DE4232426A1 - Schaltung zur induktiven distanzerfassung eines metallteiles - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur induktiven Erfas­ sung der Distanz eines Metallteiles, bei der ein Oszillator einen Parallel-Resonanzkreis, einen Verstärker und einen Wi­ derstand umfaßt, bei der der Parallel-Resonanzkreis mit einer einen Kern aufweisenden Spule vorgesehen ist, in deren Mag­ netfeld das distanzvariierende Metallteil anzuordnen ist, und bei der der Oszillator auf einen Demodulator arbeitet, an den eine Auswertungselektronik angeschlossen ist.

Bei herkömmlichen Schaltungen dieser Art ist der Oszillator so aufgebaut, daß von einem Verstärker ein Wechselstrom in einen Parallel-Resonanzkreis eingespeist wird und die Reso­ nanzkreisspannung wieder an den Eingang des Verstärkers zu­ rückgeführt wird. Mit kleinerer Eingangsspannung wird auch der Ausgangsstrom des Verstärkers geringer und umgekehrt. Der Zusammenhang zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom des Verstärkers beeinflußt den Zusammenhang zwischen Distanz und Resonanzkreisspannung und unterliegt meist Bauteilstreuungen und Temperatureinflüssen, was einen individuellen Abgleich sowie Temperatur-Kompensationsmaßnahmen notwendig macht. Die Verringerung der Distanz zwischen Spule und Metallteil bewirkt eine stärkere Bedämpfung, d. h. eine Verringerung des virtuellen Verlustwiderstandes des Resonanzkreises und damit eine Abnahme der Resonanzkreisamplitude (Amplitudenmodula­ tion). Somit geht jedoch auch der Ausgangsstrom des Verstär­ kers zurück und die Spannung bricht stärker ein, als es der Änderung des virtuellen Verlustwiderstandes entspricht. Ist die Bedämpfung so stark, daß die Resonanzkreisverluste durch den Ausgangsstrom des Verstärkers nicht mehr ausgeglichen werden können, reißt die Schwingung ganz ab und kleinere Di­ stanzen können nicht mehr erfaßt werden. Bei großen Distan­ zen wirkt sich bei herkömmlichen Schaltungen die Bedämpfung des Resonanzkreises durch den Oszillator selbst störend aus, da diese gegenüber der distanzabhängigen Bedämpfung nun nicht mehr zu vernachlässigen ist. Die Distanzerfassung kann zur Drehzahlerfassung genutzt werden, indem sich abwechselnd Zähne und Lücken eines Zahnrades durch das Spulenfeld bewe­ gen. Diese bekannte Anordnung ist aufgrund des eingeschränk­ ten Distanzerfassungsbereiches sehr empfindlich gegen Ände­ rungen der Einstellung des Zahnrades relativ zum Magnetfeld bzw. zur Spule, sei es dadurch, daß die Lagerung des Zahnra­ des ausgeschlagen ist und von einem vorgegebenen Wert ab­ weicht oder daß die Konfiguration der Zähne und/oder Lücken von vergegebenen Abmessungswerten abweicht. Reißt bei der Drehzahlerfassung die Schwingung ab, so verursacht die lange Wiedereinschwingzeit des Oszillators außerdem eine Ein­ schränkung der maximal detektierbaren Drehzahl.

Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei großen Distanzen den Resonanzkreis selbst nur wenig bedämpft und die auch noch bei Distanz O schwingt, so daß ein maximaler Distanz­ variationsbereich mit intakter Amplitudenmodulation zur Ver­ fügung steht. Die Schaltung soll eine distanzabhängig repro­ duzierbare und temperaturstabile Oszillatoramplitude lie­ fern, keinen individuellen Abgleich erfordern und leicht an verschiedenste Spulenbauformen und Distanzbereiche adaptier­ bar sein.

Die erfindungsgemäße Schaltung ist, diese Aufgabe lösend, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker invertierend ist und der Parallel-Resonanzkreis zwischen invertierendem Ein­ gang und Ausgang des Verstärkers angeordnet ist, daß an den Ausgang des Verstärkers der invertierende Eingang eines Kom­ parators angeschlossen ist, daß der nichtinvertierende Ein­ gang des Verstärkers zusammen mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators mit einer Bezugsspannungsquelle ver­ bunden ist, und daß der Ausgang des Komparators über einen Widerstand auf den nichtinvertierenden Eingang des Verstär­ kers arbeitet.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung kann die Schwingung auch bei Berührung von Metallteil und Spule nie abreißen, da der in den Resonanzkreis eingeprägte Wechsel-Konstantstrom unab­ hängig von der Ausgangsamplitude des Oszillators ist und kleinste Ausgangsamplituden genügen, um den Komparator umzu­ schalten.

Die Amplitudendynamik beträgt z. B. von einigen Millivolt bis zu einigen Volt. Aufgrund der Strom-Einprägung folgt die Ausgangsamplitude linear dem distanzabhängigen Verlustwider­ stand des Resonanzkreises. Bei gegebener Betriebsspannung kann die für einen bestimmten distanzabhängigen Verlustwi­ derstand gewünschte Ausgangsamplitude über die rechnerische Dimensionierung des Widerstandes zwischen Komparator und Verstärker mit hinreichender Genauigkeit eingestellt werden.

Der Demodulator kann, mit allen bekannten Nachteilen (Breit­ bandigkeit, Temperaturdrift, Nichtlinearität), als Spitzen­ wertdemodulator ausgeführt sein, wie er bisher verwendet werden muß, weil mit dem Abreißen der Oszillatorschwingung zu rechnen ist. Die bei der erfindungsgemäßen Schaltung immer vorhandene Oszillatorschwingung erlaubt jedoch den vorteil­ haften Einsatz eines weit zweckmäßigeren Synchrondemodula­ tors. Ein Synchrondemodulator ist ein getakteter Gleichrich­ ter, der das zu demodulierende Signal mit einem synchronen Taktsignal in der Polarität umschaltet und über einen Tief­ paß (z. B. RC-Tiefpaß) integriert. Es tragen dabei nur Spek­ tralanteile innerhalb einer bestimmten Bandbreite um die Taktfrequenz herum zur Ausgangsspannung bei (Bandpaßcharak­ teristik) . Die Bandbreite des Synchrondemodulators ent­ spricht der des Tiefpasses und kann über dessen Dimensionie­ rung sehr einfach verschiedenen maximalen Modulationsfre­ quenzen angepaßt werden. Der Synchrondemodulator spricht nicht auf Störungen an, wie sie z. B. beim Schalten eines Elektromotors auftreten und unterdrückt ebenfalls Schwankun­ gen in der dem Oszillator-Wechselsignal überlagerten Gleich­ spannung (Drift des Arbeitspunktes). Besonders zweckmäßig und vorteilhaft hinsichtlich Linearität und Temperaturstabi­ lität ist es dabei, wenn der Synchrondemodulator ohne PN-Übergänge im Signalpfad nur aus Halbleiterschaltern, Kapazi­ täten und Widerständen aufgebaut ist.

Die erfindungsgemäße Schaltung läßt sich zur Messung der Lineardistanz eines sich geradlinig hin- oder herbewegenden Metallteiles, z. B. eines Maschinensupportes in Relation zu einem Anschlag einsetzen, in dem sich die Spule des Reso­ nanzkreises befindet. Besonders zweckmäßig und vorteilhaft ist es jedoch, wenn die Schaltung in Verbindung mit einem das Metallteil bildenden Zahnrad als Drehzahlmeßgerät vorge­ sehen ist, wobei die Auswertungselektronik zur Zählung von am Ausgang des Demodulators auftretenden Zahn/Lücke-Signal ausgebildet ist.

Bei diesem Drehzahlmeßgerät haben ein Spiel im Lager des Zahnrades oder Toleranzen in den Abmessungen der Zahnung des Zahnrades keinen Einfluß auf die Funktion der Schaltung. Das Drehzahlmeßgerät läßt sich also mit Vorteil an Personenkraftwagen in Verbindung mit Antiblockiersystemen anwenden. Die Schaltung läßt auch einen stark erweiterten Drehzahlbereich zu, über den sie ohne Abreißen der Oszilla­ torschwingung funktionsfähig ist. Es lassen sich Drehzahlen von z. B. 0,1 Hz bis z. B. 10 kHz oder mehr bei großer Funk­ tionssicherheit messen. Auch bei dem Drehzahlmeßgerät ist die erheblich verbesserte Temperaturstabilität von Bedeu­ tung.

Der Verstärker und der Komparator sind für die hohen Fre­ quenzen ausgelegt, mit denen die erfindungsgemäße Schaltung arbeitet, und besitzen hohe Eingangsimpedanzen. Die Frequenz der Oszillatorschwingung (Trägerfrequenz) ist erheblich, z. B. 10 mal größer als die Modulationsfrequenz. Indem der Komparator die Ausgangsspannung des Verstärkers mit dessen Gleichspannungs-Arbeitspunkt vergleicht, schaltet er während der positiven Halbwelle der Oszillatorschwingung seinen Aus­ gang auf Masse und während der negativen Halbwelle auf Be­ triebsspannung. Ist der Verstärker als Differenzverstärker ausgelegt, so stimmt sein Arbeitspunkt mit der Vergleichs­ spannung des Komparators überein, wenn die nichtinvertieren­ den Eingänge von Komparator und Verstärker an eine gemein­ same Bezugsspannung gelegt werden. Der Kern ist in der Regel ein Ferritkern.

In der Zeichnung sind bevorzugte Ausführungsformen der Er­ findung dargestellt und zeigt

Fig. 1 eine Schaltung zur induktiven Distanzerfassung eines Metallteiles,

Fig. 2 Spannungsverläufe an einigen Punkten der Schaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 weitere Spannungsverläufe an einigen Punkten der Schaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 4 eine Schaltung zur induktiven Drehzahlerfassung mit CMOS-Invertern als Verstärker und Komparator und

Fig. 5 eine Schaltung zur induktiven Distanzerfassung eines Metallteiles in elektromagnetisch gestörter Umgebung bei hoher Umgebungstemperatur.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 1 dient als induktiver Aufneh­ mer bzw. Sensor eine Induktivität Lr bzw. Spule 11 eines Re­ sonanzkreises 12 eines Oszillators 13, an der ein Zahnkranz 14 eines Zahnrades 15 vorbeiläuft. Das Zahnrad 15 hat eine Drehachse 16 und der Zahnkranz 14 taucht in das Magnetfeld 17 der Spule 12 ein. Der Resonanzkreis 12 umfaßt in Parallel­ schaltung einen Kondensator 18 mit der Kapazität Cr und einen virtuellen Verlustwiderstand 19 mit dem dämpfungsabhän­ gigen Widerstandswert Rr.

Der Oszillator 13 besteht aus dem Resonanzkreis 12 (Lr, Cr) mit dem virtuellen Verlustwiderstand 19 (Rr), einem virtu­ ellen Innenwiderstand 35 (Ro), einem Differenzverstärker 20 und einem Komparator 21. Um bei einer gegebenen Betriebs­ spannung Us maximalen Amplitudenhub zu erzielen, ist es sinn­ voll, den Arbeitspunkt des Verstärkers 20 über die Bezugs­ spannungsquelle 2 auf U20 = Us/2 einzustellen. Die Aus­ gangsspannung U30 am Ausgang 3 des Komparators 21 ist gleich Null bei positiven Halbwellen (U50 < Us/2) und gleich einer Speisespannung Us eines Pols 1 bei negativen Halbwellen (U50 < Us/2) der Oszillatorschwingung, so daß Mitkopplung ent­ steht. Zwischen dem Ausgang 3 des Komparators 21 und dem Ein­ gang 4 des Differenzverstärkers 20 befindet sich ein Wi­ derstand 22 mit dem Widerstandswert Ra. Weil am Eingang 4 eine kontante Spannung 1/2 Us ist (U20) , fließt durch den Widerstand 22 ein Strom ± Us/ (2Ra), je nach Halbwelle der Schwingung. Der Komparator 21 bildet also zusammen mit dem Arbeitswiderstand 22 und dem Verstärker 20 eine Stromquelle, die den Konstantstrom + Us/ (2Ra) in den Eingang 4 und damit in den Parallelresonanzkreis einprägt und mit den Halbwellen der Schwingung umgeschaltet wird. Die Wechselspannung U50 liegt im distanzabhängiger Amplitude am Ausgang 5 des Os­ zillators 13 an.

Es gilt folgende Beziehung:

Û50=Rr/Ra×2/π×Us.

Mit der Größe des Widerstandswertes Ra läßt sich im Zusammen­ hang mit dem distanzabhängigen Widerstandswert Rr des virtu­ ellen Verlustwiderstandes 19 des Resonanzkreises 12 die er­ wünschte Amplitude der Oszillatorschwingung einstellen. Die Oszillatorschwingung reißt auch bei stärkster Dämpfung des Resonanzkreises 12 nicht ab (Distanz D), da schon sehr kleine Ausgangsamplituden (U52) genügen, um den Halbwellenkomparator 21 zu schalten. Da die Oszillator­ schwingung nie abreißt, sind auch sehr schnelle Änderungen der Dämpfung detektierbar, z. B. mehr als 10 kHz.

Der Oszillator 13 ist so aufgebaut, daß die Amplitude der Schwingung am Ausgang 5 zum Verlustwiderstand des Resonanz­ kreises 12 in einem linearen Zusammenhang steht. Durch wech­ selnde Bedämpfung des Resonanzkreises 12 wird Rv und damit die Ausgangsschwingung amplitudenmoduliert, wobei der Modu­ lationshub unterhalb einer bestimmten Modulationsfrequenz unabhängig von der Drehzahl des Zahnrades 15 ist. Der den Resonanzkreis parallel zu Rr bedämpfende virtuelle Innen­ widerstand Ro der Stromquelle, die aus dem Widerstand 22 und dem Verstärker 20 besteht, berechnet sich mit der Beziehung

Ro = Ra (V+1),

mit V Spannungsverstärkung des Verstärkers 20,
Ra Wert des Widerstandes 22.

Da der Widerstand 22 etwa auf den Wert Rr des virtuellen Verlustwiderstandes 19 für maximale Distanz abzugleichen ist, ist der parasitäre Widerstand Ro bei Verstärkung V < 10 ein Vielfaches von Rr und damit zu vernachlässigen. Da die Oszillatorschwingung auch bei maximaler Bedämpfung nie ab­ reißt, sind sehr hohe Modulationsfrequenzen (Drehzahlen) möglich.

An den Ausgang 5 des Oszillators 13 schließt ein Synchron­ demodulator 23 an, der vier Halbleiter-Schalter 24 aufweist, die über eine Steuerleitung 25 vom Ausgang 3 des Halbwellen­ komparators 21 her angesteuert werden. Jeder Schalter 24 ist zum wechselnden Anschluß eines Poles 26 eines Integrations­ kondensators 27 mit der Kapazität Cd1 bzw. Cd2 vorgesehen. Der Ausgang 5 des Oszillators 13 ist über einen Integra­ tionswiderstand 28 mit dem Widerstandswert Rd1 an einen Knoten 6 gelegt und die Spannungswelle 2 mit der Arbeits­ spannung Us/2 ist über einen Anschlußwiderstand mit dem Wi­ derstandswert Rd2 an einen Knoten 7 gelegt. Von dem einen Knoten 6 aus ist Verbindung zu einem Schaltpunkt 29 auf der einen Seite des einen Integrationskondensators 27 und zu einem Schaltpunkt auf der gleichen Seite des anderen Integra­ tionskondensators vorgesehen. Von dem anderen Knoten 7 ist Verbindung zu einem Schaltpunkt 30 auf der anderen Seite des erstgenannten Integrationskondensators 27 und zu einem Schaltpunkt auf der gleichen Seite des anderen Integra­ tionskondensators vorgesehen. Die Schalter 24 liegen ab­ wechselnd an einem der vom Oszillator 13 herkommenden Schalt­ punkt 29, 30 oder an einem der Schaltpunkte 31, die gemäß Fig. 1 entweder mit dem einen Anschluß 8 oder dem anderen An­ schluß 9 eines Ladekondensators 32 mit der Kapazität Cd3 ver­ bunden sind.

Der Synchrondemodulator 23 gewinnt aus dem Oszillatorsignal U50 die Ausgangsspannung U89, die linear proportional zu des­ sen Amplitude ist. Es gilt folgende Beziehung:

U89=2/π×Û50.

Gesteuert wird der Sychrondemodulator 23 mit dem Komparator 21, der wieder mit den Halbwellen der Schwingungen umgeschal­ tet wird. Der Synchrondemodulator 23 hat zwei Zustände:

• a) Während der positiven Halbwelle des Oszillatorsignals wird die Ladung über die Anschlußwiderstände 28 (Rd1, Rd2) und die Schalter 24 (B, B′) auf den einen Integrationskon­ densators 27 (Cd2) aufintegriert, wobei zugleich der an­ dere Integrationskondensator (Cd1), der im vorherigen Takt mit der negativen Halbwelle geladen worden ist, mit der umgekehrten Polarität über andere Umschalter (A, A′) an den Ladekondensator 32 (Cd3) angeschlossen wird.
• b) Während der negativen Halbwelle des Oszillatorsignals wird die Ladung über die Anschlußwiderstände 28 (Rd1, Rd2) und die zwei Schalter 24 (A, A′) auf den einen Integrations­ kondensator 27 (Cd1) aufintegriert, wobei zugleich der an­ dere Intergrationskondensator (Cd2) , der im vorherigen Takt mit der positiven Halbwelle geladen worden ist, über andere Schalter (B, B′) an den Ladekondensator (Cd3) ange­ schlossen wird.

Gegenüber den Demodulatoren, die für die Funktion die nichtlineare, temperaturabhängige Charakteristik eines P-N-Übergangs ausnutzen, weist diese Schaltung hohe Dyna­ mik, Linearität und Temperaturunabhängigkeit auf. Die er­ wünschte Bandbreite des Synchronmodulators läßt sich durch die Zeitkonstante

T = (Rd1 × Rd2) × Cd3,

bestimmen. In bestimmten Fällen kann statt Rd1 (Rd2) eine aufwendigere R + L-Kombination vorteilhaft sein. Die Aus­ gänge 8 oder 9 lassen sich an ein beliebiges Potential an­ schließen, solange dieses nicht die Funktion der Schalter 24 (A, A′ und B, B′) beeinflußt.

Der vom Oszillator 13 getaktete Synchrondemodulator 23 de­ moduliert die Ausgangsspannung des Oszillators 13 mit hoher Linearität und Temperaturkonstanz. Der Synchrondemo­ dulator 23 wirkt als Bandpaß, dessen Mittenfrequenz der Frequenz der Oszillatorschwingung entspricht. Seine Band­ breite kann sehr einfach an verschiedene maximale Modula­ tionsfrequenzen angepaßt werden. Da nur mit der Oszilla­ torschwingung korellierte Frequenzanteile demoduliert wer­ den, ist die Schaltung äußerst störsicher.

Eine Auswertungselektronik 33 verarbeitet das Ausgangs­ signal U89 (Rr) des Synchrondemodulators 23 und wird an die konkreten Anforderungen angepaßt. Vorteilhaft ist z. B. ein Schmitt-Trigger, Fensterkomparator, A/D- oder V/F- Wandler. Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators wird im vorliegenden Fall durch einen Schmitt-Trigger in ein digitales Rechtecksignal umgesetzt, dessen Zustand an­ zeigt; ob sich vor der Resonanz-Induktivität gerade ein Zahn oder eine Lücke des Zahnkranzes befindet. Diese Rechtecksignale werden pro Zeiteinheit gezählt, woraus unter Berücksichtigung der Zähnezahl des Zahnkranzes die Drehzahl des Rades errechnet wird.

Fig. 2 verdeutlicht den Verlauf der Spannung U50 am Aus­ gang 5, der Spannung U20 der Spannungsquelle 2 und der Spannung U89 an den Anschlüssen 8, 9 des Ladekondensators 32. Fig. 3 verdeutlicht den Verlauf der Spannung U50 am Ausgang 5 des Verstärkers 20, der Spannung U30 am Ausgang des Komparators 21 und der Spannung U40 am Eingang des Verstärkers 20, die von U20 nur minimal abweicht.

Die Schaltung gemäß Fig. 4 ist weitgehend ebenso wie die gemäß Fig. 1 aufgebaut, so daß insoweit auf deren Be­ schreibung verwiesen wird. In Abweichung zu Fig. 1 sind hier der Verstärker 20 und der Komparator 21 als CMOS-In­ verter ausgebildet. Da die Arbeitspunkte der auf einem Chip befindlichen Inverter absolut gleich sind und etwa bei Us/2 liegen, kann für den Oszillator 13 auf eine Be­ zugsspannungsquelle 2 verzichtet werden. Für Knoten 7 muß diese Arbeitspunktspannung jedoch mittels eines weiteren Inverters durch eine gesonderte Spannungsquelle 34 gene­ riert werden. Da hier Knoten 9 geerdet ist, ist für den zweiten Integrationskondensator 27 (Cd2) nur ein Schalter erforderlich. Gemäß Fig. 4 ist die Auswertungselektronik 33 als dynamisch gekoppelter Schmitt-Trigger für Dreh­ zahlerfassung ausgelegt und ebenfalls mit CMOS-Inverter aufgebaut.

Die Schaltung gemäß Fig. 5 stimmt weitgehend mit der gemäß Fig. 1 überein, so daß insoweit auf deren Beschrei­ bung verwiesen wird. In Abweichung zu Fig. 1 ist hier die Spule 11 über eine Leitung 37 und einen Übertrager 36 mit dem Kondensator 18 verbunden. Es handelt sich dabei um eine Ausführungsform für den Einsatz in elektromagnetisch gestörter Umgebung bei hoher Umgebungstemperatur.

Da Halbleiter bei Temperaturen oberhalb von 125-150°C nicht mehr ordnungsgemäß arbeiten und sogar geschädigt oder zerstört werden können, darf beim Einsatz des induk­ tiven Sensors an sehr heißen Metallteilen nur die Meß­ spule 11 höheren Temperaturen ausgesetzt werden. Die üb­ rige Elektronik mußt dort angebracht werden, wo der zu­ lässige Temperaturbereich nicht überschritten wird. Die Verbindung zwischen Spule und Elektronik kann durch eine mehrere Meter lange Verbindungsleitung hergestellt werden.

Die Leitung 37 ist als verdrillte Doppelader ausgeführt, um die über sie in die Elektronik eingekoppelten Gegen­ taktstörungen minimal zu halten. Die Eigenschaften des Resonanzkreises 12 werden durch die zusätzliche Leitung 37 nicht beeinflußt, wenn der Kondensator 18 am elektronikseitigen Ende der Leitung angebracht ist. Um die Elektronik auch gegen starke Gleichtaktstörungen, die durch die Leitung 37 eingekoppelt werden können unempfindlich zu machen, kann am elektronikseitigen Ende der Leitung ein Übertrager zur galvanischen Trennung von Leitung und Elektronik in die Verbindung vorgesehen werden.

Claims (5)

1. Schaltung zur induktiven Distanzerfassung eines Metall­ teiles,
bei der ein Oszillator einen Parallel-Resonanzkreis, einen Verstärker und einen Widerstand umfaßt,
bei der der Resonanzkreis mit einer einen Kern aufweisen­ den Spule vorgesehen ist, in deren Magnetfeld das distanzvariierende Metallteil anzuordnen ist, und
bei der der Oszillator auf einen Demodulator arbeitet, an den eine Auswertungselektronik angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet,
daß der Verstärker (20) invertierend ist und der Pa­ rallel-Resonanzkreis (12) zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Verstärkers (20) angeordnet ist, daß an den Ausgang (5) des Verstärkers (20) der invertierende Eingang eines Komparators (21) angeschlossen ist, daß der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers (20) zusammen mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators (21) mit einer Bezugsspannungsquelle (2) verbunden ist und daß der Ausgang (3) des Komparators (21) über einen Wider­ stand (22) auf den nichtinvertierenden Eingang (4) des Verstärkers (20) arbeitet.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator ein Synchrondemodulator (23) ist, der durch den Ausgang (3) des Oszillators (13) getaktet wird.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchrondemodulator (23) mittels getakteter Halb­ leiter-Schalter (24) die Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung des Oszillators (12) und einer Spannungsquelle (2, 34) über einen Integrationswiderstand (28) abwechselnd an einen von zwei Integrationskondensa­ toren (27) legt und den jeweils anderen Integrationskon­ densator mit inverser (Cd1) bzw. nichtinverser (Cd2) Polarität an einen ausgangsseitigen Ladekondensator (32) legt.

4. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß sie in Verbindung mit einem das Metallteil bildenden rotierenden Zahnrad (15) als Dreh­ zahlmeßgerät vorgesehen ist, wobei die Auswertungselek­ tronik (33) zur Zählung von am Ausgang (8, 9) des Demodu­ lators (23) auftretenden Zahn/Lücke-Signalen ausgebildet ist.

5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß eine Spule (11) des Resonanz­ kreises (12) über eine Leitung (37) und einen Übertrager (36) mit einem Kondensator (18) des Resonanzkreises ver­ bunden ist.