DE3119162A1

DE3119162A1 - Auswerteschaltung fuer veraenderbare indiktivitaeten

Info

Publication number: DE3119162A1
Application number: DE19813119162
Authority: DE
Inventors: Werner 7257 Ditzingen Fischer; Ulrich 7145 Markgröningen Flaig; Gerhard 7300 Esslingen Hettich; Johannes 7000 Stuttgart Locher
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1981-05-14
Filing date: 1981-05-14
Publication date: 1982-12-09
Also published as: JPS57194607A; US4527121A; GB2098746B; GB2098746A

Description

Robert Bosch GmbH, 7000 Stuttgart 1

Auswerteschaltung für veränderbare Induktivitäten ,_ Stand der Technik

Die Erfindung geht aus von einer'Schaltungsanordnung nach der Gattung des Hauptanspruchs. Auswerteschaltungen für variable Induktivitäten sind weitgehend bekannt. Die Induktivität bildet dabei mit einem Kondensator einen Schwingkreis, der mit einem Verstärker ein schwingungsfähiges Gebilde bildet. Solche Schaltungsanordnungen haben den Nachteil, daß sie sehr temperaturabhängig sind und sich bei Veränderungen der Eigenschaften des Verstärkers oder des Kondensators das Ausgangssignal ändert. Weiterhin sind diese Schaltungsanordnungen kurzschlußempfindlich, da bei einem Kurzschluß entweder der Verstärker oder die Spule des induktiven Gebers zerstört wird.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß sie einen kleinen Temperaturgang aufweist und weitgehend spannungsunabhängig ist. Als weiterer Vorteil ist anzusehen, daß die Schaltungsanordnung ein symmetrisches Ausgangssignal liefert; dies

ist besonders wichtig, wenn die Induktivität eine starke Abhängigkeit von den Frequenzanteilen des sie durchfließenden Stromes hat. Die Schaltungsanordnung ist bezüglich Kurzschlüssen gegen Masse kurzschlußfest.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Schaltungsanordnung möglich. Besonders vorteilhaft ist es, einen weiteren Verstärker vorzusehen, der auf einen Transistor der Endstufe einwirkt und dessen Eingang mit der Rückführungsleitung in Verbindung steht. Durch diesen Verstärker wird die Kurzschlußfestigkeit auch dann gewährleistet, wenn die Zuleitungen zum induktiven Geber mit der Versorgungsspannungsleitung kurzgeschlossen sind. Um ein sicheres Abschalten des gegen Masse schaltenden Transistors im Kurzschlußfall zu erzielen, ist es vorteilhaft, die Spannung an einem Eingang des Verstärkers durch eine Diode auf die Höhe der stabilisierten Versorgungsspannung -su begrenzen und den weiteren Eingang des Verstärkers über eine Diode direkt mit der Rückführungsleitung zu verbinden. Im Kurzschlußfall wird durch diese Maßnahme erreicht, daß der gegen Masse schaltende Transistor gesperrt ist, so daß er nicht durch Kurzschlußströme zerstört wird oder die veränderbare Induktivität zerstört wird. Um Spannungsspitzen am Ausgang der Auswerteschaltung, zu unterbinden, ist es günstig, eine Diode vom Signalausgang zur stabilisierten Versorgungsspannung zu schalten. Dadurch ist der Maximalwert des Ausgangssignals etwa auf die Höhe der stabilisierten Versorgungsspannung beschränkt. Weiterhin ist es günstig, den weiteren Verstärker über einen Tiefpaßfilter mit der Rückführungsleitung zu verbinden. Dadurch wird erreicht, daß

kurzzeitige Spitzen auf der Geberleitung nicht zu einem Ansprechen der Kurzschlußsicherung führen. Weiterhin ist es günstig, einen Eingang des Verstärkers vom Ausgang des weiteren Verstärkers über eine Diode steuerbar auszuführen. Durch diese Anordnung wird die elektrische Schaltungsanordnung besonders temperaturstabil.

Besonders vorteilhaft ist es, in den Verstärkerzweig ein Verzögerungsglied einzuschalten, mit dem auch eine additive Verschiebung der Ausgangskennlinie möglich ist. Das Verzögerungsglied ist zweckmäßigerweise aus einem Komparator gebildet, dem ein RC-Glied vorgeschaltet ist. Dadurch ergibt sich eine besonders einfache Realisierung des Verzögerungsgliedes. Weiterhin ist es günstig, das Verzögerungsglied zwischen dem Verstärker und der Endstufe anzuordnen. An dieser Stelle steht bereits ein geeignetes Signalbild zur Verfugung, so daß das Verzögerungsglied einfach zu berechnen und anzusteuern ist.

Zeichnung

Vier Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, Fig. 2 ein zweites kurzschlußfestes Ausführungsbeispiel, Fig. 3 ein drittes kurzschlußfestes und temperaturstabiles Ausführungsbeispiel, Fig. k __ ein viertes Ausführungsbeispiel mit additiver Kennlinienkorrektur und Fig. 5 ein Diagramm zur Erläuterung des Ausführungsbeispiels nach Fig. h.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

In Fig. 1 ist mit 1 die Batteriespannungsleitung beispielsweise eines Kraftfahrzeuges bezeichnet. Die stabilisierte Spannungsleitung 2 führt eine stabili- · sierte Spannung, die tiefer ist als die Spannung auf der Batteriespannungsleitung 1, wobei die Spannungsdifferenz nicht größer als die maximale Emitter-Basis-Spannung von Transistor 8 ist. An die Spannungsleitung 2 ist ein Widerstand 3 angeschlossen, der mit dem Widerstand k in Reihe geschaltet ist, wobei der Widerstand k zur Masseleitung 16 führt. An die Batteriespannungsleitung 1 und an die Masseleitung 16 ist des' weiteren die Spannungsversorgung eines als Komparator geschalteter Verstärkers 5 angeschlossen. Zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5 führt weiterhin der Spannungsabgriff zwischen den Widerständen 3 und k. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist einerseits über einen Widerstand 6 mit der Spannungsleitung 2 verbunden, andererseits führt er zur Basis eines Transistors 9· Der Emitter des Transistors 9 ist mit der Masseleitung 16 verbunden, während der Kollektor des Transistors 9 zum Kollektor eines Transistors 8 führt. Die Basis des Transistors 8 ist über einen Widerstand

7 mit der Batteriespannungsleitung 1 verbunden. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 8 ist ein Kondensator 10 geschaltet. Der Emitter des Transistors

8 ist an die Spannungsleitung 2 angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren 8 und 9 führen einerseits zu einem Anschlußpunkt A, andererseits zu einer Ausgangsleitung 13 und über einen Widerstand 1U zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5- Zwischen den Anschlüssen A und B ist eine veränderbare Induktivität 11 geschaltet. An den Anschluß B ist ein Widerstand angeschlossen, der zur Spannungsleitung 2 führt. Des

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weiteren ist an dem Anschluß B die Rückführungsleitung 17 angeschlossen, die über einen Widerstand 15 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 in Verbindung steht.

Wird der Transistor 9 durch eine Ansteuerung vom Verstärker 5 leitend, so wird das Potential des Anschlußpunktes A nach Masse gezogen. An dem Widerstand 12 und der Induktivität 11 fällt die stabilisierte Spannung der Spannungsleitung 2 ab. Mit der durch das daraus gebildete Zeitglied bestimmten Zeitkonstanten steigt nun der Strom durch den Widerstand 12 und die Induktivität 11 an und entsprechend sinkt die Spannung am Anschluß B und damit am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 ab» Unterschreitet die am nicht invertierenden Eingang anliegende Spannung die Spannung, die am invertierenden Eingang des Verstärkers 5 anliegt, so schaltet der Verstärker 5 um, Transistor 9 sperrt. Die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 5 ist im wesentlichen durch die Widerstände 3 und k, die Spannung an der Spannungsleitung 2 und die Spannung am Anschluß A bestimmt, wobei sich die Spannung am Anschluß A im wesentlichen aus der Sättigungsspannung des Transistors 9 zusammensetzt. Aufgrund des augenblicklichen Stromflusses durch die Induktivität 11 würde nun die Spannung am Anschluß A unendlich weit ansteigen. Jedoch wird nun Transistor 8 leitend und begrenzt die Spannung am Anschluß A auf den Wert der Spannung in der Spannungsleitung 2 zuzüglich der Sättigungsspannung von Transistor 8. Der Widerstand 7 sorgt dafür, daß der Transistor 8 durchgeschaltet wird, während der Kondensator 10 zum Beschleunigen des Schaltvorganges dient. An dem Zeitglied mit dem Widerstand 12 und der Induktivität 11 liegt nun etwa

• · t *

O Volt an und mit der gleichen Zeitkonstanten sinkt der Strom durch das Zeitglied ab, wodurch die Spannung am Anschluß B solange., ansteigt, "bis die Spannung am nicht invertierenden Eingang wiederxim die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 5 überschreitet. Der Transistor 9 wird wieder leitend während der Transistor 8 über den Kondensator 10 beschleunigt gesperrt wird. Statisch wird die Basis des Transistors 8 über seine Basis-Kollektor-Diode auf niedrigem Potential gehalten, so daß durch den Transistor 8 lediglich ein durch den Widerstand

7 und die niedrige Inversverstärkung bedingter Inversstrom fließt.

Die Schaltschwellen sind in dieser Schaltungsanordnung nur abhängig von der Offsetspannung und den Offsetströmen des als Differenzverstärker ausgebildeten Ver-r stärkers 5, den Sättigungsspannungen der Transistoren

8 und 9 und den Werten der Widerstände 3, U und Ik relativ zur stabilisierten Spannung in der Spannungsleitung 2. Da die Sättigungsspannungen der Transistoren 8 und 9 relativ klein sind und keine große Temperaturabhängigkeit aufweisen, ist die Schaltungsanordnung sehr temperaturstabil, insbesondere wenn Widerstände mit kleinen Temperaturkoeffizienten verwendet werden.

Die Induktivität 11 ist vielfach nicht mit der Schaltung integriert, sondern ist in einem Geber, beispielsweise einem Kurzschlußringgeber, untergebracht und ist über Anschlußdrähte mit den Anschlüssen A und B verbunden. Trift nun ein Kurzschluß auf, der entweder den Anschluß A oder den Anschluß B mit der Masseleitung 16 verbindet, so wird der Transistors 8 wie

im Normalbetrieb gesperrt und der maximal zulässige Kurzschlußstrom wird durch die Größe des Widerstandes 12 begrenzt.

Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel weist verbesserte Eigenschaften bei Kurzschluß auf. Die Batteriespannungsleitung 1 speist wiederum den Verstärker 5 und den Widerstand 7, der zur Basis des Transistors 8 führt. Des weiteren wird ein Verstärker 18 mit der Spannung versorgt. Die Spannungsleitung 2, die die stabilisierte Spannung führt, ist über Widerstände 3 und k mit der Masseleitung 16 verbunden. Der Abgriff zwischen den Widerständen 3 und k führt zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5· Der Ausgang des Verstärkers 5 ist über den Widerstand 6 mit der Spannungsleitung 2 verbunden. Des weiteren führt der Ausgang des Verstärkers 5 zur Basis des Transistors 9· Der Emitter des Transistors 9 ist mit der Masseleitung 16 verbunden, während die Kollektoren der Transistoren 8 und Q zusammen zum Anschluß A führen. Der Anschluß A steht über einen Widerstand 22 mit dem Ausgang 13 der Schaltungsanordnung und über den Widerstand 1U mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 5 in Verbindung. Eine Diode 23 ist zwischen dem Ausgang 13 und der Spannungsleitung 2 geschaltet. Der Kondensator 10 liegt wiederum zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 8, während der Emitter des Transistors 8 mit der Spannungsleitung 2 verbunden ist. Zwischen die Anschlüsse A und B ist die variable Induktivität 11 geschaltet. Der Widerstand verbindet den Anschlußpunkt B mit der Spannungsleitung 2, Vom Anschluß B führt die Rückführungsleitung 10 zum Widerstand 15, dessen anderes Ende an den

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nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 angeschlossen ist. Vom nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 führt eine Diode 2k zur Spannungsleitung 2. Eine Diode 21 verbindet den Anschluß B mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 5. Eine Diode 19 führt zum invertierenden Eingang eines Verstärkers 18. Am invertierenden Eingang des Verstärkers 18 ist des weiteren ein Widerstand 20 angeschlossen, der mit der Masseleitung verbunden ist. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 18 führt zur Spannungsleitung 2. Der Ausgang des Verstärkers 18 steht mit der Basis des Transistors 8 in Verbindung.

Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung ist die gleiche wie sie bereits anhand der Fig. 1 beschrieben worden ist. Liegt entweder der Anschluß A oder der Anschluß B an Masse, so wird der Kur ζ Schluß strom wie-* der durch den Widerstand 12 begrenzt. Führt nun der Anschluß A oder B aus irgendwelchen G-ründen die Bat-

teriespannung, so wird die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 durch die Diode 2k auf die stabilisierte Spannung zuzüglich der Diodenspan nung der Diode 2k begrenzt und die Spannung ain invertie renden Eingang des Verstärkers 5 über die Diode 21 auf einen Wert gebracht der nahe der Batteriespannung liegt. Der Verstärker 5 schaltet um und sperrt den Transistor 9. Über die Diode 19 wird- auch der invertierende Eingang des Verstärkers 18 auf eine Spannung nahe der Batteriespannung gebracht. Da die stabilisierte Spannung an der Spannungsleitung 2 kleiner ist als die Batteriespannung schaltet auch der Verstärker 18 um, so daß der Transistor 8 ebenfalls gesperrt ist. Ein

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Kurzschlußstrom kann ebenfalls nur durch den Widerstand 12 fließen, wobei der Strom durch die Spannungsdifferenz zwischen der Batteriespannung und der stabilisierten Spannung bedingt ist. Um ein Ansteigen der Ausgangs spannung am Ausgang 13 über den Wert der stabilisierten Spannung in der Spannungsleitung 2 zu verhindern, ist die Diode 23 vorgesehen, die eventuell auftretende höhere Spannung zur stabilisierten Spannung hin ableitet, wobei der Strom über den Widerstand 22 begrenzt wird.

Das Ausführungsbeispiel in Fig. 3 weist ein günstigeres Temperaturverhalten auf und ist auch gegen kurzzeitige Spitzen auf den Geberleitungen zwischen den Anschlüssen A und B unempfindlich. An die Batteriespannungsleitung 1 sind die Versorgungsleitungen für die Verstärker 5 und 18 angeschlossen. Des weiteren führt davon der Widerstand 7 an die Basis des Transistors

8. An die Spannungsleitung 2 ist der Widerstand 3 angeschlossen, der über den Widerstand h mit der Masseleitung 16 verbunden, ist. An den Abgriff zwischen den Widerständen 3 und h führt eine Leitung zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist über den Widerstand 6 mit der Spannungsleitung 2 verbunden. Weiterhin führt der Ausgang des Verstärkers 5 zur Basis des Transistors

9. Der Emitter des Transistors 9 ist an die Masseleitung 16 angeschlossen, während die Kollektoren der Transistoren 8 und 9 miteinander verbunden sind und zum Anschluß A führen. Vom Anschluß A führt eine Leitung über den Widerstand 14 zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5, während über den Widerstand 22 der Ausgang 13 angeschlossen ist. Die Diode

■ · β·· · · ■ W

• ·

ist zwischen Ausgang 13 und Spannungsleitung 2 geschaltet. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 8 befindet sich der Kondensator 10, während der Widerstand T an die Basis des Transistors 8 und an die Batteriespannungsleitung 1 angeschlossen ist. Zwischen den Anschlüssen A und B ist die veränderbare Induktivität 11 geschaltet. Vom Anschluß B führt ein Widerstand 12 zur Spannungsleitung 2 und ein Widerstand 25 zum nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5. Ein Widerstand 26 führt ebenfalls vom Anschluß B zum invertierenden Eingang des Verstärkers 18. Vom invertierenden Eingang des Verstärkers 18 zur Masseleitung 16 ist ein Kondensator 27 geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 18 ist mit der Spannungsleitung 2 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 18 steht über eine in Gegenrichtung geschaltete Diode 29 mit der Basis des Transistors 8 in Verbindung. Außerdem führt eine Diode vom nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 zum Ausgang des Verstärkers 18.

Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung entspricht ebenfalls der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Auch bei einem Kurzschluß gegen Masse an den Anschlüssen A und B spielt sich der zuvor beschriebene Vorgang ab. Gelangt jedoch an die Anschlüsse A und B eine höhere Spannung als die stabilisierte Spannung, also beispielsweise die Batteriespannung, so wird der invertierende Eingang des Verstärkers 18 positiver als der nicht invertierende Eingang und der Verstärker sperrt den Transistor 8. Aufgrund der Filterwirkung des Widerstandes 26 und des Kondensators 27 ist der Eingang des Verstärkers 18 unempfindlich gegenüber kurzzeitigen Spannungsimpulsen an den Anschlüssen A und B, die beispiels-

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weise in den Zuleitungen zu der Induktivität induziert sein können. Durch das Umschalten des Verstärkers 18 an seinem Ausgang gegen Masse wird über die Diode 28 auch der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 5 nach unten gezogen, so daß auch der Transistor 9 über den Verstärker 5 gesperrt wird. Das Temperaturverhalten dieser Schaltungsanordnung ist besser als das Temperaturverhalten der Schaltungsanordnung nach' Fig. 2, da hier im normalen Arbeitsbetrieb keine Diode· die Signalspannung verzerrt. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 führt nämlich die Diode 21 zu einem teilweisen Verziehen des Arbeitspunktes am invertierenden Eingang des Verstärkers 5, so daß in Abhängigkeit von der Durchlaßspannung der Diode 21 eine mehr oder minder große Temperaturabhängigkeit gegeben sein kann.

Mit dem Ausführungsbeispiel nach Fig. k ist eine additive.Verschiebung der Kennlinie der Schaltungsanordnung möglich. Während eine vorwiegend multiplikative Verschiebung der Kennlinie auf einfache Art und Weise durch Verstellung des Komparatorschwellwertes des invertierenden Eingangs des Verstärkers 5 erreicht werden kann, ist eine oft notwendige additive Verschiebung der Kennlinie nicht möglich.

Die Fig. 5 zeigt als Beispiel das Diagramm des Ausgangssignals, wobei auf der Abszisse die Induktivität L der Induktivität 11 aufgetragen ist, während in der Ordinate die Periodendauer T aufgezeigt ist. In durchgezogenen Linien ist dabei die Kennlinie einer Schaltungsanordnung nach Fig. 1 dargestellt, während in gestrichelten Linien eine Kennlinie dargestellt ist, wie sie bei ansonsten gleicher Beschaltung mit einer Schaltungsanordnung nach Fig. k realisierbar ist. In der Fig. k

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ist mit 1 die Batteriespannungsleitung gezeichnet, die zur Spannungsversorgung der Verstärker 5 und 37 dient. "An die Spannungsleitung 2 ist -wiederum der Widerstand 3 angeschlossen, der mit dem Widerstand h in Reihe geschaltet ist, wobei der Widerstand h zur Masseleitung 16 führt. An die Masseleitung 16 ist des -weiteren die negative Spannungsversorgung der Verstärker 5 und 37 angeschlossen. Zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5 führt der Spannungsabgriff zwischen den Widerständen 3 und U. Der Ausgang des Spannungsverstärkers ist einerseits über einen Widerstand 6 mit der Spannungsleitung 2 verbunden, andererseits führt er zu einem Widerstand 32, der mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 37 verbunden ist. Vom nicht invertierenden Eingang führt ein Kondensator 33 zur Masseleitung 16. Ein Spannungsteiler mit den Widerständen 3^ und 35 ist zwischen die Spannungsleitung 2 und die Masseleitung 16 geschaltet. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen 3^ und 35 führt zum invertierenden Eingang des Verstärkers 37· Des weiteren ist ein Kondensator 36 zur Unterdrückung von Störimpulsen vom invertierenden Eingang des Verstärkers 37 zur gemeinsamen Masseleitung geschaltet. Der Ausgang des Verstärkers 37 ist einerseits über einen Widerstand 38 mit der Spannungsleitung 2 verbunden, andererseits führt er zur Basis des Transistors 9· Der Emitter des Transistors 9 ist mit der Masseleitung 16 verbunden, während der Kollektor des Transistors 9 zum Kollektor des Transistors 8 führt. Die Basis des Transistors 8 ist über den Widerstand 7 mit der Batteriespannungsleitung 1 verbunden. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 8 ist der Kondensator 10 geschaltet. Der Emitter des Transistors 8 ist an die Spannungsleitung 2 angeschlossen. Die Kollektoren

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der Transistoren 8 und 9 führen einerseits zu einem Anschlußpunkt A, andererseits zu einer Ausgangsleitung 13, und über einen Widerstand 11+ zum invertierenden Eingang des Verstärkers 5· Zwischen den Anschlüssen A und B ist die veränderbare Induktivität 11 geschaltet. An den Anschluß B ist der Widerstand 12 angeschlossen, der zur Spannungsleitung 2 führt. Des weiteren ist an den Anschluß B die Rückführungsleitung 17 angeschlossen, die über den Widerstand 15 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 in Verbindung steht.

Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung entspricht ebenfalls der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, soweit es das Kurzschlußverhalten anbelangt. Durch das Verzögerungsglied ergibt sich «jedoch eine Verlängerung der Periodendauer des Signals. Wird der Transistor 9 gesperrt, so springt die Spannung am Anschluß A hoch un.d wird durch den Transistor 8, welcher leitend wird, auf die Spannung in der Spannungsleitung 2 begrenzt. Der Strom im Kreis mit dem Widerstand 12 und der Induktivität 11 klingt langsam ab, wobei die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 langsam ansteigt. Ist diese Spannung mit der Vergleichsspannung am invertierenden Eingang gleich, so schaltet der Verstärker 5 am Ausgang um. Bedingt durch den Widerstand 32 i.n Serie mit Widerstand 6 und den Kondensator 33 ergibt sich am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 37 eine exponentiell ansteigende Spannung. Überschreitet diese die durch den Spannungsteiler mit den Widerständen 3h und 35 gebildete Spannung, sperrt der als Komparator geschaltete Verstärker 37 und der Transistor 9 wird über den Widerstand 38 leitend gesteuert, was wiederum den Transistor 8 sperrt. Der Anschluß A liegt nun wie-

derum auf O Volt und der Strom in dem Kreis mit dem Widerstand 12 und der Induktivität 11 steigt exponentiell an. Hierdurch Stellt sich am invertierenden Eingang des Verstärkers 5 über den Widerstand lh eine neue, niedrige Spannung ein. Die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 5 sinkt entsprechend dem Strom ab, bis sie gleich der Spannung am invertierenden Eingang ist und der als Komparator geschaltete Verstärker 5 umschaltet und eine Masseverbindung am Ausgang herstellt. Die im Kondensator 33 gespeicherte Ladung fließt nun im wesentlichen über den Widerstand^ 32 gegen Masse ab, so daß nach einer entsprechenden Verzögerungszeit nach dem Schalten des Verstärkers 37 der Transistor 9 wieder gesperrt wird und der Zyklus von neuem beginnt. Der Verstärker 37 sperrt, wenn die Spannung am nicht invertierenden Eingang die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 37 unterschreitet.

Ein Beispiel für die damit erreichbare additive Verschiebung der Kennlinie ist in Fig. 5 dargestellt, wobei die gestrichelte Kennlinie für eine Schaltungsanordnung mit eingeschaltetem Verzögerungsglied aufgenommen ist. Man erkennt, daß die Periodendauer der Schaltungsanordnung größer geworden ist, so daß dadurch eine additive Anpassung an die Kennlinie möglich ist. Dies ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn die Induktivität 11 ausgewechselt werden muß und eine neuer Abgleich erforderlich ist. Durch eine Änderung des Widerstands 32 oder des Kondensators 33 ist es möglich, in einem weiten Bereich eine additive Verschiebung der Kennlinie zu erzielen.

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Claims

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Fd/Jä 3O.U.1981

Robert Bosch GmbH, TOOO Stuttgart 1

Ansprüche

1J Elektrische Schaltungsanordnung für induktive Weggeber mit einem Verstärker und einer dem Verstärker nachgeschalteten Endstufe, mit einer veränderbaren Induktivität, die mit einem Widerstand ein Zeitglied bildet, das an die Endstufe angeschlossen ist und dessen Signal an den Eingang des Verstärkers zurückgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Transistor (8) vorgesehen ist, der zwischen der Spannungsleitung (2) und deren Endstufe (9) angeschlossen ist und der sich in leitendem Zustand befindet, wenn der Endstufentransistor (9) gesperrt ist und der selbstständig gesperrt ist, wenn der Anschluß A sich auf niedrigem Spannungspotential befindet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (10) zwischen Basis und Kollektor des Transistors (8) geschaltet ist,

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (8) über einen Widerstand (7) mit der Batteriespannungsleitung

(1) verbunden ist.

k. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespannungsleitung (1) eine höhere Spannung als die Spannungsleitung

(2) führt, wobei die Spannungsdifferenz durch die maximal zulässige Basis-Emitter-Spannung des Transistors (8) begrenzt ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis h, dadurch gekennzeichnet, daß ein veiterer Verstärker (18) vorgesehen ist, der auf den Transistor (8) einwirkt und daß dessen Eingang mit der Rückführungsleitung (17) in Verbindung steht.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung an einem Eingang· des Verstärkers (5) durch eine Diode (2k) auf die Höhe der stabilisierten Versorgungsspannung begrenzt ist und daß ein weiterer Eingang des Verstärkers (5) über eine Diode (21) mit der Rückführungsieitung (17) in Verbindung steht.

T. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche T bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (23) von einem über den Widerstand (22) entkoppelten Signalausgang (13) · zur stabilisierten Spannungsleitung (2) geschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis

7, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Verstärker (18) über ein Tiefpassfilter (26, 27) mit der Ruckführungsleitung verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis

8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang des Verstärkers (5) vom Ausgang des weiteren Verstärkers (18) steuerbar ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verzögerungsglied (32, 33) in den Verstärkerzweig (5₅ 9) eingeschaltet ist, durch das die Schwingperiode der Schaltungsanordnung verlängerbar ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsglied als Komparator (37) ausgebildet ist, dem ein BC-Glied (32, 33) vorgeschaltet ist.

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12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder.11, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsglied zwischen Verstärker (5) und Endstufe (9) geschaltet ist.