DE1537058B2 - Sperrschwinger mit einem ueber einen ladewiderstand mit der steuerelektrode eines transistors verbundenen ladekondensator - Google Patents

Description

gen des Sperrschwingers sind in den Unteransprüchen angegeben.

In der Zeichnung ist der Sperrschwinger nach der Erfindung an Hand beispielsweise gewählter Ausführungsformen und erläuternder Diagramme schematisch vereinfacht dargestellt. Es zeigt

F i g. 1 ein erstes Schaltungsbeispiel eines im weiteren als »Kippschwingungsoszillator« bezeichneten Sperrschwingers nach der Erfindung,

F i g. 2a und 2b Diagramme der in der Schaltung nach F i g. 1 auftretenden Signale,

F i g. 3 (a) ein äquivalentes Schaltidiagramm des Ausgangsteils der Oszillatorschaltung nach F i g. 1,

F i g. 3 (b) ein Diagramm, das die Verhältnisse zwischen den Ausgangsspannungen während der entsprechenden Schwingungsperioden darstellt,

Fig.4 eine Fernsehzeilenkippschaltung als Ausführungsform eines Kippschwingungsoszillators nach F i g. 1 — und weitere Merkmale der Erfindung.

Die in F i g. 1 gezeigte Kippschwingungsoszillatorschaltung besitzt einen Transistor TA (hier npn-Transistor) und einen Transformator TR mit drei Wicklungen, dessen Wicklung 1 und 2 dazu dient, eine Rückkopplung vom Kollektor zur Basis des Transistors zu bilden. Eine erste Wicklung 1 des Transformators liegt mit einem Ende an dem Kollektor des Transistors TA und mit ihrem anderen Ende an Erde. Das Ende einer zweiten Wicklung 2 liegt über einen Widerstand R 5 an der Basis des Transistors, während das andere Ende an einem Anschluß eines Ladekondensators C6 liegt, dessen anderer Anschluß geerdet ist. Der gemeinsame Schaltungsknoten 18 der Transformatorwicklung 2 und des Kondensators C6 ist weiterhin über das Paar der in Serie geschalteten Widerstände R 7 und R 8, von denen R 7 einstellbar ist, an einen Schaltarm 9 gelegt, der in einer Stellung geerdet ist und in der anderen Stellung mit einem Anschluß einer Regelspannung Vas verbunden ist. Wie durch Punkte bei dem Transformator 77? gekennzeichnet, sind die Wicklungen 1 und 2 gegensinnig gewickelt. Der Transformator 77? besitzt eine andere Sekundärwicklung 5, die dazu dient, das. Ausgangssignal des Oszillatorsystems abzuleiten, und die mit einem Lastwiderstand R 10 verbunden gezeigt ist.

Nach einem Merkmal der Erfindung ist die Basis des Transistors TA über einen Zweig geerdet, der die Serienschaltung einer Diode DIl und eines Paares von Widerständen R12 und R 13 aufweist. Der Anschlußpunkt 21 der Widerstände R 12 und R 13 ist mit dem Kollektor des Transistors TA über einen Kondensator C17 verbunden.

Eine Versorgungsspannung (in diesem Beispiel negativ) liegt an dem Anschluß Va, der über einen Widerstand R 14 mit dem Anschlußpunkt 21 und über einen Widerstand R 15 it dem Emitter des Transistors TA verbunden ist. Dieser Emitter ist weiterhin über einen Entkoppelkondensator C16 mit Masse verbunden.

Die so beschriebene Oszillatorschaltung ist im allgemeinen üblicher Art, abgesehen von dem Schaltungszweig, der die Basis des Transistors über die Diode D11 und die Serienschaltung der Widerstände R 12 und R13 erdet, abgesehen von dem Zweig, der den Kollektor des Transistors mit dem Anschlußpunkt 21 über den Kondensator C17 verbindet, und abgesehen von dem Schaltungszweig, der den Widerstand R15 und den Kondensator C16 aufweist.
Beim Arbeiten der Schaltung wird angenommen, daß der Schalter 9 in seine untere Stellung geschaltet ist, in der der Schaltarm geerdet ist. Es kann schon gesagt werden, daß, wenn der Schalter 9 in seine obere Stellung geschaltet wird, um so die Steuerspannung Vas über den Schaltarm an den Widerstand R 8 zu legen, das Arbeiten des Systems nicht geändert ist, ausgenommen daß die Zeitparameter des Ausgangssignals geändert sind, wie dies später erscheint.

In den üblichen Kippschwingungsoszillatorsystemen der allgemeinen Art, auf die die Erfindung angwendet wird, schließt der Arbeitszyklus des Systems zwei aufeinanderfolgende Phasen oder Perioden ein: Eine Kippphase, in welcher der Transistor 7*4 gesperrt ist, und einer Regenerationsphase, in welcher der Transistor leitend ist. Während der Regenerationsphase jeden Zyklus wird der Kondensator C6 auf eine vorgeschriebene negative Spannung (Vm) über den Widerstand R 5, wie im folgenden beschrieben werden wird, aufgeladen. Während der folgenden Kipperiode des Zyklus ist dieser Ladungsweg unterbrochen wegen der Sperrung des Transistors TA und der Kondensator C6 entlädt sich über die Widerstände R 7 und R 8 nach Masse. Die allgemeine Art dieses eben beschriebenen Arbeit'sganges findet nicht statt bei Anwesenheit des Schaltungszweiges von der Basis des Transistors TA über die Diode DIl und die Widerstände R 12 und i?13 nach Masse, da die Diode nichtleitend bleibt während der Kipperiode. Dies wird erreicht durch passende Wahl der Widerstandswerte der Widerstände R13, R14 und R 12. Wenn die Diode DIl während der Kippphase nicht •leitend ist, kann sich der Kondensator C6 nicht über die Wicklung 2, den Widerstand R 5, die Diode DIl und die Widerstände R 12 und R 13 entladen, sondern muß sich über die Widerstände R 7 und /?8, wie oben gezeigt, entladen.

Die Änderungen der Spannung Vis an dem Kondensatoranschluß 18 mit der Zeit sind in F i g. 2 (a) dargestellt. In diesem Diagramm ist die Kippphase der Schaltung durch die Zeitperiode ii und die Regenerationsphase als die Zeitperiode h gezeigt Wie gezeigt, hat die Kondensatorspannung VIe einen maximalen negativen Wert Vm (z.B. -6 Volt) bei Beginn der Kipperiode und fällt dann exponentiell gemäß dem bekannten Kondensatorentladungsgesetz ab. Die Entladung findet über die Widerstände R 7 und R 8, wie im vorhergehenden beschrieben, statt. Wenn der Transistor TA gesperrt ist, bleibt die Transistorbasisspannung Vb im wesentlichen gleich Vie während dieser Kippphase und folgt im wesentlichen der gleichen exponentiellen Änderungskurve, wie für Vi₈ gezeigt.

Zu gewissen Augenblicken, die die Beendigung der ir Periode darstellen, ist das Abfallen der Kondensatorspannung Vis so weit fortgeschritten, daß die Transistorbasisspannung Vb im Absolutwert geringer als der Sperrspannungswert des Transistors geworden ist, wodurch der Transistor leitend wird und die Regenerationsphase des Systems einsetzt. Dies tritt ein, wenn die Basisspannung Vb (oder die Kondensatorspannung Vie, die im wesentlichen die gleiche ist) positiver wird, als die Summe der Spannungen V_e-f Vbe, wobei V_e die Emittervorspannung darstellt, die durch die Versorgungsspannung V₂ und den Widerstand R 15 bestimmt ist, und Vbe die Basis-Emitter-Spannung ist, als Merkmal des Transistors. Beispielsweise und angenähert dargestellt in dem Diagramm der F i g. 2 (a) kann V_e etwa —3 Volt und Vbe etwa 0,4 Volt sein. Die Zeitdauer fi der Kipperiode kann aus den bekannten Schaltungskonstanten errechnet werden (diese Rechnung wird später

ausgeführt).

Zu dem Augenblick wird der Transistor TA leitend und ein negativer Impuls von der Versorgungsklemme V₃ über den Widerstand RiS und den leitenden Transistor und die Transformatorwicklung 1 nach Masse übertragen. Die Spannung an dem Kollektoranschluß des Transistors, der sich während der Kippphase im wesentlichen auf Massepotential befand, fällt stark ab mit einem negativen Abfall AV\. Der negative Spannungsimpuls Δ Vi, der so über die Primärwicklung 1 des Transformators erscheint, induziert einen positiven Spannungsimpuls Δ V₂ in der Sekundärwicklung 2. Der induzierte Impuls ist wegen des umgekehrten Wicklungssinns positiv. Wenn ti\ und n₂ die Zahl der Windungen in den Wicklungen 1 und 2 ist, dann wird

Δν₂=-(η₂Ιη\)Δν_χ.

Die Spannungsimpulse Δ V\ und Δ V₂ entgegengesetzter Polarität sind durch die senkrechten führenden Kanten der Rechteckwellenformen dargestellt, die jeweils in vollen und gestrichelten Linien in F i g. 2 (b) gezeigt sind. Der Impuls positiver Spannung Δ Vi erscheint an dem Schaltungsknoten 19 zwischen dem Widerstand R 5 und der Sekundärwicklung 2 des Transformators. Dieser Schaltungsknoten 19 wurde auf einem Potential gehalten, das im wesentlichen gleich der Spannung Vis des Kondensators am Anschluß 18 und der Transistorbasisspannung Vb während der Kipperiode war. Hinsichtlich der steilen Übergangsart des Spannungsimpulses Δν₂ wirken die Kondensatorn C 6 und C16 demgegenüber als scheinbare Kurzschlüsse, und daher kann eine geschlossene Schleife von dem Schaltungsknoten 19 über den Widerstand R 5, die Basisemitterverbindung des leitenden Transistors TA, den Kondensator C16 nach Masse und dann von Masse über den Kondensator C6 und die Transformatorwicklung 2 zurück zum Schaltungsknoten 19 geführt werden.

Ein mit Ir₅ bezeichneter Strom fließt daher durch den Widerstand R5. Die Diode DiI ist im wesentlichen gleichzeitig mit dem Transistor TA durch Anlegen einer negativen Spannung von dem Kollektoranschluß über den Koppelkondensator C17 zu dem Anschlußpunkt 21 leitend gehalten. Daher teilt sich der über den Widerstand R 5 erscheinende Strom Irs zwischen zwei parallelen Schaltungszweigen auf, von denen der eine über die Basisemitterschicht des Transistors TA und den Kondensator C16 nach Masse und der andere über die Diode Pll und die Widerstände J? 12 und Λ13 nach Masse geht. Der Strom durch den ersten Transistor-Zweig ist mit h bezeichnet und dient dazu, eine zusätzlich positive Vorspannung an die Transistorbasis anzulegen, wodurch der Transistor schnell leitend wird, so daß er während der Regenerationsphase der Schaltung ein Stadium maximaler konstanter Leitfähigkeit durch einen kumulativen Effekt behält

Der durch den zweiten parallelen Schaltungszweig (Dioden-Zweig) fließende Strom ist mit Id bezeichnet Dieser Strom behält gemäß einem Merkmal der Erfindung einen annähernd konstanten Wert während der Regenerationsphase (Periode t₂).

Während der Regenerationsperiode t₂ wird die Spannungsdifferenz an der Wicklung 1 auf dem konstanten Wert 4 V\ durch gleichmäßige Stromversorgung von der Spannungsquelle Va über den Widerstand R15 und den leitenden Transistor TA gehalten. Daher wird die induzierte Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung 2 ebenfalls konstant gehalten auf dem positiven Wert Δ V₂, wie in F i g.'2 (b) gezeigt Auf Grund dieses beständigen Spannungsabfalls /4V₂, der den Anschluß 18 auf einer negativeren Spannung als den Anschluß 19 hält, fließt beständig ein Strom Irs von dem Anschluß 18 über die Wicklung 2 und den Widerstand R 5, wodurch der Anschluß 18 und daher die obere Seite des Kondensators C6 auf ein negatives Potential geladen wird. Das Anwachsen der negativen Kondensatorladung während der Regenerationsperiode (Zeit fe) des Zyklus ist als die umgekehrte Exponentialkurve

ίο während der ^-Periode in F i g. 2 (a) gezeigt Mit dem Zunehmen der negativen Ladung an dem Kondensatoranschluß 18 nimmt der Ladestrom Irs ab.

Wenn Irs = h+Id und wenn Id im wesentlichen konstant ist, dann ist es klar, daß das Abnehmen des Ladestroms Irs ein entsprechendes Abnehmen des an die Basis des Transistors TA gelegten Stromes h bewirkt. Das Basispotential fällt daher auf einen Wert ab, der unterhalb der Leitschwelle liegt Wenn dies geschieht, beginnt die Leitfähigkeit des Transistors abzunehmen, und der Transistor wird schnell gesperrt durch einen kumulativen Effekt. Dies ist der Fall, da ein geringer Abfall der Transistorleitfähigkeit unterhalb des konstanten Leitwertes ein entsprechendes Abfallen der Spannungsdifferenz zlVi und daher ebenso der Span- ( nungsdifferenz Δ V₂ bewirkt, die ihrerseits den Strom Irs und daher den an der Transistorbasis liegenden Strom h begrenzen, wodurch der Anfangseffekt verstärkt wird. Der Transistor ist nun gesperrt, und eine neue Kipperiode des Arbeitszyklus des Systems setzt ein.

Ein wesentliches Merkmal in dem im vorhergehenden beschriebenen Arbeitsvorgang ist darin zu sehen, daß .der hier mit Id bezeichnete Strom, der durch den Schaltungszweig Dii-Ri2-RiZ fließt einen vorgeschriebenen hohen Wert beim Beginn der Regerierationsperiode t₂ erreichen soll und diesen Wert während dieser Periode beibehalten soll. Diese Funktion des verbesserten Systems ist folgendermaßen verbessert:

Sobald der Transistor TA beim Beginn der Regenerationsperiode leitend wird, erscheint ein negativer Spannungsimpuls Δ Vi am Kollektoranschluß des Transistors (wie im vorhergehenden beschrieben). Dieser Spannungsimpuls wird über den Koppelkondensator C17 an den Anschluß 21 gelegt und erzeugt den entsprechenden negativen Impuls Δν₂\ an diesem Anschlußpunkt. Der Anschlußpunkt 21 ist daher auf ( einem konstanten negativen Potential während der Regenerationsperiode gehalten. Es fließt daher Strom von der Transistorbasis über die Diode £>11 und den Widerstand Ri2 zu dem Anschlußpunkt 21. Wenn sowohl das Basispotential des leitenden Transistors und das Potential an dem Anschlußpunkt 21 während dieser Periode konstant sind, dann ist der besagte Strom I_D ■ ebenfalls konstant

Die Werte der Widerstände Ä12, J? 13 und i? 14 sind derart gewählt, daß bei Abwesenheit des negativen Spannungsimpulses Δ Vi an dem Anschlußpunkt 21, d. h. während der Kipperiode des Zyklus das Potential an dem Diodenanschluß 20 stets genügend hoch gegenüber dem Transistorbasispotential Vb ist, um das Leiten der Diode D11, wie im vorhergehenden beschrieben, zu vermeiden,, während bei Vorliegen des negativen Impulses ΔVi am Anschlußpunkt 21, d.h. in der Regenerationsperiode, die Potentiale an den Anschlüssen 20 und 21 derart gegenüber dem Transistorbasispo-

⁶S tential sind, daß die Diode, wie im vorhergehenden beschrieben, leitet und der resultierende konstante Diodenstrom Id mehrfach, z. B. 5- oder 6mal größer als der maximale Transistorbasisstrom h ist, der erforder-

Hch ist, um den Transistor TA leitend zu halten. Beispielsweise Werte für die Widerstände und andere Schaltungselemente werden später angegeben.

Die Zeitperioden t\ und h, die den Schwingungszyklus charakterisieren, werden im folgenden mathematisch abgeleitet. Es wird gezeigt werden, daß in Übereinstimmung mit einem vorteilhaften Grundmerkmal der Erfindung diese Perioden im wesentlichen unabhängig von den Merkmalen der Transistoren sind.

Als erstes wird die Kipperiode t\ abgeleitet. Wenn man sich auf F i g. 2 und auf die Ausführungen bezüglich dieser Diagramme bezieht, kann die Gleichung der Kondensatorenladungskurve des Kondensators C 6 während der Kipperiode folgendermaßen geschrieben werden:

= V_M exp ( -

(Rl + RS) C 6

■)·

_h = (R7 + RS) C6 In

(1)

Die Regenerationsperiode h wird ähnlich abgeleitet, indem die Gleichung der Ladekurve des Kondensators C6 mit dem Ladestrom Irs über den Widerstand R 5 bestimmt wird:

R5I_R5 = AV₂ exp

und dann eingesetzt wird, daß am Ende der Regenerationsperiode £2 der Ladestrom

•fe(min) =

mm)

ist, wobei Ib(m\n) der Schwellenstrom für das Leiten des Transistors ist (Parameter des verwendeten Transistors). Wenn man den natürlichen Logarithmus nimmt, erhält man:

£₂ = R5C6 In

(2)

bei

(3)

Id > I,

b(min) ■

(4)

ι ο

15

Der Ausdruck für £1 wird erhalten, wenn man zu der Zeitperiode £1 den oberen Ausdruck der Schwellenspannung Vb=V_e+ Vbe für das Leitendsein des Transistors gleichsetzt und den natürlichen Logarithmus dieses Ausdrucks nimmt:

In der Gleichung (1) für J₁ ist ersichtlich, daß, wenn

die Kipperiode £1 praktisch unabhängig von den Merkmalen des verwendeten Transistors TA ist Weiterhin hängt die Periode £1 nicht von den Windungsverhältnissen des Transformators 77? ab.

Aus der Gleichung (2) ist ersichtlich, daß der Wert t₂ ebenso von den Transistoreigenschaften oder den Transformatorwicklungsverhältnissen unabhängig ist, wenn gesetzt wird

Daraus ist ersichtlich, daß, wenn man über den Hilfszweig, der die Diode DIl und die Widerstände R12 und R13 enthält, einen im wesentlichen konstanten Strom während der Regenerationsperiode des Oszillators fließen läßt, der wesentlich höher, etwa 5- oder

6mal, als der Transistorbasisstrom Ib(mm) ist, der erforderlich ist, um den Transistor TA leitend sein zu lassen, durch die Erfindung der bedeutende Vorteil herbeigeführt wird, daß die charakteristischen Ausgangszeitparameter £1 und £2 der Oszillatorschaltung im wesentlichen von Änderungen der Transistoreigenschaften unbeeinflußbar sind. Ebenso, wenn diese Zeitperioden unabhängig von den Windungsverhältnissen des Ausgangstransformators sind, kann der zusätzliche Vorteil erhalten werden, daß diese Zeitparameter £1 und £2 von den Ladeänderungen unabhängig sind, vorausgesetzt, daß die Versorgungsspannung V₃ passend eingestellt ist, wie im folgenden gezeigt werden wird.

Fig.3(a) veranschaulicht Teile der verbesserten Oszillatorschaltung nach Fig. 1, wobei die Ausgangsschaltung durch eine äquivalente Schaltung ersetzt ist die einen Ladewiderstand R 22 aufweist, der direkt an der Primärwicklung 1 des Transformators liegt Es ist klar, daß die Beziehung zwischen dem Widerstand R 22 und dem in F i g. 1 gezeigten Lastwiderstand R10 durch folgende Gleichung gegeben ist:

R22 = RIO f—V

wobei fli und /23 die Anzahl der Windungen in den Transformatorwicklungen 1 und 3 sind.
Wenn L die Induktivität der Transformatorwicklung 1, Il der dadurch fließende Strom und Ικη. der durch den Widerstand i?22 fließende Strom ist dann ist der " während der Regenerationsperiode £2 durch den Transistor TA fließende Strom /_c=/z.+/ä22· In dieser Gleichung ist der Strom Il etwa Il= VoIR22, wobei V₀ die Kollektorspannung während der Kipperiode ist.

Der Wert der Kollektorspannung Vo kann aus dem Diagramm der F i g. 3 (b) abgeleitet werden, worin die Änderungen der Kollektorspannung über den gesamten Schwingungszyklus dargestellt sind. Wenn die schraffierten Bereiche oberhalb und unterhalb der Null-Achse im wesentlichen gleich sind wie zwischen den Kipperioden £1 und den Regenerationsperioden £2 in dem Schwingungszyklusj ist es klar, daß

45 V₀ = V_e

daraus folgt:

^Ic R22 V ⁺ _tl J'

Damit wird der durch Transistor 74 fließende durchschnittliche Strom I_c :

τ- ^v

R22

R22

Aus F i g. 3 (a) ist ersichtlich, daß der durchschnittliche Strom Ic, der über jede der Perioden fi und £₂ konstant ist, der gleiche ist, wie der durch den Widerstand R15 während den entsprechenden Perioden fließende, wenn der Entkoppelkondensator C16 diesen Strom von Masse isoliert Daraus folgt offensichtlich:

= V_a - R\5 l_c

(7) 609 531/154

Aus den Gleichungen (6) und (7) folgt:

R22 / V„ , \. (8)

£15

Diese letzte Gleichung zeigt, daß bei einer Änderung in dem äquivalenten Lastwiderstand R 22, wie im Fall einer unterschiedlichen Last, die an den Oszillatorausgang angeschlossen ist, es nur nötig ist, die Versorgungsspannung Va, um das Verhältnis t2/t\ der Oszillatorausgangsperioden auf einem vorgeschriebenen Wert konstant zu halten, wenn dies gewünscht ist.

Wie in F i g. 1 gezeigt, kann der Endanschluß der Widerstandskette RS-R7 an eine Regelspannung Vas gelegt werden, statt an Masse zu liegen, soweit dies betrachtet wurde. Diese im allgemeinen übliche Anordnung liefert Mittel zur Änderung der Zeitperioden ii und h und der Ausgangsfrequenz des Oszillators über die Änderung der Ladungs- und Entladungsperioden des Kondensators C 6,

In einer vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Oszillators wird dieser als Schaltstufe in einer Fernsehkippschaltung verwendet (siehe F i g. 4).

In F i g. 4 ist ein Kippgenerator für Horizontalablenkung eines Fernsehsystems gezeigt, das einen Kippschwingungsoszillator aufweist, der ähnlich dem in F i g. 1 gezeigten ist, abgesehen davon, daß der in F i g. 1 mit RS bezeichnete Widerstand hier ersetzt ist durch ein Paar von parallelgeschalteten Widerständen RS' und RS". Es ist ein üblicher Wahlschalter ST vorgesehen zum selektiven Einschalten jeden Widerstandes RS' und RS" in der Schaltung zwischen dem einstellbaren Widerstand R 7 und dem Regelspannungsanschluß Vas und damit zum Wählen zwischen zwei verschiedenen Fernsehzeilennormen. In dieser Ausführungsform, mit dem Schalter 57" in seiner oberen Stellung und damit R S' eingeschaltet, ist das System für die 819-Zeilennorm verwendbar, während, wenn der Schalter ST in seine untere Stellung geschaltet ist und RS" eingeschaltet ist, das System für die 625-Zeilennorm verwendbar ist, wie im folgenden erklärt werden wird. Der Regel- oder Bezugsspannungsanschluß Vas kann über eine Verstärkerstufe mit dem Ausgang eines Phasenvergleichers (nicht gezeigt) verbunden sein, dessen einer Eingang das Kippsignal von dem erfindungsgemäßen Kipposzillator erhält und dessen anderer Ausgang ein Phasenbezugssignal der Standardzeilenfrequenz empfängt.

Mit der Ausgangswicklung 3 des Koppeltransformators TR ist eine Kippschaltung verbunden, die die mit dem Widerstand R 10 in F i g. 1 schematisch dargestellte Last ersetzt. Die Kippschaltung besitzt einen Kipptransistor Γ23, dessen Basis mit einem Ende der Transformatorausgangswicklung 3 verbunden ist, deren anderes Ende geerdet ist, und dessen Kollektor mit der Horizontalablenkspule 24 des Fernsehsystems verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T23 ist weiterhin mit der Parallelschaltung eines Kondensators C25 und einer Diode D 26 verbunden, deren andere Enden zusammen mit dem Emitter des Transistors Γ23 geerdet sind. Dieses Parallelnetzwerk stellt einen Weg für die Rückgewinnung der in der Ablenkspule 24 während der nicht leitenden Periode des Transistors gespeicherten Energie dar.

Beim Arbeiten dieser Zeilenkippschaltung erzeugt der Oszillatorabschnitt der Schaltung eine bezüglich der F i g. 1 und 2 im vorhergehenden beschriebene Art von Ausgangssignalen. Die mit t\ bezeichnete Kipperiode ist zwischen zwei verschiedenen Werten wählbar, die von der Stellung des Standardwahlschalters ST abhängen. Das Ausgangssignal des Oszillators ist an die Basis des Kipptransistors T23 gelegt. Dieser ist daher zwischen seinem leitenden und gesperrten Zustand in im allgemeinen mit den entsprechenden Zuständen des schaltenden Transistors Γ4 des Oszillatorabschnitts komplementären Zeitbeziehungen geschaltet. In anderen Worten: Der Kipptransistor Γ23 ist gesperrt während der Regenerationsperiode i2 und ist leitend während der Kipperiode fi und versorgt die Ablenkspule 24 derart mit Energie, daß der Elektronenstrahl einer Fernsehröhre (nicht dargestellt) horizontal über den Schirm in einem vorgeschriebenen Maß abgelenkt wird.

Es ist von beträchtlicher Bedeutung für die eigene Arbeitsweise der Kippschaltung, daß der Kipptransistor Γ23 mit einem konstanten Basisstrom während der Leitperiode, d. h. der Periode ti, versorgt wird, wobei keinerlei Änderungen der Dauer dieser Periode berücksichtigt werden. Wenn der verbesserte Kippschwingungsoszillator nach F i g. 1 als Mittel zum Schalten des Kipptransistors Γ23 verwendet wird, werden auf unberücksichtigte Fälle, wie z. B. Tempera- ,-? turverschiebungen, zurückzuführende Änderungen von *■ ti, wie im vorhergehenden ausgeführt, so klein wie möglich. Dies ist ein bedeutender Vorteil der Kippschaltung nach Fig.4. Es gibt jedoch noch zusätzliche Gründe für die Änderung der Zeitperiode ti. Es kann eine überlegte Umschaltung dieser Periode durch Einwirkung auf den Standardwahlschalter ST, wie im vorhergehenden beschrieben, stattfinden. Normalerweise führt dies zu wesentlichen und unangenehmen Änderungen des Basisstromes des Transistors Γ23 während dessen Leitperiode, die den Transistor zerstören oder seine Funktionssicherheit empfindlich stören können. Diese Schwierigkeit ist in dem System der F i g. 4 in folgender Weise beseitigt.

Durch Analyse kann gezeigt werden, daß, wenn das Windungsverhältnis der Transformatorwicklungen 1 und 2, das mit (ni/ni)=n bezeichnet ist, so gewählt ist, daß die Gleichung:

η =

*be23

2 t, + r.

(9)

45. erfüllt ist, wobei Vbe23 die Basisemitterspannung des Kipptransistors T23 (ein Merkmal des Transistors) und die anderen Ausdrücke die im vorhergehenden beschriebenen Bedeutungen haben, dann ist die Ableitung des Basisstromes /«3 dieses Kipptransistors hinsichtlich der als variabel betrachteten Zeitperiode ti gleich Null. Diese Eigenheit ist eine direkte Folge des bezüglich der F i g. 1 imvorhergehenden beschriebenen Merkmals der Erfindung, daß der Emitter des Schalttransistors TA automatisch auf einem Vorspannpotential V_e mittels des Widerstandes R 15 und des zugehörigen Entkopplungskondensators C16 von der Versorgungsspannungsklemme V₃ gehalten wird.

Es sei zunächst angenommen, daß die erfindungsgemäße Kippgeneratorschaltung in einem Bereich verschiedener Werte für ti, von dem Wert ti' zu dem Wert ti", arbeitet. Wenn in der obigen Gleichung (9) ti durch den arithmetischen Ausdruck 1/2 (ti'+ ti") ersetzt wird, gilt die Gleichung:

η =

' 6e23

(10)

Wenn das Wicklungsverhältnis n=nilnz des Koppeltransformators TR derart gewählt ist, daß die

Bedingung (10) erfüllt ist, bleibt so der Basisstrom hiz des Kipptransistors Γ23 praktisch ungeändert für alle Werte von fi in dem Bereich t\ —1\". Die Kippschaltung arbeitet daher unter optimalen Bedingungen innerhalb dieses Bereiches. Anders dargestellt besitzt die Kurve, die die Änderungen des Basisstromes hn als Funktion von fi darstellt, eine sehr flache Kuppe oder ist praktisch eine waagerechte Linie zwischen den Werten ti —ti' und fi = ti". Insbesonders, wenn ti' und U" so gewählt sind, daß sie den gewünschten Horizontalkipperioden, die für den 819-Zeilenstandard und den 625-Zeilenstandard vorgeschrieben sind, jeweils entsprechen (es ist zu bemerken, daß die Strahlrücklaufperiode und daher die erforderliche Regenerationsperiode f₂ die gleiche für beide Normen ist), wird das Schalten des Standardwahlschalters STzu einem seiner Stellungen den Kipptransistorbasisstrom hn praktisch ungeändert lassen. Der Kipptransistor wird unter Bedingungen optimaler Wirksamkeit und Zuverlässigkeit für beide Normen arbeiten.

Es ist zu betonen, daß das im vorhergehenden beschriebene Merkmal der Erfindung, die für das Wählen zwischen verschiedenen Fernsehnormen angwendet wurde, darin eine breitere Anwenungsmöglichkeit findet, daß es Änderungen des Basisstromes des Kipptransistors vermeidet, wenn die Oszillatorausgangsmerkmale sich ändern, unabhängig vom Grund und der genauen Art dieser Änderungen.

In einer praktischen Ausführungsform der Zeilenkippschaltung nach Fig.4 haben die Schaltelemente Werte und Eigenschaften, wie sie in der Zeichnung gezeigt sind. In der oberen Stellung des Schalters ST, in der der 819-Zeilenstandard gewählt ist, ist der Widerstand R 8' = 1500 Ohm eingeschaltet, während in der unteren Schalterstellung zur Wahl des 625-Zeilenstandards der Widerstand R 8" = 2400 Ohm eingeschaltet ist. Mit der Gleichung (1) erhält man die folgenden Werte für die Kippzeitperioden t\ und ti", die für die entsprechenden Zeilenstandards gelten, mit dem einstellbaren Widerstand R 7 auf seiner Mittelstellung von 500 Ohm:

ίι' = 37μ5 und ίι" = 52μ5.

In beiden Fällen ist die Regenerationsperiode i₂ nach Gleichung (2):

In der Ungleichung (3) kann es erreicht werden, daß der linke Teil gleich 3 Volt und der rechte gleich 0,4 Volt ist, so daß die Ungleichung genügend erfüllt ist In der Ungleichung (4) ist Id etwa 4,5 mA und Inmm) etwa 0,8 mA, so daß diese Bedingung ebenfalls erfüllt ist

Gleichung (10) zeigt, daß mit den oben gezeigten Werten (es ist zu bemerken, daß Vi_e23= Vö_e=0,4 Volt) das optimale Windungsverhältnis n=ni/n₃, das nötig ist, um einen konstanten Basisstrom des Transistors T23 für beide wählbare Werte it' und ti" der T4-Kipperiode zu sichern (und für Zwischenwerte davon), etwa 4,8 ist Mit verwendeten Wicklungszahlen von 45, 33 und 9 jeweils für die Transformatorwicklungen 1,2 und 3 wird das Wicklungsverhältnis n=5, das genügend dicht an dem optimalen Wert für praktische Zwecke liegt.

Testuntersuchungen haben bestätigt, daß in der resultierenden Schaltung die Zeitparamter f_t und t₂ und daher die Zeilenkippcharakteristiken weitestgehend unabhängig von jeglichen Änderungen der Charakteristiken der verwendeten Transistoren sind, wie diese durch Fertigungstoleranzen, Temperatureinflüsse, Alterung oder andere Bedingungen herbeigeführt werden können. Der an der Basis des Kipptransistors während dessen Leitperiode liegende Strom bleibt auf einem im wesentlichen konstanten Wert von 240 mA bis 200 mA in beiden Stellungen des Standardwählschalters. Die Schaltung kann ebenso leicht und schnell eingestellt oder wiedereingestellt werden, um die gewünschten Werte der Zeitparameter zu ändern oder wiedereinzu-

ib stellen, wie z. B. im Fall der Änderung der an die Schaltung angeschlossenen Ausgangslast. Weiterhin sind die durch die verschiedenen Zweige der Schaltung fließenden und die mit Id, Irs und I_c bezeichneten Ströme einschließenden Ströme genau festgelegt und begrenzt, wie dies durch die Gleichungen gezeigt ist und durch Messung bestätigt wurde.

In der im vorhergehenden beschriebenen beispielsweisen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Kippschwingungsoszillators ist die Rückkopplungsschleife über den Koppeltransformator vom Kollektor zur Basis des Transistors gebildet. Selbstverständlich können ebenso andere Arten von Rückkopplungen, wie z. B. Kollektor-Emitterrückkopplung, gebildet werden. Die Erfindung ist jedoch von besonderem Wert in dem veranschaulichten Fall der Kollektor-Basisrückkopplung (oder für den äquivalenten Fall der Emitter-Basisrückkopplung) aus folgenden Gründen. Diese besondere Rückkopplungsart ist besonders wünschenswert in einem solchen Kippschwingungsoszillator (blocking oscillator), da im wesentlichen geringe Rückkopplungsenergie und ein niedrigerer durchschnittlicher Transistor-Basis-Strom benötigt wird und eine genauere Frequenzregelung ermöglicht ist, als bei anderen Rückkopplungsanordnungen. Gleichzeitig zeigte diese Anordnung beim Arbeiten eine sehr ausgeprägte Abhängigkeit der der Ausgangsfrequenz und der Zeitparamter des Oszillators von den Verstärkungsmerkmalen (Stromverstärkungsfaktor ß) des Transistors und der Last Aus diesen Gründen haben die Oszillatorausgangszeitfaktoren in einem wesentlichen Grad von den Merkmalen des speziell verwendeten Transistors abgehangen. Es ist bekannt, daß die gegenwärtige Technologie es nicht leicht und zuverlässig ermöglicht, Transistoren herzustellen, die genau bestimmte und· gleichmäßige Merkmale besitzen. Weiterhin sind diese Merkmale durch Temperaturänderungen und Alterung beeinflußbar. Als Ergebnis davon tritt eine wesentliche Streuung oder Unsicherheit in den Ausgangszeitparamtern einer üblichen Oszillatorschaltung dieser Art auf. Die Erfindung kann nach einem Gesichtspunkt so gesehen werden, daß sie einen Transistor liefert, der tatsächlich frei von Verstärkungsstreuungen ist, durch das Vorsehen eines Hilfszweiges mit einem derart angeordneten Stromfluß, daß während der Regenerationsperiode i₂ und nur während dieser Periode ein hoher und konstanter Strom von der Steuerelektrode (gewöhnlich die Basis, wie hier gezeigt) des Transistors abgenommen wird, der mehrfach (z. B. 5- oder 6mal) größer ist als der Basisstrom, der erforderlich ist um den Transistor leitend zu machen. Die resultierende Transistorschaltung kann gedacht werden als eine Transistorart, die einen höheren Basisstrom als ein gewöhnlich verwendeter Transistor benötigt und scheinbar frei von Verstärkungsstreuungen ist

Während der erscheinende Stromverstärkungsfaktor des Transistors dabei etwas reduziert ist, ist dieser Nachteil genügend durch die so erreichte Stabilität der

Ausgangsfaktoren der Oszillatorschaltung ausgeglichen. Gemeinsam mit diesem bedeutenden Merkmal wird durch die Erfindung ein zusätzliches und ebenfalls bedeutehdes Ergebnis der automatischen Vorspannung der dritten Elektrode (hier Emitter) des Transistors über ein automatisches Vorspannetzwerk, das in dieser Ausführungsform den Widerstand R15 und den Kondensator C16 aufweist, derart erreicht, daß die Ausgangswicklungsfaktoren (a) des Kopplungstransformators mit einem optimalen Wert gewählt werden können, der sichert, daß der Ausgangsstrom, der an die Regelelektrode eines Lasttransistors (T23) gelegt ist, im wesentlichen unabhängig von dem Formfaktor der Oszillatorausgangsimpulse ist Dieses Ergebnis ist von

besonderem Wert in Fällen, bei denen dieser Lasttransistor ein »Kipp«-Transistor in einer Fernsehkippschaltung ist.

Zusätzlich zu den im vorhergehenden beschriebenen Vorteilen ist festzustellen, daß die in Fig.4 gezeigte Kippschaltung weitestgehend vereinfacht im Vergleich zu üblichen Kippschaltungen von allgemein ähnlicher Art darin ist, daß die isolierenden und verstärkenden Stufen oder Stufen, die gewöhnlich erforderlich waren, um zwischen die schaltenden Kippschaltungsabschnitte des Systems und die Ausgangs- oder Lastabschnitte, die den Kipptransistor aufweisen, gesetzt zu werden, hier fortgelassen wurden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Sperrschwinger mit einem über einen Ladewiderstand mit der Steuerelektrode, vorzugsweise der Basis, eines Transistors verbundenen Ladekondensator, der sich bei gesperrtem Transistor entlädt und sich bei leitendem Transistor auflädt, einer transformatorischen Rückkopplung von der Ausgangselektrode, beispielsweise dem Kollektor, des Transistors auf dessen Steuerelektrode, einem einen Gleichrichter, beispielsweise eine Diode, enthaltenden, mit der Steuerelektrode verbundenen Hilfszweig zur Ableitung eines etwa konstanten und relativ hohen Stromes bei leitendem Transistor und einem beispielsweise transformatorischen Abgriff des Ausgangssignals von der Ausgangselektrode des Transistors, dadurch gekennzeichnet, daß ein Punkt (21) des Hilfszweiges über einen Koppelkondensator (C17) zur Vorspannung des Gleichrichters (DW) bei leitendem Transistor (TA) mit dessen Ausgangselektrode verbunden ist.

2. Sperrschwinger nach Anspruch 1, wobei im Hilfszweig in Serie mit dem Gleichrichter Widerstände liegen, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppelkondensator (C 17) an dem in der Serienschaltung der Widerstände (R 12, Rt3) liegenden Verbindungspunkt (21) zusammen mit einer Vorspannungsquelle (Va, R14) liegt.

3. Sperrschwinger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsquelle (Va, R 15) mit der dritten Elektrode, z. B. dem Emitter, des Transistors (TA) und einem Entkopplungskondensator (C 16) verbunden ist.

4. Sperrschwinger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das an der Ausgangselektrode, z. B. der Kollektor, des Transistors (TA) beispielsweise transformatisch (1, 3) abgenommene Signal an der Steuerelektrode z. B. der Basis, eines weiteren Transistors (723) zur Schaltung desselben in den Sperrzustand während der Regenerationsphase und in den leitenden Zustand während der Kippphase anliegt.

5. Sperrschwinger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß für den transformatorischen Abgriff ein Transformator (1, 3) mit einem derartigen Windungszahlverhältnis vorgesehen ist, daß der an der Steuerelektrode des zweiten Transistors (T23) fließende Strom für verschiedene vorgeschriebene Zeitwerte der Phasen des ersten Transistors (TA) annähernd gleich groß bleibt.

6. Sperrschwinger nach Anspruch 4 oder 5 für eine Fernsehkippschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Anfangselektrode des zweiten Transistors (T23) ein Ablenkorgan (24) verbunden ist.

7. Sperrschwinger nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ladekondensator (C6) eine selektiv schaltbare Vorspannschaltung (Vas, ST, R 8', R 8") zur Auswahl der vorgeschriebenen Zeitwerte entsprechend verschiedenen Fernsehzeilennormen angeschlossen ist.

8. Sperrschwinger nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Ausgangselektrode und der dritten Elektrode des zweiten Transistors (T23) eine Parallelschaltung aus einer Diode (D 26) und einem Kondensator (C25) liegt.

Die Erfindung betrifft einen Sperrschwinger mit einem über einen Ladewiderstand mit der Steuerelektrode, vorzugsweise der Basis, eines Transistors verbundenen Ladekondensator, der sich bei gesperrtem Transistor entlädt und sich bei leitendem Transistor auflädt, einer transformatorischen Rückkopplung von der Ausgangselektrode, beispielsweise dem Kollektor, des Transistors auf dessen Steuerelektrode, einem einen Gleichrichter, beispielsweise eine Diode, enthaltenden,

ίο mit der Steuerelektrode verbundenen Hilfszweig zur Ableitung eines etwa konstanten und relativ hohen Stromes bei leitendem Transistor und einen beispielsweise transformatorischen Abgriff des Ausgangssignals von der Ausgangselektrode des Transistors.

Ein derartiger Sperrschwinger wird mit dem deutschen Patent 12 49 915 vorgeschlagen. Er dient vorzugsweise als Steuergenerator für die Vertikalablenkschaltung von Fernsehgeräten.
Vergleichbare Sperrschwinger sind auch aus der deutschen Auslegeschrift 1158 556 sowie aus der deutschen Patentschrift 9 64 878 bekannt. Bei ihnen ist jedoch mangels entsprechender schaltungstechnischer Maßnahmen die Erzielung eines von Periode zu Periode gleichbleibenden Tastverhältnisses nicht möglich, was andererseits eine ganz wesentliche Forderung ist, um zu einem zeitlich genau festliegenden Verlauf des Ausgangssignals entsprechend beispielsweise der jeweiligen Fernsehzeilennorm, zu kommen. Das Tastverhältnis der bekannten Schaltungen hängt nämlich vom Verstärkungsfaktor des verwendeten Transistors ab, der seinerseits bekanntlich u. a. arbeitspunkt- und temperaturabhängig ist. Außerdem ist der zeitliche Verlauf des Ausgangssignals auch noch von der Transformatorinduktivität abhängig, die ihrerseits mit der Ausgangslastimpedanz veränderlich ist.

Von diesen Nachteilen ist zwar der Sperrschwinger nach dem eingangs genannten, älteren Vorschlag weitgehend frei. Ihm haftet jedoch ebenfalls noch der Mangel an, von Laständerungen in seiner Arbeitsweise beeinflußt zu werden, so daß beispielsweise eine Verwendung als Fernseh-Horizontalablenkgenerator nur in Verbindung mit einer Trennstufe und einem Leistungsverstärker möglich ist. Bekanntlich benötigt nämlich die Horizontalablenkung für die Bildröhren von / Fernsehempfängern eine beträchtliche Leistung, die erheblich über derjenigen liegt, die für die Vertikalablenkung erforderlich ist und die Horizontalablenkspulen weisen demzufolge temperaturabhängige Widerstand-• sänderungen auf.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Sperrschwinger der einleitend angegebenen Gattung zu schaffen, der eine sehr stabile, von Laständerungen unabhängige Sperrschwingung erzeugt, so daß er unmittelbar als Leistungsoszillator verwendbar ist.

Diese Aufgab e ist erfindungsgemäß durch Ausbildung des Sperrschwingers mit dem im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Hierdurch wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß der zeitliche Verlauf des Ausgangssignals stabil, weitgehend unabhängig von den Parametern der jeweils verwendeten Transistoren und leicht regelbar ist und daß eine beträchtliche Leistung rückwirkungsfrei entnommen werden kann, so daß besondere Trennstufen überflüssig sind. Erreicht wird dieses Verhalten durch stabile, genau definierte Ströme in allen Schaltungszweigen, insbesondere auch der Rückkopplungsschleife.
Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterbildun-