DE1537058A1 - Kippschwingungsoszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft- einen ICippschwingungsoszillator, der einen über einen Ladewiderstand an die Regelelelctrode, vorzugsweise an die Basis eines Transistors, angeschlossenen Ladekondensator und eine durch eine zwischen der Regelelektrode und der Ausgangselektrode, z. B. Kollektor des Transistors, liegende

Transformatorkopplung zur Aufrechterhaltung von Schwingungen veraufweist
to sorgten Rückkopplungsschleife,, /zwischen einer Kipphase, bei der

der Transistor gesperrt ist unddeii Kondensator sich entlädt, und einer Regenerationsphase, bei der der· Transistor leitet und der

o Kondensator sich auflädt, wechselt und dessen Ausgangssignal cn

"■* mittles einer weiteren Transformatorkopplung von der Ausgangselektrode des Transistors abnehmbar ist. Ein solcher Oszillator

PROP 4081/DRT - 2 -

ist in Fernsehgeräten zur Erzeugung von Ablenkspannungen ver-. wendbar. Eine bekannte Art eines Kippschwingungsoszillators besitzt einen Transistor, dessen STeuerelektrode, z. B. Basis, mit der Ausgangselektrode, z. B. Kollektor, mittels induktiver Kopplung zur Erzeugung einer Rückkopplungsschleife gekoppelt ist, um die Schwingungen aufrechtzuerhalten. Ein Ladekondensator ist über Ladewiderstände mit der Steuerelektrode des Transistors und einem Widerstandsentladungspfad verbunden. Beim Arbeiten wird eine solche Schaltung zwischen einer sogenannten Kipphase oder -periode, in der der Transistor gesperrt ist und sich der Kondensator entlädt, und einer sogenannten Regenerationsphase oder -periode wechseln, in welcher der Transistor leitend ist und der Kondensator dadurch über die Ladewiderstände geladen, wird.

Eine bedeutende Anwendung eines Kippschwingungsoszillators liegt in der Erzeugung von Kippschwingungen in einer Fernsehkippschaltung. In einem solchen Fall wird das Ausgangssignal des Kippschwingungsoszillators, das über eine iveitere induktive Kopplung von der Ausgangselektrode des erwähnten Schalttransistors abgeleitet ist, an die Steuerelektrode, z. B. Basis, eines andren "Kipp"-Transistors gewöhnlich mittels einer oder mehrerer Trennschaltungen und/oder Verstärkerstufen gelegt. Der "Kipp"-Transistor ist beispielsweise gesperrt während der Sättigungsoder Regenerationsperiode des Schalttransistors und ist leitend während der Sperr- oder Kipperiode des Sbhalttraasistors« Dies • erzeugt die erforderliche Kippspannung ijn. eine^rn Ablenkorgan, wie z. B. einer Spule, die mit der Ausgangselektrode des Kipptran*- sistors verbunden ist. 909838/06 tÜ?

Schaltungen dieser Art haben, obwohl sie häufig benutzt werden, wesentliche praktische Nachteile. Es ist im allgemeinen wichtig, daß die Kipp~ und Regenerationsperioden einer Oszillatorschaltung und daher die ZeitCharakteristiken .von deren Ausgangssignal gen au bestimmt sind. In den Schaltungen der beschriebenen Art jedoch hängen die Zeitcharakteristiken fest mit den Verstärkungscharakteristiken des verwendeten Transistors zusammen, die ihrerseits von den Transistorparametern abhängen, die schwer,genau und gleichmäßig in einer breiten Produktionsserie bestimmbar sind-und weiterhin mit äußeren Bedingungen, insbesondre Temperatur und Zeit veränderlich sind. Weiterhin sind die zwischen der Rückkopplungsschleife und anderen Zweigen der Oszillatorschaltung fließenden Strömen schlecht definiert und die Transformatorkopplung tendiert dazu, unter nahezu Kurzschlußbedingungen zu arbeiten. Der durchschnittliche Transistorbasisstrom ist hoch und nicht gleichmäßig und verschlechtert weiterhin die Frequenzregelung.

Die im vorhergehenden beschriebenen Mangel treten besonders in Fällen auf, bei denen die Steuerelektrode des Transistors die Basis ist und die Rückkopplung sich vom Kollektor oder Emitte: zur Basis erstreckt. Dies ist unvorteilhaft, da diese besondere Rückkopplungsart andererseits bedeutende Vorteile gegenüber den anderen Arten (wie z. B. Kollektor-Emitterrückkopplung) mit sich bringen würde, darin, daß weniger Rückkopplungsenergie benötigt wird und damit' die bedingungen zur Aufrechterhaltung der Schwingung verbessert werden wurden.

BAD ORWiNAL 909838/0612 - 4 -

Die verwendete induktiv© Kopplung ist nötig ₀ um &i® körrelct© Phasenbeziehung zwischen dem Ausgang und dein Eingang 3&T Ossil· Xatorschaltung in dem- RückkoppImigssigiial zu SiGIi(SES₀ Bi©s xuh^Z j©doch zu einer weiteren Schwierigkeit; Das Arbeiten des Oszillators tendiert dahin;, vonden Werten der Transforraatoriadiilcfiivität, die ihrerseits mit der Aissgans last impedanz veränderlich ist,.abzuhängen.

In der oben erwähnten Kippschaltung würde es wünschenswert sein, einen gleichmäßigen Strom an der Steuerelektrode des Kipptransistors während seines leitenden Zustandes aufrechtzuerhalten, unabhängig von den Zeitcharakteristiken der Schaltung, wie bei Übereinstimmung mit verschiedenen Fex'nsehzeilennormen. Ein solches Ergebnis zu erhalten, ist bisher noch nicht möglich gewesen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Kippschwingunsoszillator der eingangs genannten Art zu schaffen, der die oben erwähnten Nachteile vermeiden läßt und dessen Ausgangszeitcharakteristiken stabil, weitestgehend unabhängig von den genauen Parametern der verwendeten Transistoren und leicht regelbar sind, wobei es ermöglicht wird, daß die Rückkopplung vom Kollektor (oder Emitter) zur Basis des Schalttransistors durchgeführt wird und die durch diese Rücldcopplungsart herbeigeführten Vorteile erreicht werden. Das Arbeiten kann im wesentliehen von der Ladung unabhängig gemacht werden. In der verbesserten Fernsehkippschaltung können Zwischentrennstufen zwischen den Schalt- und Kipptransistoren vollständig fortgelassen werden, wodurch die Kon-

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-S-

struktion und der Aufbau weitestgehend vereinfacht werden, Es kann im wesetlichen gleichmäßiger Basisstrom an den Kipptransistci für sehr verschieden Ze it Charakteristiken angelegt v/erden, so daß zufriedenstellendes Schalten zwischen verschiedenen Zeitwerten, wie für die verschiedenen Fernsehzeilennormen, ausführbar wird. Stabile, genau definierte Ströme fließen durch alle Schaltun gszweige, die insbesondere die Oszillatorrückkopplungsschleife umfassen, wodurch die Arbeitsstabilität verbessert wird.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe wird bei dem hier vorgeschlagenen Kippsclwingungsoszillator vor allem dadurch gelöst, daß erfindungsgemäß ein Hilfszweig,in dem ein an die Regelelektrode des Transistors angeschlossener Gleichrichter, z. B. Diode, zum Ableiten eines im wesentlichenjkonstanten und relativ starken Stroms während der Regenerationsphase liegt, und ein Anschlußpunkt des Hilfszweiges mit der Ausgangselektrode des Transistors verbindender Koppelkondensator zur Vorspannung des Gleichrichters vorgesehen ist. Die Diode D11 wird vorgespannt, um nur während der Regenerationsphase zu leiten.

In einer vorteilhaften Ausführungshorn des erfindungsgemäßen Oszillators weist der Hilfszweig mit dem Gleichrichter in Serie geschaltete Widerstände auf. Der Koppelkondensator liegt zusammen mit einer Vorspannungsquelle an dem in der Serienschaltung der Widerstände liegenden Anschlußpunkt. Wie im Einzelnen ausgeführt, t\rird diese Schaltungsanordnung, während der auftretende Verstärkungsgrad des Schalttransistors etwas verringert wird (dies

909838/0612 " ⁶ "

ORIGINAL JhSSPECTED

ist praktisch ohne Konsequenz);, gleichzeitig die Ausgangscharalcteristilcen des Oszillators eigentlich unabhängig von diesem Verstärkung sgr ad und daher von den Parametern der verwendeten Transistoren halten»

In einer weiteren vorteilhaften. Ausüflmssgs form des. erfiadimgs» genäßen Oszillators ist die dritte Elelctrode_a z. B. Emitter₃-des Transistors mit der Vorspannungsquelle und einem Ent&oppel» lcondensator-verbunden.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungs» g©mäßen Oszillators ist das an der Ausgangs de ktrοde, z.B. Kollektor, des Transistors beispielsweise mit der zweiten Transformatorkopplung abgenommene Signal an die Steuerelektrode,. z. B. Basis, eines \ieiteren Transistors zur Schaltung desselben in den Sperrzustand während der Regenerationsphase und in den leitende Zustand während der Kipphase gelegt.

In einer i/eiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Oszillators besitzt die zweite Transformatorkopplung ein derartiges Windungsverhältnis, daß der an der Steuerelektrode des zweiten Transistors fließende Strom annähernd gleich für verschiedene vorgeschriebene Zeitwerte der Phasen des ersten Transistors ist. ι

In einer xireiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsi gemäßen Oszillators, der in einer Fernsehkippschaltung verwendet*-' wird, ist mit der Ausgangselektrode des zweiten Transistors ein Ablenkorgan verbunden♦ B 0 98 38/06 T 2 B*P ⁰^' ^

■■■-ν'" ^:-' '■'■■ ■ -^;;\ - 7 -

In einer weiteren vorteilhaften /oisfülirungsforiii des erfiiidmigsgemäßen Oszillators ist eine selektiv schaltbare Vorspannschaltung an den Ladekondensator zur Auswahl der vorgeschriebenen Zeitwerte in Übereinstimmung mit verschiedenen Fernsehzeilennormeii angeschlossen. -

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Oszillators ist 4i«- zwischen die Ausgangselektrode und die dritte Elektrode des zweiten Transistors die Iärällelschaltung einer Diode an¹., eines Kondensators geschaltet.

Diese Scha1tungsanοrdnungen machen es möglich, wie es im folgenden gezeigt werden wird, den an dem Kipptransistor während seiner leitenden Periode liegenden Ausgangsstrom im wesentliehen unabhängig von den Oszillatorausgangszeitcharakteristiken zu halten.

Weitere "lerlonale und durch sie erzielte Vorteile gehen aus der sich auf die Zeichnung beziehenden Boschreibung hervor. In der Zeichnung ist ein Oszillator der erfindungsgemäßen Art in ( beispielsweise gewählten Ausführungsformen und die Erfindung erläuternden Diagrammen veranschaulicht. Es zeigen:

Fig. 1 schematisch die Schaltung eines erfindun-gsgemäßen Kippschv.'ingungsoBzillators,

Fig. 2 (a) und 2 (b) die in der Schaltung nach Fig. 1 auftretenden Spannungswcllenformen,

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'iaSIMAL " ⁸ "

— c —

Fig. 3 (a) ein äquivalentes Schaltdiagramra des Ausgangsteils de

Oszillatorschaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 (b) ein Diagramm, das die Verhältnisse zwischen den 'Ausgangsspannungen während der entsprechenden Schwingungs-Perioden darstellt,

Fig. 4 ein^e Fernsehzeilenkippschaltung als Ausführungsform eines Kippschwingungsoszillators_vnach Fig. 1 - und weitere Merkmale der Erfindung. *

Die in Fig. 1 gezeigte Kippschwingungsoszillatorschaltung besitzt einen Transistor T4 (hier npn-Transistor) und einen Trans formator TR mit drei Wicklungen, dessen Wicklung 1 und 2 dazu . dient, eine Rückkopplung vom Kollektor zur Basis des Transistors zu bilden. Eine erste Wicklung 1 des Transformators liegt mit einem Ende an dem Kollektor des Transistors T4 und mit ihrem anderen Ende an ERde. DAs Ende einer zweiten Wicklung 2 liegt über einen Widerstand R5 an der Basis des Transistors, während das andere Ende an einem Anschluß eines Ladekondensators C6 liegt, dessen anderer Anschluß geerdet ist. Der gemeinsame Schaltungsknoten 18 der Transformatorwicklung 2 und des Kondensators C6 ist weiterhin über das Paar der in Serie geschalteten Widerstände R7 und R8, von denen R7 einstellbar ist, an einen Schaltarm 9' gelegt, der in einer Stellung geerdet ist und in der anderen Stellung mit einem Anschluß einer Regelspannung Vas verbunden ist. Wie durch Punkte bei dem Transformator TR gekennzeichnet, sind die Wicklungen 1 und 2 gegensinnig gewickelt. Der Transformator TR besitzt eine andre Sekundärxvicklung 3, die dazu dient, das Ausjgangssisnal des Oszillatorsystems abzuleiten, und die nut einem

- ' - " §09838/0612 Lasti-.'ider-stand RIO verbunden gezeigt ist. _o

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Nach einem Merkmal der Erfindung ist die Basis des Transistors T4 über einen Zweig geerdet, der die SErienschaltung einer Diode DlT und eines Paares von Widerständen R12 und R13 aufweist. Der , Anschlußpunkt 21 der Widerstände R12 und R13 ist mit dem Kollektor des Transistors T4 über einen Kondensator Cl 7 verbunden.

Eine Versorgungsspannung (in diesem Beispiel negativ) liegt an dem Anschluß Va₉ der über einen Widerstand R14 mit dem Anschlußpunkt 21 und über einen Widerstand H.15 mit dem Emitter des Transistors T4 verbunden ist. Dieser Emitter ist weiterhin über einen Entkoppelkondensator C16 mit Hasse verbunden.

Die so beschriebene Oszillatorschaltung ist im allgemeinen üblicher Art, abgesehen von dem Schaltungszweig, der die Basis des Transistors über die Diode D11 und die Serienschaltung der Widerstände R12 und R13 erdet, abgesehen von dem Zweig, der den Kollektor des Transistors mit dem Anschlußpunkt 21 über den Kondensator C17 verbindet, und abgesehen von dem Schaltungszweig, der den Widerstand R15 und den Kondensator C16 aufweist.

Beim Arbdten der Schaltung wird angenommen, daß der Schalter in seine untere Stellung geschaltet ist, in der der Schaltarm geerdet ist. Es kann schon gesagt werden, daß, wenn der Schalter 9 in seine obere Stellung geschaltet wird, um so die Steuerspannung Vas über den Schaltarm an ώη Widerstand RS zu legen, das Arbeiten des Systems nicht geändert ist, ausgenommen daß die ZeLtparameter" des Ausgangssignals geändert sind, wie d^ies später erscheint.

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ORIGINAL INSPECTED

,537058

In den üblichen Kippschwin-gungsoszillatorsystemen der allgemeinen Art, auf die die Erfindung angewendet wird,-schließt der ~ ARbeitszyklus des Systems zwei aufeinanderfolgende Phasen oder Perioden ein: Ein e Kipphase₅ in welcher der Transistor /T4 gesperrt ist j und einer ■Regener.ationsphase, "in welcher der Transi-. stör leitend ist. Während der P^egenerationsphase jeden Zyklus wird der Kondensator C6 auf eine vorgeschriebene negative Spannung (V..) über den Widerstand R5, wie im folgenden beschrieben, werden icird, aufgeladen» Während der folgenden ICipperiode des Zyklus ist dieser Ladungsweg unterbrochen wegen der Sperrung des Transistors T4 und der Kondensator C6 entlädt sich über die Widerstände R7 und RS nach Masse. Die allgemeine Art dieses eben beschriebenen ARbeitsganges findet nicht statt bei Anwesenheit ώ-s des Schaltungszweiges von der Basis des Transistors T4 über die Diode DI1 und die Widerstände R12 und Rf3 nach Masse, da die Diode nichtleitend bleibt während der Kipperiode. Dies wird erreicht durch passende Wahl 'der Widerstandswerte der Widerstände ■R13, R14 und R12. Wenn die Diode D11 während der Kippphase nicht leitend ist, kann sich der Kondensator Co nicht über die Wicklung 2, dan Widerstand RS, die Diode D11 und die Widerstände R12 und R13 entladen, sondern muß sich über die Widerstände R7 und R8, wie oben gezeigt, entladen.

Die Änderungen der Spannung V-_g an defo Kondensatoranschluß mit der Zeit sind in Fig. 2 (a) dargestellt. In diesem Diagramm ist die Kippphase der Schaltung durch die Zeitperiode f- und die j Regenerationsphase als die. Zeitperiode t_o gezeigt. Wie gezeigt S

ψ · ι

hat die Kondensatorspannung V₁₈ einen maximalen negativen Wert-

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V_M (ζ. Br -6VoIt) bei Beginn der Kippjieriode und fällt dann exponentiell gemäß dem bekannten Kondensatorentladungsgesetz' ab. Die Entladung findet über die Widerstände R7 und R8 wie im vorhergehenden beschreiben statt. Wenn der Transistor T4 gesperrt ist, bleibt die Transistorbasisspannung V_b im wesentlichen gleich V₁₀ während dieser Kippphase und folgt im wesentlichen der glei-

chen exponentiellen Änderungskurve, wie für V-_g gezeigt.

Zu gewissen Augenblicken, die die Beendung der t--Periode darstellen,- ist das Abfallen der Xondensatorspannung V-_g soweit fortgeschritten, daß die Transistorbasisspannung V^ im Absolutwert geringer als der Sperrspannungswert des Transistors geirorden ist, wodurch der Transistor leitend wird und die Regenerationsphase des Systems einsetzt. Dies tritt ein, \ienn die Basisspannung V^ (oder die KOndensatorspannung V-_g, die im wesentlichen die gleiche ist) positiver wird, als die Summe der Spannungen V_e + V_be, wobei V_ß die Emittervorspannung darstellt, die durch die Versorgungsspannung V und den Widerstand R15 bestimmt ist,

el

und V_be die Basisemitterspannung ist, als Merkmal des Transistors. Beispielsweise und angenähert dargestellt in dem Diagramm der Fig. 2 (a) kann V_ß etwa -3 Volt und V, etwa 0,4 Volt sein. Die Zeitdauer t^ der Kipperiode kann aus den bekannten Schaltungskonstanten errechnet werden (diese REchnung v,^Tird später ausgeführt) .

Zu dem Augenblick wird der Transistor T4 leitend und ein negativer Impuls von der Versurgungsklemme V_a über den Widerstand R15 und den leitenden Transistor und die Transformatorwicklung 1

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BAD ORIGINAL

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nach Masse übertragen. Die Spannung an dem Kollektoranschluß des Transistors, der sich !fahrend der Kippphase im wesentlichen auf Massepotential befand, fällt stark ab mit einem negativen Abfall Δ v . Der negative Spannungsimpuls Δ V., der so über die Primärwicklung 1 des Transformators erscheint, induziert .einen posi-

tiven Spannungsimpuls Z^₂ ^ⁿ der Sekundärwicklung 2. Der indu— zierte Impuls ist liegen des umgekehrten liicklungssinns positiv, l/enn .n--und n₂ die Zahl der Windungen in den Wicklungen 1 und 2 ist, dann ivird Δ V₂ = -Cn₂Zn/) Δν.. . Die Spannungsimpulee AV₁ und ^V₂ entgegengesetzter Polarität sind durch die senkrechten

führenden Kanten der REchteckwellenformen dargestellt, die j ει weils in vollen und gestrichelten Linien in Fig. 2(b) gezeigt sind. Der Impuls positiver SpannungΔν₂ erscheint an dem Schal·* tungsknoten 19 zwischen dem Widerstand RS und der Sekundärwicklung 2 des Transformators. Dieser Schaltungsknoten 19 wurde auf einem Potential gehalten, das im wesentlichen gleich der Spannung V₁₈ des Kondensators am Anschluß 18 und der Transistorbasisspannung Vr während der Kipperiode war. Hinsichtlich der steilen Obergangsart des Spannungsimpulses Αν? wirken die Kondensatoren C6 und C16 demgegenüber als scheinbare Kurzschlüsse und daher kanr eine geschlossene Schleife von dem Schaltungsknoten 19 über den 'widerstand R5, die Basisemitterverbindung des leitenden Transistors T4, den Kondensator C16 nach Masse und dann von Masse über den Kondensator CG und die Transformaton^icklung 2 zurück zum Schaltungsknoten 19 geführt werden.

Ein mit I_p5 bezeichneter Strom fließt daher durch den Widerstand RS. Die Pbde D11 ist im wesentlichen gleichzeitig mit dem Transistor T4 durch Anlegen einer negativen Spannung von dem

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Kollektoranschluß über den Koppelkondensator Cl7 zu dem Anschlußpunkt 21 leitend gehalten. Daher teilt sich der über den Widerstand R5 erscheinende Strom I_R5 zwischen zwei parallelen Schaltungszweigen auf, von denen der eine über die Basisemitterschicht des Transistors T4 und den Kondensator C16 nach Masse und der andere Über die Diode D11 und die Widerstände R12 und R13 nach Masse geht. Der Strom durch den ersten Transistor-Zweig ist mit I_b bezeichnet und dient dazu, eine zusätzlich positive Verspannung an die Transistorbasis anzulegen, wodurch der Transistor schnell leitend \\rird, so daß er während der Regenerationsphase der Schaltung ein Stadium maximaler konstanter Leitfähigkeit durch einen kumulativen Effekt behält.

Der durch den zweiten parallelen Schaltungszweig (Dioden-Zweig) fließende Strom ist mit Ip bezeichnet. Dieser Strom behält gemäß einem Merkm-al der Erfindung einen annähernd konstanten Wert während der Regenerationsphase (Periode t₉).

Während der Regenerationsperiode t- wird die Spannungsdifferenz an der Wicklung 1 auf dem konstaten Wert bN + durch gleichmäßige Stromversorgung von der Spannungsquelle Va über den Widerstand R1 5 und den leitenden Transistor T4 gehalten. Daher wird die induzierte Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung 2 ebenfalls konstant gehalten auf dem positiven Wert ^V-, wie in Fig. 2(b) gezeigt. Aufgrund dieses beständigen Spannun-gsabfalls Av₂, der den Anschluß 18 auf einer negativeren Spannung als dan Anschluß 19 hält, fließt beständig ein Strom I_R5 von dem Anschluß 18 über die Wicklung 2 und den Widerstand R5, wo-

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durch der Anschluß 18 und daher die obere Seite des Kondensators • C6 auf ein negatives Potential geladen wird. Das Anwachsen der negativen Kondensatorladung während der Regenerationsperiode (Zeit t₂) des Zyklus ist als die umgekehrte Exponentialkurve x/ährend der t^-Periode in Fig. 2 (a) gezeigt. Mit dem Zunehmen der negativen Ladung an dem Kondensatoranschluß 18 nimmt der Ladestrom Ipr ab.

Wenn Ip₅ = I, + Iq und wenn I^ im wesentlichen konstant ist, dann ist es klar, daß das Abnehmen des Ladestroms I_R5 ein entsprechendes Abnehmen des an dfe Basis des Transistors T4 gelegten Stromes I, bewirkt. Das Basispotential fällt daher auf einen Wert ab, der unterhalb der " Leitsclwelle liegt. Wenn dies geschieht, beginnt die Leitfähigkeit des Transistors abzunehmen . und der Transistor wird schnell gesperrt durch einen kumulativen Effekt. Dies ist der Fall, da ein geringer Abfall der Transistorleitfähigkeit unterhalb des konstanten Leitwertes ein entsprechendes Abfallen der Spannungsdifferenz Δν.. und daher ebenso der Spannungsdifferenz Δν₇ bewirkt, die ihrerseits den Strom 1_ΏΚ und daher den an der Transistorbasis liegenden Strom I, begrenzen, wodurch der Anfangseffekt verstärkt wird. Der Transistor ist-nun gesperrt und eiie neue Kipperiode des Arbeitszyklus des Systems setzt ein.

Ein wesentliches Herkaal in dem im vorhergehenden beschriebenen Arbeitsvorgang ist darin zu sehen, daß der hier mit I~ be-' zeichnete Strom, der durc h den Schaltungszweig D11-R12-R13 fließt, einen vorgeschriebenen hohen Wert beim Beginn der Regene-.

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rationsperiode t~ erreichen soll und diesen Viert führend dieser Periode beibehalten soll. Diese Funktion des verbesserten Systems ist folgendermaßen verbessert:

Sobald der Transistor T4 beim Beginn der Regenerationsperiode leitend wird, erscheint ein negativer Spannungsimpuls dv^ am ICollektoranschluß des Transistors (wie im vorhergehenden beschrieben) . Dieser Spannungs impuls- wird über den Lloppclkoiidensator C17 an den Anschluß 21 gelegt und erzeugt den entsprechenden negativen Inp'uls Δν_?1 an diesVn Anschlußpuiikt. Der Anschlußpunkt 21 ist daher auf einem konstanten- negativen Potential während der Pvegeneraticnsperiouc gehalten. Ils fließt daher Strom von der Transistorbasis über die Diode D-11 und den h'iderstand IU2 zu dem Anschlußpunkt 21 , T.'enn sowohl das Easispot.ential des leitenden Transistors und das Potential an dem Anschiußpunkt 21 während dieser Periode l:onstant sind, dann ist dor besagte Strom I₇- eben-

JL-

falls honstant.

Die iJerte der T¹Ji der stände·. P.12, RI3 und PJ 4 sind derart gewählt,daß bei Abwesenheit des negativen Spannungsimpulses ΔV+ an dom Anschlußpunlct 21, d, Ii. i;ährend der Kipperiode des Zyklus das PotentM an den Diodenanschluß 2C stets genügend hoch gegenüber dem Transistorhasispotential V, ist, um das Leiten der Diode D11, wie im vorhergehenden beschrieben, zu vermeiden, während bei Vorliegen dos negativen Impulses Δν. am Anschlußpunkt 21 , d.h. in der Ilegener at ionsper iode, die Potentiale an den Anschlüssen 20 und 21 derart gegenüber dem Transistorbasispotential sind, daß die Diode, wie. in. vorhergehenden beschrieben, leitet und der resultierende konstante Diodenstrom. I_D mehrfach, z. b. 5 oder ß

909838/0612 bad orwinal _ _u _

mal größer als der maximale Transistorbasisstrom L ist, der erforderlich ist, um den Transistor T4 leitend zu halten. Beispielsweise Uerte für die Widerstände und andere Schaltungselemente v/erden später angegeben.

Die Zeitperioden t. und t,, die den Schwingungszyklus charakterisieren, werden im folgenden mathematisch abgeleitet. Es wird gezeigt werden, daß in Übereinstimmung mit einem vorteil-' haften Grundmerkmal der Erfindung diese Perioden im wesentlichen unabhängig von den Merkmalen der Transistoren sind.

Als erstes wird die ICipperiode t- abgeleitet. Wenn man sich auf Fig. 2 und auf die Ausführungen bezüglich dieser Diagramme bezieht, kann die Gleichung der Kondensatorenladündskurve des Kondensators CC während der ICipperiode folgendermaßen geschrieben v/erden:

₁₈ = Y_n exp(- (_R7 + _RS)_C6 J

Der Ausdruck für tj wird erhalten, wenn man zu der Zeitperiode t* den oberen Ausdruck der Schwellenspannung V\ = V + V, für das Leitendsein des Transistors gleichsetzt und den natürlichen Logarithmus dieses Ausdrucks nimmt: ■

- (Ό7 + P O "j Π Γί 1 η ' ^

V_^ve ^vbe'

Die Regenrationsperiode t"₂ wird ähnlich abgeleitet, indem die Gleichung der Ladekurve des Kondensators CG mit dem Ladestrom I₁ , über den Vii der st and RS bestimmt wird: - ' .

909838/06 12 ^mO original.

R5I_R5 =&V₂ exp C

und dann eingesetzt wird, daß am Ende der Regenerationsperiode t₂ der Ladestrom I_R5(min) = I_D. + I_b(min) ist, wobei I_b(min) der SchweUenstrom für das Leiten des Transistors ist (Parameter des verwendetenTRansistors). Wenn man den natürlichen Logarithmus' nimmt, erhält man:

t = R5C6 In γ ⁽²⁾

Z 115 U_D + lJ

In der Gleichung (1) für t. ist ersichtlich, daß, wenn

die Kipperiode- t₁ praktisch unabhängig von den Merkmalen des verwendeten Transistors T4 ist» Weiterhin hängt die Periode t. nicht von den Windungsvahältnissen des Transformat as TR ab.

Aus der Gleichung (2) ist ersichtlich, daß der WErt tebenso von den TransistQreigenschaiten oder den Transfonnatorwicklungsverhältnissen unabhängig ist, wenn gesetzt wird

¹D

Daraus ist ersichtlich, daß, .wenn man über den Ililfszweig., der die Diode Dl1 und die Widerstände R12 und R13 enthält, einen im wesentlichen konstanten Strom während der Regenerationsperiode des Oszillators fließen läßt, der wesentlich höher , etvra 5 oder 6 mal, als der Transistorbasisstrom I. / . > ist, der

909838/0612 ^5ÄD cn^i^AL

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erforderlich ist, um den Transistor T4 leitend sein zu lassen, durch die Erfindung der bedeutende Vorteil herbeigeführt wird, daß die charakteristischen Ausganszeitparameter t- und t₂ der Oszillatorschaltung im wesentlichen von Änderungen der' Transistoreigenschaften unbeeinflußbar sind. Ebenso, wenn diese Zeitperioden unabhängig von den Windungsverhältnissen des Ausgangstransformators sind, kann der zusätzliche Vorteil erhalten werden, daß diese Zeitparameter t- undt₂ von den Ladeänderungen unabhängig sind, vorausgesetzt, daß die Versοrgungsspannung V_Q passend

Cl

eingestellt ist, wie im folgenden gezeigt werden wird.

Fig. 3(a) veranschaulicht Teile der verbesserten Oszillatorschaltung nach Fig. 1, i.^robei die Ausgangsschaltung durch eine äquivalente Schaltung ersetzt ist, die einen Ladewiderstand R22 aufweist, der direkt an der Primärwicklung 1 des Transfiformators liegt. Es ist klar, daß die Beziehung zwischen dem Widerstand R22 und den inFig. 1 gezeigten Lastvdderstand R1O durch folgende Gleichung gegeben ist:

R22 = RI ΟΙ-²·

wobei n. und n- die Anzahl der Windungen in den Transformatorwicklungen 1 und 3 sind.

_o Wenn L die Induktivität der Transformatorv/icklung 1,1, der

oo dadurch fließende Strom und I_D99 der durch den Widerstand R22 fließende Strom ist, dann ist der währned der Regenerationspe-^ ^ riode t₂ durch den Transistor T4 fließende Strom ⁱ _c ^sIl⁺ⁱr22· n> In dieser Gleichung ist der Strom Ir etwa I. = V_/R22, wobei V₀ die ICollektorspannung während der Kipperiode ist.

BAD ORiHiNAL -19-

Der Wert der Kollektorspannung V. kann aus dem Diagramm der Fig. 3(b) abgeleitet werden, worin die Änderungen der Kollektorspannung über den gesamten Schwingungszyklus dargestellt sind. Wenn die schraffierten Bereic-he oberhalb und unterhalb der Null-Achse im wesentlichen gleich sind wie zwischen den Kippperioden t, und den Regenerationsperioden t^ in dein Schwingungs· zyklus, ist es klar, daß

-t₂

ν - ν __
ο " e t₁

daraus folgt:

Damit wird der durch den Transistor T4 fließende durchschnittliche Strom I

c.

Μ/ *2 A T_x) (t_f+t₂ j

ΙΪ2Τ t-

Aus Fig· 3(a) ist ersichtlich, daß der durchschnittliche Strom I~j der über jede der Perioden t^. und t_n konstant ist, der gleiche ist, iac der durch de-n Widerstand R15 während den entsprechenden Perioden fließende, wenn der Bntkoppelkondensatcr C16 diesen Strom von Ilasse isoliert. Daraus fol<Tt offensichtlicl :

^Ve = ^Va - ¹¹

Aus den. Cleicliungon (6) und (7) folgt:

!l - R22.7 V
t₁ ~ R15 \V_o

I 6

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' '■ - 20

BAD

Diese letzte Gleichung zeigt, daß bei einer Änderung in dem äquivalenten LastTtfiderstand R22, wie im Fall einer unterschiedlichen Last, die an den OszLllatorausgang angeschlossen ist; es nur nötig ist, die Versorgungsspannung Va, um das Verhältnis t₉/t.« der Oszillatorausgangsperioden au £ eiaem vorgeschriebe-

Zl *

nen Wert konstant "zu halten, wenn dies igewüns^t ist.

Wie in Fig. 1 gezeigt, kann der Endanschluß der Widerstandskette R.8-R7 an eine Regelspannung Vas gelegt werden, statt an Hasse zu liegen, soweit dies betrachtet wurde. Diese im allgemeinen übliche Anordnung liefert Mittel zur Änderung der Zeitperioden t., und t-;-und'der Ausgangsfrequenz des Oszillators über die Änderung der Ladungs- und Entladungsperioden des Kondensators CG.

In einer vorteilhaften Aus führung sjbrm des erfindungsgemäßen Oszillators ""wird dieser als Schaltstufe in einer Fernsehkippschaltung verwendet (siehe Fig. 4).

In Fig. '\ ist ein Kippgenerator für Horizontalablenkung ^: eines Fernschsystems gezeigt, das einen Kippschwingungsoszillator aufweist, der ähnlich dem in Fig. 1 gezeigten ist, abgesehen davon, daß der in- Fig. 1 nit RC bc^.clmete Widerstand

co hier ersetzt ist durch ein Paar von parallel geschalteten Widero

Jg ständen RH' und RS" . Es ist ein üblicher Wählschalter ST vor-O₀ gesehen zum selektiven; Ein schal ten-; jeden Wido-rstand«sJ 518 ^r und

o-;.^G^M in der ^rJcl^Mun^ ^uisc-licii; deK-iJCiinstolllynren !Widerstand R7 ^; cn

~» und den_; Ha^cl^aaiiiu^sanGcIiljiß d&tG Jznl cuiFi'i't. ^run Wählen zwischen zv.-ci vcrscl.ievlcncn Fernsohzeil^nijpgncsii- -In· dieser Ausführuri 'rsforr _:':-A.t '^.c: "cl.r.ltc-r C? in seiner d cror. 'Teilung uncT -1ar;.it

ORIGINAL - ?Λ

R8¹ eingeschaltet, ist das System für die 019-Zeilennorm verwendbar, während, wenn der Schalter ST in seine untere Stellung geschaltet ist und R8" eingeschaltet ist, das System für die 625-Zeilennorn verwendbar ist, wie im folgenden erklärt werden \tfird. Der Regel- oder Bczugsspannungsansehluß Vas kann über eine Verstärkerstufe mit dem Ausgang eines Phasenvergleichers (nicht gezeigt) verbunden sein, dessen einer Eingang das Kippsignal von dem erfindungsgemäßen Kipposzillator erhält und dessen anderer Ausgang ein Phasenbezugssignal der Standardzcilenfrequenz empfängt.

Hit der Aus gang sv/icklung 3 des ICoppeltransfornators TR ist eine Kippschaltung verbunden, die die mit dem Widerstand Π.1Ο in Fig. 1 schemätLi-sch dargestellte Last ersetzt. Die Kippschaltung besitzt einen Kipptransistor T23, dessen Basis mit einen linde der Tncans-formatorausgangsv^iclclung 3 verbunden ist, deren anderes Ende geerdet ist, und dessen Kollektor nit der Ilorizontalablenkspule 24 des FErnsehsystens verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T23 is't weiterhin mit der Parallelschaltung ein-es Kondensators C25 und einer Diode D26 verbunden, deren ändere Enden zusammen mit dem Emitter des Transistors T23 geerdet sind. Dieses Parallelnetzwerk stellt einen Weg für die Rückgewinnung der in der Ablenkspule 24 während der nicht leitenden Periode des Transistors gespeicherten Energie dar.

Beim Arbeiten dieser Zeilenkippschaltung erzeugt der Oszillatorabschnitt der Schaltung eine bezüglich der Fig. 1 und 2 im vorhergehen-den beschriebene Art von Ausgangssignalen. Die mit t₁

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bezeichnete Kipperiode ist zwischen zwei verschiedenen Werten itfählbar, die von der Stellung des Standardwahlschalters ST abhängen. Das Ausgangssignal des Oszillators ist an die Basis des Kipptransistors T23 gelegt. Dieser ist daher -zwisehen seinem leitenden und gesperrten Zustand inp.ni allgemeinen mit den entsprechenden Zuständen des schaltenden Transistors T4 des Oszillatorabschnitts komplementären Zeitbeziehungen geschaltet. In anderen Worten: Der Kipptransistor T23 ist gespart -während der Regenerationsperiode t₂ und ist leitend während der K^periode t₁ und versorgt die Ablenkspule 24 derart mit Energie, daß der Elektronenstrahl einer Fernsehröhre (nicht dargestellt) horizontal über den Schirm in einem vorgeschriebenen Haß abgelenkt wird.

Es ist von beträcltlicher Bedeutung für die eigene Arbeitsweise der Kippschaltung, daß der ICipptransistor T23 mit einem konstanten Basisstrom während der Leitperiode, d. h. der Periode t-, versorgt wird, wobei keinerlei Änderungen der Dauer dieser Periode berücksichtigt werden. Wenn der verbesserte Kippscliwingungsoszillator nach Fig. 1 als Mittel zum Schalten des Kipptransistors T23 verwendet wird, werden auf unberücksichtigte Fälle, wie z. B. Temperaturverschiebungen, zurückzuführende Änderungen von t₁, wie in vorhergehenden ausgeführt, so klein wie möglich. Dies ist ein bedeutender Vorteil der Kippschaltung nach Fig. Es gibt jedoch noclfzusätzliche Gründe für die Änderung der Zeitperiode t.. Es kann eine überlegte Umschaltung dieser Periode durch Einwirkung auf den Standard\iahlschalter ST, wie im vorhergehenden beschrieben, stattfinden. Normalerweise führt dies zu

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we s entliclien' und unangenehmen Änderungen des Bas is stromes des Transistors T23 während dessen Leitperiode, die den Transistor zerstören oder seine-Funktionssicherheit empfindlich äören können. Diese Schwierigkeit ist in dem System der Fig. 4 in folgender Weise beseitigt. . ■

Durch Analysis kann gezeigt werden, daß, wenn .das WindungsveÄiältnis der Transßrmatorwicklungen 1 und 2, das mit Cn₁Yn₇)^n bezeichnet ist, so gewählt ist, daß die Gleichung :

V t₉
-n-s ^e 2 . . - fQV ■ ■

erfüllt ist, v:obci V, 2% ^c^^c E-Asisenitterspannung des Kipptran-. sistSio-s T23 (ein 'Ierkmal des Transistors) ναχά die anderen Ausdrücke die im-vorhergehenden beschriebenen Bedeutungen haben, dann fet die Ableitung des Basisstromes 1^03 dieses Kipptransistors Mnachtlich der als variabel betrachteten Zeitperiode tgleich Null. Diese Eigenheit ist eine, direkte Folge des bezüglich der Fig:.' 1 im vorhergehenden beschriebenen Merkmals der Erfindung ,...-daß der Emitter des Schalttransistors T4 automatisch auf einem-Vorspaiinpotential V mittels des Widerstandes Rt 5 und des zugehörigen r.atkopplungskondensators C16 von der Versorgungs-^ e. Va gelialten wird. - ■ .

, Es. sei zunächst -angenommen, daß die erfindungsgemäße Kippgenerator-s-cli.altm\fv. ,in. einen. Bereich verschiedener Vertc für t,, von dem ■ X^rt-j ^₁.' zu dem. VIErt ^t₁'V arbeitet.. ^T,','enn in der obigen Gicixhuip, (-DJ: t. durch den arithmetischen. Asudruck 1/2 (t, ^r+t-.. ^rt) ersetzt rird, -ilt die Gleichung 909-838/061?

-"■■ ■ - SAD ORiGiWAL

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Ve ^f'2

^Vbe23 ^t1 ^r1 ^τ2 ^{U J}

T/enn das Tiicklungsverhältnis η = η-/η«, des Koppe ltransfor-mators TR derart gewählt ist, daß die Bedingung (10) erfüllt ist, bleibt so der Basisstrom L₂, des Kipptransistors- T23 praktisch ungeändert für alle V/er te von t- in dem Breich t-' - t- ". Die Kippschaltung arbeitet daher unter optimalen Bedingungen innerhalb dieses Bereiches. Anders dargestellt besitzt die Kurve,,die die Änderungen des Basisstromes Ii,?·? ^a^^s Funktion von t₁ darstellt, eine sehr flache Kuppe oder ist praktisch eine waage? rechte Linie zwischen den Werten t.. = t. ' und t-f t-^JI . Insbesondere, wenn t ' und t-" so gewählt sind, daß sie den gewünschten Ilorizontalkipperioden, die für den 819-Zeilenstandard und den 625-Zeifenstandard vorgeschrieben sind, je\\reils entsprechen (es ist zu bemerken, daß die Strahlrücklaufperiode und daher die erforderliche Regeneratidnsperiode t~ die gleiche für beide Normen ist), wird das Schalten des Standarduahlschalters ST zu einem seiner Stellungen den Kipptransistorbasisstrom Iu₂3 praktisch ungeändert lassen. Der Kipptransistor wird unter Bedingungen optimaler Wirksamkeit und Zuverlässigkeit für beide Hormon arbeiten.

Es ist zu betonen, daß das im vorhergehenden beschriebene Ilerkmal der Erfidnung, die für das Wählen zwischen verschiedenen Fernsehnormen angewendet wurde, darin eine breitere Anwendungsmöglichkeit findet, daß es Änderungen des Basisstromes des ICipp- ~transistors vermeidet, wenn die Oszillatorausgangsmerknde sich ändern', unabhängig von Grund und der genauen Art dieser Änderun ^gen· 909838/0612 ^-

BAD OrÄ

In einer praktischen Ausführungsform der Zeilenkippschaltung nach Fig. 4 haben die Schaltelemente Werte und Eigenschaften, wie sie in der Zeiclinung gezeigt sind. In der oberen Stellung des Schalters ST, in der der 819-Zeilenstandard gewählt ist, ist der Widerstand R8^! = 1500 Ohm eingeshaltet, während in der unteren Schalterstellung zur Wahl des 625-Zeilenstandards der Widerstand R8" =2400 01m eingeschaltet ist. Mit der Gleichung Cl) erhält man diefolgenden Vierte für die ICippueitperioden t₁' und t..", die für die entsprechenden Zeilönstandards gelten, mit dem einstellbaren Widerstand R7 auf sdner Mittelstellung von 500 Ohm: ■ ;

t^\- 37 ps, und t^¹¹ = 52 us.

In beiden Fällenist die Regenerationsperiode t~ nach Gleichung

t₂ = 12 ps.

In der.Ungleichung (3) kann es erreicht werden, daß der linke Teil gleih 3 Volt und der rechte gleich 0,4 Volt ist* so daß die Ungleichung genügend erfüllt ist. In der Ungleichung (4) ist ϊγ. etwa 4,5 mA und I, , . > etwa 0,8 mA, so daft diese Bedingung ebenfalls erfüllt ist.

Gleichung C10) zeigt, daß mit den oben gezeigten WErten (es ist zu bemerken, daß V, ₂, ⁼ V, = 0,4 Volt) das optimale Windungsverhältnis η = n./n^, das nötig ist, um einen konstanten Basisstrom des Transistors T23 für beide wählbare Werte t.' und

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t₁ " der T4-Kipperiode zu sichern (und für Zwischenwerte davon), • etwa 4,8 ist. Ilit verxrendeten ITicklungszahlen von 45, 33 und 9 jev.'eils für die Trans fomatorwicklungen 1, 2 und 3 wird das l'.'iclclungsverhältnis η = 5, das genügend dicht an dem optimalen Wert für praktische Zv/oclce liegt.

Testuntersuchungen haben bestätigt, daß in der resultierenden Schaltung :lie Zeitparaneter t.. und t« und daher" die Zeilenkippcharakteristiken weitestgehend unabhängig von jeglichen Änderungen der Charakteristiken der verendeten Transistoren sind, wie diese durch Fertigungstoleranzen,, Temperatureinflüsse, Alterung oder andere Bedingungen herbeigeführt werden können. Der an der Basis des Kipptransistors während dessen Leitperiode liegende Strom bleibt auf einen im wesentlichen konstanten Viert von - 240 RiA bis 200 τηΛ in beiden Stellungen des STandardwählschalters. Die Schaltung kann ebenso leicht und schnell eingestellt oder wiedereingestellt werden, um die gewünschten T/Erte der Zeitparameter zu ändern oder wiedereinzustelbn, wie z, B. im Fall der Änderung der an die Schaltung angeschlossenen Ausgangslast. Weiterhin sind die durch die verschiedenen Zweige der Schaltung fließenden und die mit 1^, I_R5 und I bezeichneten Ströme einschließenden Ströme genau festgelegt und begrenzt, wie dies durch die Gleichungen gezeigt ist und durch Messung bestätigt wurde.

In der im vorhergehenden beschriebenen beispielsxtfeisen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Kippschwingungsoszillators ist "die Rückkopplungsschleife über den Koppeltransformator vom-Kollektor zur Basis des Transistors gebildet. Selbstverständlich

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können ebenso andere Arten von Rückkopplungen, wie z. b. Kollektor·» Emitterrückkopplung, gebildet werden. Die Erfidnung ist jedoch von besonderem Viert in dem vaanachaulichten Fall der KoI-lektorTBasisrückkopplung (oder für den äquivalenten Fall der Emitter-Basisrückkopplung) aus folgenden Gründen. Diese besondere Rückkopplungsart ist besonders wünschenswert in einem solchem Kippschwingungsoszillator (blocking oscillator), da in wesentlichen geringe Rückkopplung.senergie und ein niedrigerer durchschnittlicher Transistor-Basisstrom benötitgt wird und eine genauere Frequenzregelung ermöglicht ist, als bei anderen Rückkopplungsanordnungen. Gleichzeitig zeigte diese Anordnung bein Arbeiten eine sehr ausgeprägte Abhängigkeit der der Ausgangsfrequenz und der Zeitparaneter des Oszillators von den Verstärkungsmerkmalen (Stromverstärtungsfaktor p) des Transistors und der Last. Aus diesen Gründen haben die Oszillatorausgangszeitfaktoren in einen wesentlichen Grajid von den Ilerkmalen des speziell verwendeten Transistors abgehangen. Es ist bekannt, daß die gegenwärtige Technologie es nicht leicht und zuverlässig ermöglicht, Transistoren herzustellen, die genau bestimmte und gleichmäßige Merkmale besitzen. Weiterhin sind diese Merkmale durch Temcperaturänderungen und Alterung beeinflußbar. Als Ergebnis davon tritt eine wesentlicl-e Streuung oder Unsicherheit in den Ausgangszeitparametern einer üblichen Oszillatorschaltung dieser Art auf. Die Erfindung kann nach einem Gesichtspunkt so gesehen \:erden, daß sie einen Transistor liefert, der tatsächlich frei von Yerstärtungsstreuungen ist, durch das Vorsehen eines Hilfszweiges mit einem derart anjreolrdneten Stromfluß, daß während der Regenerationsperiode t^ und n/-ur wahrend dieser Periode

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ein hoher und konstanter Strom von der Steuerelektrode (gewöhnlich die Basis,wie hier gezeigt) des Transistors abgenommen wird, der mehrfaah (z. B. 5 oder 6mal) größer ist als der Baaisstrom, der erforderlich ist, um den Transistor leitend zu machen. Die resultierende Transistorschaltung k,ann gedacht werden als eine Transistorart, die einen· höheren Basisstrom als ein gewöhnlich verwendeter Transistor benötig: und scheinbar frei von Verstärkungsstreuungen ist. ''

Während der erscheindende Stromverstärkungsfaktor des Transistors dabei etwas reduziert ist, ist dieser Nachteil genügend durch die so erreichte Stabilität der Ausgangsfaktoren der

_t t

Oszillatorschaltung ausgeglichen. Gemeinsam mit diesem bedeutenden Merkmal wird durch die Erfindung ein zusätzliches und ebenfalls bedeutendes Ergebnis der automatischen Vorspannung der dritten Elektrode (hier Emitter) des Transistors übtr «in auto matisches Vorspannetzwerk , das in dieser Ausführungsform den Widerstand R15 und den Kondensator CI6 aufweist, derart erreicht, \ daß die Aüsgangswicklungsfaktoren (n) des Kopplungstransfor? mators mit einem optimalen Wert gewählt werden können, der sichert, daß der Ausgangsstrom, der an die Regelelektrode eines Lasttransistors (T23) gelegt ist, im wesentlichen unibhinfif . von dem Formfaktor der Ostilittorausgangsimpulse ist. Dieses Ergebnis ist von besonderem Wert in Fällen, bei denen dieser Lasttransistor ein "Kipp"-Transittor in einer Ferniehkippschaltung ist.

909838/0612 ...nl

Zusätzlich zu den im vorhergehenden beschriebenen Vorteilen ist festzustellen, daß die in Fig. 4 gezeigte Kippschaltung weitestgehend vereinfacht in Vergleich zu üblichen Kippschaltungen von allgemein ähnlicher Art darin ist, daß die isolierenden und verstärkenden Stufen oder Stufen, die gewöhnlich erforderlich waren, um zwischen die schaltenden Kippschaltungsabschnitte- des Systems und die Ausgangs- oder Lastabschnitte, die den Kipptransistor aufweisen, gesetzt zu werden, hier fortgelassen wurden.

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Claims (1)

1. Dipl.-lng. Dipl. o.e. publ. ^ 5 3_7jD 5 8

   DIETRICH LEWINSKY ^rH Äug

   PATENTANWALT λ _Λ ⁹

   München 21-Gotthardstr. 81 ** ^

   Telefon 56 17 62 4705 - II/Sz

   Compagnie Francaise
   Thomson Houston-IIotchkiss Brandt 173, BId. Ilaussmann, Paris 8e, Frankreich

   Patentansprüche:

   1. Kippschwingungsoszillator,der einen über einen Ladewiderstand an die Regelelektrode, vorzugsweise an die Basis eines Transistors, angeschlossenen Ladekondensator und eine durch eine zwischen der Regelelektrode und der Ausgangselektrode, z. B. Kollektor des Transistors, liegende Transformatorkopplung zur Aufrechterhaltung von Schwingungen versorgten Rückkopplung« schleife aufweist, zwischen einer Kipphase, bei der der Transistor gesperrt ist und der Kondensator sich entlädt, und einei Regenerationsphase, bei der der Transistor leitet und der Kondensator sich auflädt, wechselt und dessen Ausgangssignal mittels einer weiteren Transformatorkopplung von der Ausgangselektrode des Transistors abnehmbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hilfszweig, in dem ein an die Regelefektrode des Transistors angeschlossener Gleichrichter (D11), z. B. Diode, zum Ableiten eines im wesentlichen konstanten und relativ starken Stroms während der Regenerationsphase liegt, und ein einen Anschlußpunkt (2t) des Ililfszweiges nit der Ausgangselektrode des Transistors verbindender Koppelkondensator (Π.7) zur Vorspannung des Gleichrichters (D11) vorgesehen ist. 909 8 3 8/0612

   ■» 2 —

   2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfszweig mit dem Gleichrichter (D11) in SErie geschaltete Widerstände (R12, R13) aufweist und der Kopplungskondensator (C17) zusammen mit einer Vorspannungsquelb (Va, RH) an dem in der Serienschaltung der Widerstände (R12, R13) liegenden Anschlußpunkt C21) liegt.

   3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

   daß die dritte Elektrode, z. B. Emitter, des Transistors (T4) ^ mit der Vcnspannungsquelle (Va, PJ 5) und einem Entkopplungskondensator (C16) verbunden ist.

   4» Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn- xeichnet, daß das an der Ausgangselektrode, ζ. B. Kollktor, des Transistors (T4) beispielsweise mit der zweiten Transformatorkopplung (1, 3) abgenommene Signal an die Steuerelektrode, Ϊ. B. Basis, eines weiteren Transistors (T23) zur Schaltung desselben in den Sperrzustand während der REgenerationsphase und in den leitenden Zustand während der Kipphase gelegt ist. \

   S* Ostlilator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die iwelte Transformatorkopplung (1, 3) ein derartiges V/indungs- Ytrhältnis besitzt, daß der an der Steuerelektrode des zweiten Transistors (T23) fließende Strom annähernd gleich für verschiedene vorgeschriebene Zeitwerte der Phasen des ersten Traniistors (T4) ist.

   SAD C

   §0S838/06t2

   • - 3 -

   6. Oszillator in einer Fernsehkippschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Ausgangselelctrode des zweiten Transistors (T23) ein Ablenkorgan (24) verbunden ist.

   7. Oszillator nach Anspruch 5 und C, dadurch gekennzeichnet, daß eine selektiv sc-.altbare Vorspannschaltung (Vas, ST, RS',R8") an den Ladekondensator (C6) zur Auswahl der vorgeschriebenen Zeitwerte in Übereinstimmung mit verschiedenen Fernsehzeilen·- normen angeschlossen ist.

   6. Oszillator nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Ausgangselelctrode und die dritte Elektrode des zweiten Transistors (T23) die Parallelschaltung einer Diode (D26) und einer Kondensators (C25) geschaltet ist.

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