i g. 4 den Verlauf der Einfügungsdämpfung eines Hohlleiters nach F i g. 3,F i g. 4 shows the course of the insertion loss of a waveguide according to FIG. 3,

F i g. 5 das Ersatzschaltbild einer Stufe der Länge / des Filters nach Fig. 1,F i g. 5 the equivalent circuit diagram of a stage of the length / of the filter according to FIG. 1,

F i g. 6 ein Halbglied der Schaltung nach Fig. 5,F i g. 6 a half element of the circuit according to FIG. 5,

F i g. 7 den Impedanzverlauf eines Bandpasses gemäß der Erfindung,F i g. 7 shows the impedance curve of a bandpass filter according to the invention,

F i g. 8 ein anderes Ausführungsbeispiel eines Bandpasses nach Fig. 1,F i g. 8 shows another embodiment of a bandpass filter according to FIG. 1,

F i g. 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Bandpasses gemäß der Erfindung,F i g. 9 a further embodiment of a bandpass filter according to the invention,

Fig. 10 ein angenähertes Ersatzschaltbild des Bandpasses nach F i g. 9,10 shows an approximate equivalent circuit diagram of the bandpass filter according to FIG. 9,

Fig. 11 den als Serienblindleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelten Bandpaß nach F i g. 9,11 as a series blind line to a waveguide according to the basic type coupled bandpass filter according to FIG. 9,

Fig. 12 den als Parallelblindleitung an einen Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelten Bandpaß nach Fig. 9,Fig. 12 as a parallel blind line to a Waveguide according to the basic type coupled bandpass filter according to Fig. 9,

Fig. 13 einen zwischen zwei Hohlleiter nach dem Grundtyp gekoppelten einstufigen Bandpaß,13 shows a single-stage bandpass filter coupled between two waveguides according to the basic type,

Fig. 14 das Ersatzschaltbild eines einstufigen Bandpasses nach Fig. 13.14 shows the equivalent circuit diagram of a single-stage Band pass according to FIG. 13.

In der Anordnung nach F i g. 1 gelangt in einem Hohlleiter 1 eine magnetische Grundwelle (//-Welle), die aus einer nicht dargestellten Quelle, z. B. einem Generator oder einer Antenne, kommt, zur Ausbreitung. An diesen Hohlleiter 1 ist ein Hohlleiter 2 über einen dreistufigen Hohlleiter-Bandpaß 3 angeschlossen, welcher die selben Abmessungen aufweist und innen an den Seitenwänden je einen Belastungsstreifen 4 aus ferrimagnetischem Material, wie z. B. Ferrit oder Granat, enthält. Die drei Stufen des Hohlleiterbandpasses 3 haben die gleiche Länge / und werden im folgenden als Hohlleiterstücke bezeichnet. Wie beim Hauptpatent ist jedes Hohlleiterstück (Bandpaß) mit einer Schraube 5 zur Kapazitätseinstellung versehen. Die ferrimagnetischen Streifen 4 sind quer zur Ausbreitungsrichtung einem magnetischen Gleichfeld H_de eines Permanent- oder Elektromagneten ausgesetzt.In the arrangement according to FIG. 1 arrives in a waveguide 1 a magnetic fundamental wave (// wave), which comes from a source, not shown, z. B. a generator or an antenna, comes to propagation. To this waveguide 1, a waveguide 2 is connected via a three-stage waveguide bandpass filter 3, which has the same dimensions and inside on the side walls each have a loading strip 4 made of ferrimagnetic material, such as. B. ferrite or garnet contains. The three stages of the waveguide bandpass 3 have the same length / and are referred to below as waveguide pieces. As with the main patent, each waveguide section (bandpass) is provided with a screw 5 for setting the capacity. The ferrimagnetic strips 4 are exposed to a constant magnetic field H _{de of} a permanent magnet or electromagnet transversely to the direction of propagation.

Nach F i g. 1 besteht die Magnetisierungseinrichtung aus einem Kern 20, auf dem sich eine Wicklung 21 befindet, die an eine einstellbare Energiequelle 22 angeschlossen ist. Eine Anordnung mit einem Permanentmagneten ist in F i g. 9 dargestellt.According to FIG. 1, the magnetization device consists of a core 20 on which there is a winding 21, which is connected to an adjustable energy source 22. An arrangement with a permanent magnet is in Fig. 9 shown.

Befindet sich in einem rechteckigen Hohlleiter (//_O1-Typ) quermagnetisiertes Ferrit, so läßt sich die Grenzfrequenz durch die Änderung des magnetischen Feldes derart beeinflussen, daß diese höher oder niedriger wird, als die eines leeren Hohlleiters. Dies folgt aus der Tatsache, daß die effektive Permeabilität μ_β des Ferrits wie Fig. 2 zeigt, durch das magnetische Gleichfeld von positiven zu negativen Werten geändert werden kann. In F i g. 2 ist w_c._o die Grenzfrequenz und o>_r die gyromagnetische Resonanzfrequenz des unendlich großen Ferritmediums. Somit ist das HF-Feld für u_e > 0 in dem Ferrit konzentriert und der effektive Querschnitt des Hohlleiters erweitert, wogegen bei μ_σ < 0 die Energie nicht in das Ferrit eindringen kann, wodurch der effektive Querschnitt vermindert wird. Der zuletzt genannte Effekt wird in der vorliegenden Erfindung verwertet und ist in F i g. 3 dargestellt.If there is transversely magnetized ferrite in a rectangular waveguide (// _O1 type), the cut-off frequency can be influenced by changing the magnetic field in such a way that it becomes higher or lower than that of an empty waveguide. This follows from the fact that the effective permeability μ _{β of} the ferrite, as shown in FIG. 2, can be changed from positive to negative values by the constant magnetic field. In Fig. 2 is w _c . _o the cutoff frequency and o> _r the gyromagnetic resonance frequency of the infinitely large ferrite medium. Thus, for u _e > 0, the HF field is concentrated in the ferrite and the effective cross section of the waveguide is expanded, whereas for μ _σ < 0 the energy cannot penetrate the ferrite, which reduces the effective cross section. The latter effect is utilized in the present invention and is shown in FIG. 3 shown.

Für einen rechteckigen Hohlleiter, der mit Ferrit belastet ist, welches quer zur Ausbreitungsrichtung magnetisiert ist (Fig. 1). ergibt sich durch Lösung des Grenzwertproblems für einen solchen Aufbau der transzendente Ausdruck, der die erforderliche Ausbreitungskonstante fi enthält, zuFor a rectangular waveguide which is loaded with ferrite, which is magnetized transversely to the direction of propagation (Fig. 1). By solving the limit value problem for such a structure, the transcendent expression, which contains the required propagation constant fi , results

-± cos k_a (L - O) + k,„ cot (k,„ö) sin k„ (L -= -jJL_sink_tt(L-6). - ± cos k _a (L - O) + k, " cot (k," ö) sin k "(L - = -jJL _s _{inc tt} (L-6).

ίο Dabei istίο Is there

μ =μ =

μ
jk
0μ
jk
0

-Jk-Jk

• μ 0• μ 0

der Permeabilitätstensor des Ferrites,the permeability tensor of the ferrite,

μ μο μο l + Χ_χχ μ μο μο l + Χ _χχ

P =P =

(μ² - (μ ² -

V-eV-e

(\+X_xx)² + X² _xy ' (2) (\ + X _xx ) ² + X ² _xy '(2)

Θ =Θ =

-jk-jk

k² = k ² =

** III ^"^ ** III ^ "^

k² —k ² -

¹Xy ¹ xy

<» g μο «2 <»G μο « 2

ί"²ίομο - ß² . /4,τΜ,7 H₁ ί " ² ίομο - ß ^2. / 4, τΜ, 7 H ₁

—j ω γ 4 τι M_s K₇H₁)² - ω²]- j ω γ 4 τι M _s K ₇ H ₁ ) ² - ω ² ]

μ - 1 ,μ - 1,

-jk.-jk.

Hierbei istHere is

4.iM_s die Sättigungsmagnetisierung des Ferrits,4.iM _s the saturation magnetization of the ferrite,

γ das gyromagnetische Verhältnis, H₁- das magnetische Gleichfeld in dem Ferrit, /c,„ die Ausbreiturigskonstante in dem Ferrit in γ the gyromagnetic ratio, H ₁ - the constant magnetic field in the ferrite, / c, "the propagation constant in the ferrite in

der x-Richtung,
k_a die Ausbreitungskonstante in der Luft in derthe x-direction,
k _{a is} the constant of propagation in the air in the

x-Richtung,x-direction,

e die Dielektrizitätskonstante des Ferrits, L die Breite des rechteckigen Hohlleiters, d die Stärke des Ferritmaterials. e is the dielectric constant of the ferrite, L is the width of the rectangular waveguide, d is the thickness of the ferrite material.

Innerhalb des Ferrits ändern sich die Hochfrequenzfelder gemäß _e ^j(/i"'^x~'^i>'⁾ und in der Luft gemäßWithin the ferrite the high-frequency fields change according to _e ^{j (/ i} "' ^x ~'^i>' ⁾ and in the air according to

_eJ(/c„x - fly) _e J (/ c "x - fly)

Aus dem Ausdruck 1 ergibt die Bedingung β = 0 für die Grenzfrequenz den AusdruckFrom expression 1, the condition β = 0 for the cutoff frequency results in the expression

worin <»_t. die Grenz-Kreisfrequenz ist.where <» _t . is the limit angular frequency.

Wenn es durch geeignete Mittel zu erreichen ist, daß k_m = j\k,„\ d.h.. wenn die Ausbreitungskonstante in dem Ferrit in der x-Richtunu imasiinärIf it can be achieved by suitable means that k _m = j \ k, “\ dh. if the propagation constant in the ferrite in the x-direction is imasi-binary

(entsprechend einem exponentiellen Verhalten mit dem Abstand x) ist, dann ist(corresponding to an exponential behavior with the distance x) , then is

Der Wellenwiderstand ergibt sich dann zuThe wave resistance then results to

₂ _
P — ₂ _
P -

ι, I₂ ι, I ₂

(7) ,· — I' Z_Oi.Z_sc (7) , · - I ' Z _Oi .Z _sc

(10)(10)

worinwherein

O)² /I₀ tO) ² / I ₀ t

und es folgt, daß für negative Werte vonand it follows that for negative values of

deren Beträge größer als |/c,„|² sind, fi² negativ wird, d. h., daß die Bedingung für den Betrieb unterhalb der Grenzfrequenz besteht.whose amounts are greater than | / c, "| ² , fi ² becomes negative, ie that the condition for operation below the cut-off frequency exists.

Dies wird durch Einstellung des magnetischen Feldes in dem Ferrit, z. B. durch Einstellung der Quelle 22 in F i g. 1, herbeigeführt, so daß für die Betriebsfrequenz ρ genügend negativ wird (F i g. 2).This is done by adjusting the magnetic field in the ferrite, e.g. By setting the source 22 in FIG. 1, brought about so that the operating frequency ρ becomes sufficiently negative (FIG. 2).

Die Auswirkung ist dieselbe, als ob die Breite L des Hohlleiters vermindert worden wäre.The effect is the same as if the width L of the waveguide had been reduced.

Die als Filter wirksame Länge des Hohlleiters nach F i g. 1 läßt sich in der oben erläuterten Weise durch das Gleichfeld H_dc auf den Betrieb unterhalb der Grenzfrequenz einstellen. F i g. 4 zeigt, wie die Grenzfrequenz des Hohlleiterstücks von dem Wert des magnetischen Gleichfeldes abhängt. In der Anordnung nach F i g. 1 erfolgt die Änderung des Feldes durch Einstellung der Quelle 22. Dient ein Permanentmagnet zur Erzeugung des Magnetfeldes, so kann dessen Änderung durch Verschiebung der Magnetpole auf dem Hohlleiter erfolgen. Eine Zunahme der Feldstärke bewirkt eine Zunahme der Grenzfrequenz und eine Abnahme der Feldstärke eine Abnahme der Grenzfrequenz.The length of the waveguide effective as a filter according to FIG. 1 can be set to operation below the cut-off frequency in the manner explained above by means of the constant field H _dc. F i g. 4 shows how the cutoff frequency of the waveguide section depends on the value of the constant magnetic field. In the arrangement according to FIG. 1, the field is changed by setting the source 22. If a permanent magnet is used to generate the magnetic field, it can be changed by shifting the magnetic poles on the waveguide. An increase in the field strength causes an increase in the cutoff frequency and a decrease in the field strength causes a decrease in the cutoff frequency.

Ein Hohlleiter, der unterhalb seiner Grenzwellenlänge betrieben wird, hat einen positiv imaginären Wellenwiderstand, d. h., die Anschlüsse verhalten sich, wenn der Hohlleiter unendlich lang ist, wie eine reine Induktivität. Wird eine Stufe der Länge / des Bandpasses nach F i g. 1 mit einer Kapazität C₁ abgeschlossen, so ergibt sich ein T-Glied nach F i g. 5. Da dieses Netzwerk symmetrisch ist, ist die Aufteilung in Halbglieder (F i g. 6) und die Ermittlung der Eigenschaften in Ausdrücken für die Leerlauf- und Kurzschluß-Kennwerte möglich. Die Vierpolgleichungen in Matrixschreibweise für ein solches Halbglied lauten:A waveguide that is operated below its cut-off wavelength has a positive imaginary wave resistance, ie the connections behave like a pure inductance if the waveguide is infinitely long. If a stage of the length / band pass according to FIG. 1 terminated with a capacitance C ₁ , this results in a T-element according to FIG. 5. Since this network is symmetrical, it can be divided into half-links (FIG. 6) and the properties can be determined in expressions for the no-load and short-circuit parameters. The four-pole equations in matrix notation for such a half-member are:

,kl . kl, kl. kl

cosh -r— Z₀B₁ sinh -ycosh -r- Z ₀ B ₁ sinh -y

und Z_sc = and Z _sc =

· u ^kl -^=- sinh —U ^kl - ^ = - sinh -

JZ₀ tanh -γ- JZ ₀ tanh -γ-

(10a)(10a)

cosh -cosh -

(10b)(10b)

Θ .Θ.

20 ist.20 is.

Das Vierpol-Ubertragungsmaß cosh -^-ist gegeben durchThe four-pole transfer rate cosh - ^ - is given through

u2 ^Φ u2 ^Φ

cosh"¹ -y cosh " ¹ -y

, kl ( ,kl . kl\ , kl (, kl. kl \

= cosh y I cosh -=— Z₀B₁ sinh -=-J= cosh y I cosh - = - Z ₀ B ₁ sinh - = - J

(11)(11)

oder cosh Φ = 2 ( cosh² —— Z₀B₁ sinh — cosh — j — 1or cosh Φ = 2 ( cosh ² —— Z ₀ B ₁ sinh - cosh - j - 1

(Ha)(Ha)

40 Aus den Formeln für Wellenparameter-Filter läßt sich feststellen, daß die Bandgrenzen bei 40 From the formulas for wave parameter filters it can be determined that the band limits at

4545

cosh y cosh y

.1 . .kl -^=- sinh ^r-[jZ₀ 2 .1 . .kl - ^ = - sinh ^ r- [jZ ₀ 2

JZ₀ sinh JZ ₀ sinh

coshcosh

kl\kl \

klkl

I 0 I 0

JB₁ 1 cosh Φ = ±1 JB ₁ 1 cosh Φ = ± 1

erscheinen.to appear.

Dies tritt ein, wenn in (11 a) entwederThis occurs when in (11 a) either

(12)(12)

klkl

cosh² -=— Z₀B₁ sinh -=- cosh -^- = 0 oder 1cosh ² - = - Z ₀ B ₁ sinh - = - cosh - ^ - = 0 or 1

(8)(8th)

55 (13) 55 (13)

k = Ausbreitungskonstante, B₁ = v>C_u o> = Kreisfrequenz, ist. Die Multiplikation ergibt Wenn k = constant of propagation, B ₁ = v> C _u o> = angular frequency. Multiplication gives if

klkl

kl\kl \

cosh —— Z₀B₁ sinh — 7Z₀ sinh —
-— sinh -x- + JB₁ cosh -=- cosh -ycosh —— Z ₀ B ₁ sinh - 7Z ₀ sinh -
-— sinh -x- + JB ₁ cosh - = - cosh -y

JOJO 11

/rr \ / rr \

6060

(9) . ₂ kl _ _ . .kl ,kl
cosrr —— Z₀B₁ sinh -y cosh -j- (9). ₂ kl _ _. .kl, kl
cosrr —— Z ₀ B ₁ sinh -y cosh -j-

= 0, = 0,

dann istthen

kl Z₀ B₁ = coth — . kl Z ₀ B ₁ = coth -.

Wenn andererseits
kl If on the other hand
kl

klkl

cosh² -z— Z₀B₁ sinn -z- cosh — = 1 ,cosh ² -z - Z ₀ B ₁ sinn -z- cosh - = 1,

dann istthen

klkl

Z₀B₁ = tanh -y Z ₀ B ₁ = tanh -y

(15)(15)

In den Ausdrücken (14) und (15) ist der Blindleitwert durch die übliche BeziehungIn expressions (14) and (15) is the susceptance through the usual relationship

B₁ = 2.-T/C₁ B ₁ = 2nd-T / C ₁

gegeben, und deshalb geben diese Ausdrücke die Frequenzen für die Bandgrenzen an Hand der Kenngrößen (kl) des Hohlleiters und der Abschlußkapazität (C₁) an. Wenn die beiden Frequenzen, bei denen die Beziehungen (14) und (15) erfüllt sind, mit Z₁ und f₂ bezeichnet sind, dann istgiven, and therefore these expressions indicate the frequencies for the band limits on the basis of the parameters (kl) of the waveguide and the terminating capacitance (C ₁ ). If the two frequencies at which relationships (14) and (15) are satisfied are _{denoted by Z 1} and f ₂ , then is

tanhtanh

klkl

Z₀ 2.Z ₀ 2.

cothcoth

klkl

Λ =Λ =

"Z₀ 2.T C₁ '"Z ₀ 2.TC ₁ '

Die Mittenfrequenz /₀ erscheint in der geometrischen MitteThe center frequency / ₀ appears in the geometric center

deshalb istTherefore

Ferner ist die Güte
/o Further is the goodness
/O

(16)(16)

Q = Q =

fi-fifi-fi

<u ^kl <u ^kl u ^kl u ^kl

coth -z— tanh -z- coth -z - tanh -z-

Das Netzwerk nach F i g. 5 ist somit ein Bandpaß, dessen Wellenwiderstand durch die Beziehung (10) gegeben ist. In der Regel wird ein Bandpaß bei seiner Mittenfrequenz/o angepaßt. Durch Einsetzung des Wertes von B bei der MittenfrequenzThe network according to FIG. 5 is thus a bandpass filter whose characteristic impedance is given by relation (10). As a rule, a bandpass filter is matched at its center frequency / o. By substituting the value of B at the center frequency

in die Beziehung 10 ergibt sich der Wellenwiderstandin relation 10 the characteristic impedance results

Z₁₀ bei /₀ zuZ ₁₀ at / ₀ to

(17)(17)

Der Bandpaß hat demnach die Eigenschaft, daß seine Bandbreite eine Funktion von k ist und daßThe bandpass filter therefore has the property that its bandwidth is a function of k and that

die Bandbreite [J₁ -J₂) dem Wert Null zustrebt, wenn im idealen verlustlosen Fall y/—>oo und somit tanh yl —* coth yl geht. Bei sehr niedrigen Frequenzen ist kl sehr groß, und B₁ strebt dem Wert Null zu.the bandwidth [J ₁ _{-J 2} ) tends to zero if, in the ideal lossless case, y / -> oo and thus tanh yl - * coth yl . At very low frequencies kl is very large and B ₁ tends towards zero.

Somit ist Z, durch Z₁ ^ jZ₀ gegeben.Thus, Z, is given by Z ₁ ^ jZ ₀ .

An der unteren Bandgrenze J₁ wird der Nenrier im Ausdruck (10) Null, so daß Z, unendlich wird. An der oberen Bandgrenze/₂ wird der Zähler und somit auch Z, Null. Dieses Verhalten veranschaulichtAt the lower band limit J ₁ , the denier in expression (10) becomes zero, so that Z i becomes infinite. At the upper band limit / ₂ , the counter and thus also Z becomes zero. Demonstrates this behavior

ίο die Fi g. 7.ίο the Fi g. 7th

Bei einem Bandpaß nach F i g. 1 ist die Dämpfung unterhalb der Resonanz wesentlich höher als bei bekannten Bandpässen, weil k mit der Wellenlänge zunimmt. Außerdem sind die Verluste pro Stufe klein. Wie in allen Bandpässen können auch bei diesem Bandpaß unerwünschte Nebenresonarizen auftreten, aber der übliche Resonanzeffekt bei Harmonischen der Grundwelle, tritt nicht auf. Wenn im einfachsten Fall ein Grenzfrequenz-Hohlleiter von konstantem Querschnitt verwendet wird, wird der Bandpaß oberhalb der Grenzfrequenz dieses Hohlleiters vollkommen durchlässig. Um dies zu verhindern, findet die Bauweise nach F i g. 8 Verwendung, in der die Schrauben zur Kapazitätseinstellung durch Stege 6 ersetzt sind. Diese Bauweise ist dieselbe wie die der herkömmlichen Tiefpässe, die aus Hohlleiterstücken mit alternierend hohen und niedrigen Wellenwiderständen aufgebaut sind. Es ist dann möglich, dieses Durchlaßband vollkommen zu unterdrücken, oder, falls erforderlich, als zweites einstellbares Durchlaßband zu verwenden. Das magnetische Feld H_äl wird, wie in den F i g. 1 und 9 angegeben, wirksam gemacht.
Netzwerke der oben beschriebenen Art weisen als Blindwiderstand nützliche Eigenschaften auf, wenn sie als reine Halbglieder verwendet werden. Dies wird durch das Netzwerk nach F i g. 6 dargestellt. Die Eingangsimpedanz ergibt sich durch einfache Umformung aus Gleichung (10a):In the case of a bandpass filter according to FIG. 1, the attenuation below resonance is significantly higher than with known bandpass filters, because k increases with the wavelength. In addition, the losses per stage are small. As in all bandpass filters, unwanted secondary resonance can also occur with this bandpass, but the usual resonance effect with harmonics of the fundamental does not occur. If, in the simplest case, a cut-off frequency waveguide with a constant cross-section is used, the bandpass filter above the cut-off frequency of this waveguide becomes completely transparent. To prevent this, the construction according to FIG. 8 Use in which the screws for setting the capacity are replaced by bars 6. This construction is the same as that of the conventional low-pass filters, which are made up of waveguide sections with alternating high and low wave resistances. It is then possible to suppress this passband completely or, if necessary, to use it as a second adjustable passband. The magnetic field H _äl is, as shown in FIGS. 1 and 9 specified, made effective.
Networks of the type described above exhibit useful reactance properties when used as pure half-links. This is made possible by the network according to FIG. 6 shown. The input impedance results from simple transformation from equation (10a):

Z=-Z = -

;Z₀ (cosh γ - Z₀B₁ sinh ~\ ; Z ₀ (cosh γ - Z ₀ B ₁ sinh ~ \

/„ „ TTl . , kl\ I Z₀B₁ cosh -z— sinh -^-J/ "" TTl . , kl \ IZ ₀ B ₁ cosh -z - sinh - ^ - J

Dieses Netzwerk hat die Null- und Unendlichkeitsstellen von Zj — wie oben beschrieben — und ist annähernd dem m-Filter nach F i g. 9 äquivalent. Das ungefähre Ersatzschaltbild zeigt F i g. 10.This network has the zeros and infinity points of Zj - as described above - and is approximately the m-filter according to FIG. 9 equivalent. The approximate equivalent circuit diagram is shown in FIG. 10.

In dieser Art von Bandpässen ist der Grenzfrequenzhohlleiter 10 durch einen kurzgeschlossenen Hohlleiter 11 mit der Länge Z₁ abgeschlossen, so daßIn this type of bandpasses, the cutoff frequency waveguide 10 is _{terminated by a short-circuited waveguide 11 with the length Z 1} , so that

tan -j— negativ ist und somit die erforderliche Ab-Schlußkapazität für das Grenzfrequenzhohlleiterstück darstellt. Bei dieser Art des Abschlusses werden Energieverluste am Ende des Hohlleiters 11 vermieden, wenn die Anordnung z. B. als Blindleitung verwendet wird.tan -j- is negative and thus represents the required termination capacitance for the cut-off frequency waveguide piece. With this type of conclusion, energy losses at the end of the waveguide 11 are avoided when the arrangement z. B. is used as a dummy line.

Für das Blindwiderstandsglied nach F i g. 9 werden nun mehrere Anwendungsmöglichkeiten angegeben. Wenn dieses an einen Hohlleiter 12 (Fi g. 11. 12) für die /i-Grundwelle angekoppelt ist, kann es als Parallel- oder Serien-Blindleitung dienen (14 bzw. 13 in den Fig. 12 bzw. 11). Wenn es als Parallel-Blindleitung dient, erscheint der Durchlaßbereich bei Serien-Blindleitung sind diese beiden Bereiche vertieferen Frequenzen als der Sperrbereich. Bei einerFor the reactance element according to FIG. 9 several possible uses are now given. If this is coupled to a waveguide 12 (Fi g. 11. 12) for the / i fundamental wave, it can serve as a parallel or series dummy line (14 and 13 in FIGS. 12 and 11, respectively). If it is as a parallel stub is used, the pass band appears with serial stub, these two areas are deepened Frequencies than the stop band. At a

509 544/139509 544/139

tauscht. Es kann auch als Serienelement in den äußeren Halbgliedern eines m-Filters für einen Grenzfrequenzhohlleiterbandpaß verwendet werden. Außerdem kann es in Bandpässen als Zwischenglied dienen, welches bei einer bestimmten Frequenz eine hohe Dämpfung bewirkt.exchanges. It can also be used as a series element in the outer half-members of an m-filter for a cut-off frequency waveguide bandpass be used. It can also serve as an intermediate link in bandpass filters, which has a high frequency at a certain frequency Causes damping.

In Fig. 13 ist ein einstufiger Bandpaß dargestellt. Der Bandpaß 15 ist ein Grenzfrequenzhohlleiterstück 16, das sich zwischen zwei Hohlleitern 18 und 19 befindet und mit einer Schraube 17 zur Kapazitätseinstellung versehen ist. Fig. 14 zeigt das Ersatzschaltbild des Bandpasses nach Fig. 13.A single-stage bandpass filter is shown in FIG. The bandpass filter 15 is a cutoff frequency waveguide piece 16, which is located between two waveguides 18 and 19 and with a screw 17 to adjust the capacity is provided. FIG. 14 shows the equivalent circuit diagram of the bandpass filter according to FIG. 13.

Die induktiven Parallelblindleitwerte, die durch Übergangsstellen an den Hohlleitern 18 und 19 entstehen, bewirken, daß die beiden Resonanzen viel näher aneinander rücken als nach Beziehung (10 a) zu erwarten ist. Die Blindleitwerte an den Übergangsstellen können, wenn sie genügend groß sind, die Resonanzen vollkommen aufheben.The inductive parallel conductance values that arise from transition points on the waveguides 18 and 19, cause the two resonances to move much closer to each other than according to relation (10 a) is to be expected. The susceptibility values at the transition points can, if they are sufficiently large, cancel the resonances completely.

Bei Versuchen bei 4 GHz mit X-Band-Hohlleitern unterschiedlicher Abmessungen ergab sich das gewünschte Bandpaßverhalten erst nachdem die induktiven Blindleitwerte, die von den Übergangsstellen herrühren durch die Einstellung der kapazitiven Schrauben kompensiert waren.When testing at 4 GHz with X-band waveguides different dimensions resulted in the desired bandpass behavior only after the inductive Sensitivity values that result from the transition points due to the setting of the capacitive Screws were compensated.

Versieht man ein Grenzfrequenzhohlleiterstück mit je einer Schraube zur Kapazitätseinstellung an jedem Ende, so ergibt sich ein .-τ-Glied, und die Schrauben dienen als Abschlußblindleitwert für das Hohlleiterstück und zum Ausgleich der induktiven Blindleitwerte, die von den Übergangsstellen herrühren.If you provide a cut-off frequency waveguide piece with a screw for adjusting the capacitance on each At the end, there is a.-Τ-term, and the screws serve as final reactive conductance for the waveguide section and to compensate for the inductive conductance, coming from the crossing points.

Das Grenzfrequenzhohlleiterstück kann andere Abmessungen haben als der fortleitende Hohlleiter. Wenn die Hohlleiterabmessungen größer sind als esThe cut-off frequency waveguide piece can have different dimensions than the waveguide passing on. When the waveguide dimensions are larger than it

ίο für die Arbeitsfrequenz zur Erreichung der Grenzfrequenz notwendig ist, so können die ferrimagnetischen Streifen, die sich darin befinden, einem magnetischen Querfeld ausgesetzt werden, das die effektive Permeabilität des ferrimagnetischen Materials genügend negativ macht, um das Hohlleiterstück in dem Zustand des Betriebs unterhalb seiner Grenzfrequenz zu überführen. Umgekehrt können auch die Abmessungen des Hohlleiterstückes kleiner und das magnetische Feld entsprechend positiv gemacht werden, um wieder denselben Leitungstyp für den Betrieb unterhalb der Grenzfrequenz zu erhalten.ίο for the working frequency to reach the limit frequency is necessary, the ferrimagnetic strips that are inside can be a magnetic one Transverse field are exposed that the effective permeability of the ferrimagnetic material is sufficient makes negative to the waveguide section in the state of operation below its cutoff frequency to convict. Conversely, the dimensions of the waveguide piece can be smaller and that magnetic field can be made positive accordingly in order to restore the same conductivity type for operation below the cutoff frequency.

Bei den Filtern nach den Fig. 8, 11 und 12 kann das magnetische Feld in derselben Weise wirksam gemacht werden wie bei den Filtern nach den F i g. 1 und 9.In the case of the filters according to FIGS. 8, 11 and 12 can the magnetic field can be made effective in the same way as with the filters according to the F i g. 1 and 9.

Hierzu 3 Blatt ZeichnungenFor this purpose 3 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Filter resonance circuit, especially bandpass for // waves, in which a waveguide piece is provided, the cutoff frequency of which is greater than the frequency of the incoming // waves and in which there is a capacitive reactance that is selected so that it is together with the inductive reactance of the waveguide section operated below the cut-off frequency results in a resonance circuit, the resonance frequency of which is in the middle of the desired transmission range, according to patent 15 41937, characterized in that the waveguide section is loaded with ferrimagnetic material (4) which is transverse to the direction of propagation of the // -Waves is exposed to a constant magnetic field (H _dc ) , and that the size of the constant magnetic field determines the effective dimensions of the waveguide piece and thus its cutoff frequency.

2. Filter resonance circuit according to claim 1, characterized in that the waveguide piece symmetrically loaded with ferrimagnetic material (4) attached to the side walls is.

3. Filter resonance circuit according to claim 2, characterized in that the center of the band is influenced by changing the constant magnetic field (H _dL ) .

4. Filter resonant circuit according to claim 3, characterized in that the magnetic constant field (H _dc ) is generated by a permanent magnet (23).

5. filter resonance circuit according to claim 4, characterized in that the magnetic DC field is generated by an electromagnet (20).

6. filter resonance circuit according to claim 4 or 5, characterized in that the ferrimagnetic Material (4) is a ferrite.

7. filter resonance circuit according to claim 4 or 5, characterized in that the ferrimagnetic Material (4) is garnet.

8. filter resonance circuit according to claim 6 or 7, characterized in that the dimensions of the ferrimagnetic material (4) loaded waveguide piece are greater than required for operation below the cut-off frequency and that the effective dimensions only through the constant magnetic field (H _dc ) on the values required for operation below the cut-off frequency.

9. filter resonance circuit according to claim 1, characterized in that the capacitive reactance by means of a screw (5) built into the waveguide to adjust the capacity is formed.

10. filter resonance circuit according to claim 1, characterized in that the capacitive reactance is formed by a web (6) located in the waveguide section.

11. filter resonance circuit according to claim 9 or 10, characterized in that the capacitive reactance is in the middle of the waveguide section is located.

12. Filter resonance circuit according to claim 9 or 10, characterized in that the capacitive Reaction is attached to the end of the waveguide section.

13. Filter resonant circuit according to claim 1, characterized in that the capacitive reactance consists of a short-circuited // waveguide piece (11), which is at the end of the waveguide piece (10) of the filter resonance circuit is attached, and that its cutoff frequency is smaller than is the frequency of the incoming // waves.

14. Filter resonance circuit according to one of claims 1 to 17, characterized in that an both ends of the waveguide section of the filter resonance circuit waveguides (1, 2) are attached, whose cutoff frequency is less than the frequency of the "// waves.

15. Filter resonance circuit according to one of claims 1 to 8 and according to claim 13, characterized characterized in that it is connected to a waveguide (12) as a series (13) or parallel blind line (14) whose cutoff frequency is smaller than the frequency of the // waves.