DE112017002275B3 - Ultrakompakter mehrbandsender mit robusten techniken zur selbstunterdrückung der am/pm-verzerrung - Google Patents

Ultrakompakter mehrbandsender mit robusten techniken zur selbstunterdrückung der am/pm-verzerrung Download PDF

Info

Publication number
DE112017002275B3
DE112017002275B3 DE112017002275.4T DE112017002275T DE112017002275B3 DE 112017002275 B3 DE112017002275 B3 DE 112017002275B3 DE 112017002275 T DE112017002275 T DE 112017002275T DE 112017002275 B3 DE112017002275 B3 DE 112017002275B3
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistors
pair
power amplifier
power
output network
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
DE112017002275.4T
Other languages
English (en)
Inventor
Jong Seok Park
Yanjie J. Wang
Stefano Pellerano
Christopher D. Hull
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intel Corp
Original Assignee
Intel Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intel Corp filed Critical Intel Corp
Application granted granted Critical
Publication of DE112017002275B3 publication Critical patent/DE112017002275B3/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
    • H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0277—Selecting one or more amplifiers from a plurality of amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3205—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in field-effect transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H03F3/45188—Non-folded cascode stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/162—FETs are biased in the weak inversion region
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/18—Indexing scheme relating to amplifiers the bias of the gate of a FET being controlled by a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/429—Two or more amplifiers or one amplifier with filters for different frequency bands are coupled in parallel at the input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3203—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the amplifier comprising means for back off control in order to reduce distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21139—An impedance adaptation circuit being added at the output of a power amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21142—Output signals of a plurality of power amplifiers are parallel combined to a common output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21178—Power transistors are made by coupling a plurality of single transistors in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7206—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by a switch in the bias circuit of the amplifier controlling a bias voltage in the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7209—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched from a first band to a second band
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7236—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers by (a ) switch(es)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers

Abstract

Ein Leistungsverstärker einer mobilen Vorrichtung (100, 800) zum Verstärken von Radiofrequenzsignalen, umfassend:eine Mehrzahl von n-bit binär gewichteten Einheitsleistungsverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1), die mit einem passiven Ausgangsnetz (206) gekoppelt sind, wobei zumindest eine n-bit binär gewichtete Einheitsleistungsverstärkerzelle ein erstes Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) und ein zweites Paar von Transistoren (M1, M2) umfasst; unddas passive Ausgangsnetz (206),wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) dünne Transistoren umfasst und das Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) dicke Transistoren umfasst, die ein größeres Gate aufweisen als die dünnen Transistoren.

Description

  • VERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG
  • Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der US-Anmeldung Nr. 15/068,179 , eingereicht am 11. März 2016, deren gesamter Inhalt hier bezugnehmend aufgenommen ist.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Moderne drahtlose Systeme nutzen Mehrband- und Mehrfachmodus-Operationen zur gleichzeitigen Unterstützung von mehreren verschiedenen Kommunikationsstandards. Diese schnell zunehmenden Anforderungen bedeuten enorme Herausforderungen, was die Entwicklung von künftigen Hochfrequenz-(HF)-Sendern und insbesondere Leistungsverstärkern (Power Amplifier, PA) angeht. Eine beliebte Lösung für Mehrband-PAs besteht darin, mehrere Einband-PAs entweder in einem Chip oder auf einem Mehrfach-Chipmodul direkt zu montieren. Dieser Ansatz kann jedoch mehrere Nachteile haben, wie eine große Chip-/Modulfläche, erhöhte Kosten, eine dedizierte Antennenschnittstelle zu jedem PA, eine mögliche Notwendigkeit von Schaltern außerhalb des Chips und eine komplizierte Konfektionierung. Es können auch abstimmbare passive Netze verwendet werden, um eine Mehrband-Impedanzanpassung und ein Kombinieren der Leistung von HF-PAs zu erreichen. Diese abstimmbaren Komponenten bedeuten oft einen direkten Kompromiss zwischen einem passiven Verlust und einem Frequenzbereich und unterliegen Problemen betreffend die Zuverlässigkeit von abstimmbaren Komponenten, wie Varaktoren und ein Schalter - Kondensatorbatterien.
  • Die Veröffentlichungen US 2015/004887 A1 und US 2011/0260797 A1 befassen sich mit Verstärkern, die mehrere Verstärkerzellen umfassen.
  • Figurenliste
    • 1 veranschaulicht eine beispielhafte Kommunikationsvorrichtung, die mindestens einen beispielhaften Leistungsverstärker gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten umfasst;
    • 2 veranschaulicht eine beispielhafte Treiberschaltung und einen Leistungsverstärker gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten;
    • 3 veranschaulicht eine Leistungsverstärkerkomponente gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten;
    • 4 veranschaulicht ein beispielhaftes Kompensationsdiagramm und ein passives Ausgangsnetz gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten;
    • 5 veranschaulicht ein beispielhaftes passives Ausgangsnetz gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten;
    • 6 veranschaulicht ein beispielhaftes Simulationsdiagramm in Bezug auf einen beispielhaften Leistungsverstärker gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten;
    • 7 veranschaulicht ein Ablaufdiagramm eines beispielhaften Verfahrens gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten.
    • 8 veranschaulicht eine beispielhafte Mobilfunkvorrichtung mit einem Leistungsverstärker-Komponentensystem gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Die vorliegende Offenbarung wird nun anhand der beigefügten Zeichnungsfiguren beschrieben, wobei durchgängig gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um auf gleiche Elemente Bezug zu nehmen, und wobei die veranschaulichten Strukturen und Vorrichtungen nicht unbedingt maßstabsgerecht gezeichnet sind. Wie sie hier verwendet werden, sollen sich die Begriffe „Komponente“, „System“, „Schnittstelle“ und dergleichen auf eine computerbezogene Entität, Hardware, Software (z. B. in der Ausführung) und/oder Firmware beziehen. Zum Beispiel kann eine Komponente ein Prozessor, ein auf einem Prozessor ausgeführter Prozess, ein Kontroller, ein Objekt, ein ausführbares Programm, ein Programm, eine Speichervorrichtung, eine elektronische Schaltung und/oder ein Computer mit einer Verarbeitungsvorrichtung sein. Zur Veranschaulichung können eine auf einem Server ausgeführte Anwendung und der Server auch eine Komponente sein. Eine oder mehr Komponenten können innerhalb eines Verfahrens liegen, und eine Komponente kann sich auf einem Computer befinden und/oder zwischen zwei oder mehr Computern verteilt sein. Es kann hier ein Satz von Elementen oder ein Satz von anderen Komponenten beschrieben sein, wobei der Begriff „Satz“ als „ein oder mehr“ interpretiert werden kann.
  • Durch Verwendung des Wortes „beispielhaft“ sollen Konzepte auf konkrete Weise präsentiert werden. So wie er in dieser Patentanmeldung verwendet wird, soll der Begriff „oder“ als einschließendes „oder“ und nicht als ausschließendes „oder“ verstanden werden. Das heißt, soweit nicht anders angegeben oder aus dem Kontext klar erkennbar ist, soll „X verwendet A oder B“ für alle natürlichen einschließenden Permutationen gelten. Das heißt, wenn X verwendet A; X verwendet B oder X verwendet A und B gilt, dann ist „X verwendet A oder B“ in jedem der vorstehenden Fälle erfüllt. Darüber hinaus sind die Artikel „ein/einer/eine/eines“ und „einen/eine/eines“, so wie sie in dieser Patentanmeldung und in den beigefügten Patentansprüchen verwendet werden, generell so zu verstehen, dass „ein(e) oder mehrere“ gemeint ist, soweit nicht anders angegeben oder sich diese Artikel durch den Kontext klar auf eine Singularform beziehen. Weiterhin gilt, dass in dem Maße, wie die Begriffe „einschließlich“, „weist auf‟, „hat“, „mit“ oder deren Varianten entweder in der ausführlichen Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, diese Begriffe in ähnlicher Weise als einschließend zu verstehen sind wie der Begriff „umfassend“.
  • Angesichts der vorstehend beschriebenen Mängel und immer noch bestehender Aufgabenstellungen können verschiedene Aspekte für eine Mehrband-Kommunikationsvorrichtung, wie einen Sender, der von einer stark linearen, polaren Doppelband-Mischsignal-Leistungsverstärker-Architektur sein kann, eine vollständig integrierte Ein-Chip-Lösung in einer Massen-CMOS-Technologie bieten, wobei Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrungen, die in den Leistungsverstärkerstufen erzeugt werden, eliminiert oder deutlich verringert werden. Hier angegebene Ausführungsformen offenbaren einen Leistungsverstärker mit Techniken eines Vorspannungsschemas zur Selbstunterdrückung oder Selbstkompensation für Kommunikations-/Mobilvorrichtungen, die gleichzeitig einen Doppelband-Betrieb, eine Load-Pull-Impedanzanpassung, ein paralleles Leistungskombinieren und ein Unterdrücken von geradzahligen Oberwellen beinhalten, um die Effizienz des Leistungsverstärkers mit einem kompakten Transformator auf einem Chip ohne abstimmbare passive Elemente oder Schalter zu maximieren.
  • Eine Kommunikationsvorrichtung kann zum Beispiel ein Sender oder ein Sendeempfänger eines Mobiltelefons oder eines anderen Mobilfunksystems sein, das einen Leistungsverstärker umfassen kann, der eine Phasenverzerrung als Teil der Verstärkungsmodulation, was als Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrung (AM/PM-Verzerrung) bezeichnet werden kann, selbst abschwächt. Die AM/PM-Verzerrung kann sich auf eine Form einer nichtlinearen Phasenverzerrung beziehen, die durch nichtlineare Kennlinien einer Schaltungskomponente (z. B. eines Leistungsverstärkers) in Abhängigkeit von der Eingangsamplitude verursacht wird. Wenn die Eingangsamplitude moduliert wird, kann sich die Phasenmodulation der Ausgabe nichtlinear verhalten und dann ein verstärktes Außerbandrauschen sowie einen Anstieg der Fehlervektorgröße (Error Vector Magnitude, EVM) verursachen.
  • Das offenbarte Leistungsverstärkersystem kann zum Beispiel so arbeiten, dass es die inhärenten Parasitärkapazitäten der Ausgangsstufe (passives Ausgangsnetz) des Leistungsverstärkers nutzt, um die gesamte Kapazitätsschwankung, die für die Phasenverzerrung verantwortlich ist, zu minimieren. Zum Beispiel kann ein Leistungsverstärker mit mehreren Einheiten-Leistungsverstärkerzellen Treibersignale gemäß einem Betriebsband von verarbeiteten Eingangssignalen empfangen, und ein passives Ausgangsnetz kann Signale von jeder Einheiten-Leistungsverstärkerzelle kombinieren, wobei die Leistung einer Antenne oder einem Antennenanschluss zugeführt und ferner eine AM/PM-Verzerrung durch Nutzung eines flachen Phasengangs einer Multiresonanzstruktur unterdrückt wird.
  • Die Einheiten-Leistungsverstärkerzellen können parallel mehrere kapazitive Einheiten aufweisen, die von dem passiven Ausgangsnetz absorbiert werden und Teil des passiven Ausgangsnetzes werden. Die Kondensatoren können als Teil der verschiedenen Einheiten-Leistungsverstärkerzellen für Kapazitäten durch verschiedene Transistoranschlüsse in diesen integriert sein. Zum Beispiel können diese Kondensatoren durch den Drain-, Source- und Gate-Anschluss von Transistoren jeder Einheiten-Leistungsverstärkerzelle gehen und in Reaktion auf den Verlauf des Leistungsverstärkers aufgeladen und entladen werden. Während des Leistungsreduzierungsmodus können bestimmte kapazitive Zellen mit einer Unterdrückungskomponente mit Transistoren manipuliert werden, die in vorbestimmten Betriebsmodi zur Aktivierung oder Deaktivierung arbeiten. Die erzeugten Parasitärkapazitäten können somit weiter auf eine solche Weise gesteuert werden, dass die AM/PM-Verzerrung am Ausgang des Leistungsverstärkers bei dem passiven Ausgangsnetz abgeschwächt wird, um ein Selbstunterdrückungsschema zur Unterdrückung von inhärenten Parasitärkapazitäten, die die Phasenverzerrung verursachen, zu implementieren.
  • Außerdem kann das passive Ausgangsnetz des Leistungsverstärkers als Multiresonanznetz an den Leistungsverstärker gekoppelt oder in diesen integriert werden, um eine Impedanzanpassung, eine Leistungskombination, eine Unterdrückung von geradzahligen Oberwellen und eine Umwandlung mit differentiellem Eingang und unsymmetrischem Ausgang über einen weiten Frequenzbereich (eine Oktave) mit einer Installationsfläche für einen einzelnen Transformator auszuführen. Zusätzliche Aspekte und Einzelheiten der Offenbarung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die Figuren näher beschrieben.
  • Mit Bezug auf 1 ist eine beispielhafte Kommunikations- oder Mobilvorrichtung 100 veranschaulicht, die einen Leistungsverstärker gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten umfasst. Die Kommunikationsvorrichtung 100 kann zum Beispiel eine mobile oder drahtlose Vorrichtung umfassen, und sie kann ferner einen digitalen Basisband-Prozessor 102, eine HF-Vorfeld-Einrichtung 104 und einen Antennenanschluss 108 zum Anschließen an eine Antenne 106 aufweisen. Die Vorrichtung 100 kann einen beispielhaften Leistungsverstärker 110 als Teil des digitalen Basisband-Prozessors 102 oder der HF-Vorfeld-Einrichtung 104 umfassen. Der digitale Basisband-Prozessor 102 oder die HF-Vorfeld-Einrichtung 104 können einen solchen Leistungsverstärker 110 oder mehrere Leistungsverstärker umfassen, die parallel arbeiten oder gekoppelt sind. Die HF-Vorfeld-Einrichtung 104 kann an den digitalen Basisband-Prozessor 102 und den Antennenanschluss 108 gekoppelt sein, der mit der Antenne 106 konfigurierbar ist.
  • Gemäß einem Aspekt kann der Leistungsverstärker 110 so arbeiten, dass ein Leistungssignal entlang eines Senderwegs für Übertragungen gemäß verschiedenen Betriebsbändern bereitgestellt wird. Der Leistungsverstärker 110 kann im Mehrband- oder Mehrfachmodus-Betrieb arbeiten, um gleichzeitig mehrere Kommunikationsstandards mit verschiedenen Betriebsbändern zu unterstützen. Schnell zunehmende Anforderungen bedeuten Herausforderungen, was die Entwicklung von künftigen Hochfrequenz-(HF)-Sendern, insbesondere Leistungsverstärkern angeht. Eine Lösung für einen Mehrband-Leistungsverstärker kann darin bestehen, mehrere Einband-PAs entweder in einem Chip oder auf einem Mehrfach-Chipmodul direkt zu montieren. Dies kann jedoch gegebenenfalls eine große Chip-/Modulfläche, höhere Kosten, eine dedizierte Antennenschnittstelle zu jedem Leistungsverstärker, gegebenenfalls die Notwendigkeit von Schaltern außerhalb des Chips oder eine komplizierte Konfektionierung bedeuten. Es können zusätzlich abstimmbare passive Netze genutzt werden, um eine Mehrband-Impedanzanpassung und eine Leistungskombinierung für HF-Leistungsverstärker zu erreichen. Diese Lösungen bedeuten jedoch den direkten Kompromiss zwischen einem passiven Verlust und dem Abstimmbereich sowie Probleme der Zuverlässigkeit. Um zumindest einige dieser Probleme anzugehen, kann der Leistungsverstärker 110 gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten oder Ausführungsformen eine stark lineare, polare Doppelband-Mischsignal-Leistungsverstärker-Architektur umfassen, die eine vollständig integrierte Ein-Chip-Lösung in einer Massen-CMOS-Technologie bietet.
  • In einem Beispiel kann der Leistungsverstärker 110 mehrere Leistungsverstärkerkomponenten oder Einheiten-Leistungsverstärkerzellen umfassen, die jeweils dafür ausgelegt sind, basierend auf Treibersignalen, die gemäß einem oder mehreren Betriebsbändern oder -frequenzen empfangen werden, das Leistungssignal entlang des Senderweges (z. B. des Weges zum Antennenanschluss 108) bereitzustellen. Der Leistungsverstärker 110 kann ferner in ein passives Ausgangsnetz integriert werden, das eine Anpassungsnetzkomponente sein kann. Diese Ausgangsstufe kann Leistungssignale kombinieren, die aus den verschiedenen Einheiten-Leistungsverstärkerzellen / -komponenten des Leistungsverstärkers 110 verarbeitet werden. Dieses passive Ausgangsnetz des Leistungsverstärkers 110 kann zum Beispiel ferner so arbeiten, dass es basierend auf oder in Abhängigkeit von dem Leistungsverstärker 110, der in einem Leistungsreduzierungsmodus oder einem Sättigungs-Leistungsmodus arbeitet, eine AM/PM-Verzerrung oder Phasenverzerrung an einem Ausgang unterdrücken kann. Als solches kann das passive Ausgangsnetz der Leistungsverstärkerkomponente 110 den flachen Phasengang über den weiten Frequenzbereich nutzen, um einen robusten Phasengang gegenüber der nichtlinearen Ausgangskapazitätsschwankung des Leistungsverstärkers zu erreichen. Zum Beispiel kann die Leistungsverstärkerkomponente 110 so arbeiten, dass sie eine Vorspannung irgendeiner Zahl der Einheiten-Leistungsverstärkerzellkomponenten des Leistungsverstärkers 110 einstellt, um eine gesamte Drain-Kapazitätsschwankung über einen vollständigen Betriebsleistungsbereich oder Betriebsfrequenzbereich zu minimieren. Als solches kann das passive Ausgangsnetz des Leistungsverstärkers 110 als Multiresonanznetz arbeiten, um eine Impedanzanpassung, ein Kombinieren der Leistung, eine Unterdrückung geradzahliger Oberwellen und eine Umwandlung mit differentiellem Eingang und unsymmetrischem Ausgang über einen weiten Frequenzbereich (eine Oktave) mit einer Installationsfläche für einen einzelnen Transformator auszuführen. Das passive Ausgangsnetz (Anpassungs-Resonanznetzkomponente) der Leistungsverstärkerkomponente 110 kann ferner einen flachen Phasengang über eine weite Bandbreite bereitstellen, so dass eine Änderung der Ausgangskapazität zu einer minimalen Signalphasenänderung führt. Somit kann der Leistungsverstärker 110 eine ausgezeichnete AM/PM-Leistung über eine weite Bandbreite erzeugen.
  • Mit Bezug auf 2 ist ein beispielhaftes Kommunikationssystem mit einem Leistungsverstärker (PA) 110' gemäß verschiedenen Aspekten oder Ausführungsformen veranschaulicht. Der PA 110' (z. B. ein CMOS-Leistungsverstärker oder ein anderer PA) kann eine Treiberstufenkomponente 202, (eine) Einheiten-PA-Zellkomponente(n) 204 und ein passives Ausgangsnetz oder ein Impedanzanpassungsnetz 206 zum Erzeugen eines Leistungssignals für Übertragungen umfassen, die an Mehrband- (z. B. Aufwärts- und Abwärts-Frequenzbetriebsbänder) und Mehrfachmodus-Operationen gleichzeitig mit verschiedenen Kommunikationsstandards (z. B. LTE, 3GPP usw.) beteiligt sind. Der PA 110' kann eine AM/PM-Selbstunterdrückung für Ausgangssignale erzeugen, die die inhärente PA-Ausgangsleistungsstufen-Parasitärkapazität ausnutzt, um die nichtlineare Kapazitätsschwankung auszugleichen. Das passive Ausgangsnetz 206 kann ferner als multiresonantes Anpassungsnetz mit flachem Phasengang arbeiten wird auch verwendet, um während des gesamten Betriebs des PA 110' über den Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus und einen Sättigungs-Betriebsmodus restliche AM/PM-Verzerrung zu minimieren. Zum Beispiel kann der PA 110' so arbeiten, dass er auf Grund der nichtlinearen Kapazität einer oder mehrerer Einheiten-PA-Zellen eine minimierte AM/PM-Verzerrung oder Phasenverzerrung erzeugt, zum Beispiel durch Abschwächung einer oder mehrerer Parasitärkapazitäten, die an einen oder mehrere Transistoren (z. B. M1-4 als PMOS, NMOS oder eine andere Transistorart) jeder aktivierten Einheiten-PA-Zelle 204 gekoppelt sind.
  • Die Treiberstufe 202 umfasst eine oder mehrere Treiberstufenkomponenten X1-X2n-1 entlang eines oder mehrerer einzelner oder differentieller Treiberwege zum Erzeugen von Treibersignalen zur Leistungsverstärkung am PA 110'. Die Treiberstufenkomponenten X1 - X2n-1 verarbeiten elektronische Signale (z. B. Hochfrequenz-(HF)-Spannungssignale, VRF -, VRF + oder dergleichen) und stellen den Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 ein reguliertes Treibersignal bereit. Die Treiberstufenkomponente(n) 202 kann jeweils einen oder mehrere Komparatoren oder Verstärker 208 und 210 aufweisen, die jeweils einem differentiellen Treiberweg zugeordnet sind. Die Treiberstufe 202 kann so arbeiten, dass sie die Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 reguliert oder steuert, indem sie Gates der Transistoren (z. B. M1 und M2) Vorspannungssignale oder Treibersignale bereitstellt und zum Beispiel den Gates der Dickoxidtransistoren M3 und M4 eine Vorspannung (Vbias) bereitstellt, und zwar gemäß verschiedenen Betriebsmodi (z. B. einem Sättigungsmodus, einem Leistungsreduzierungsmodus) und in Abhängigkeit von einem oder mehreren verschiedenen Betriebsbändern, die gemäß der Anwendung des PA 110' verarbeitet werden. Ein Treibersignal kann somit den Betrieb von anschließenden Stufen des PA 110' gemäß verschiedenen Kennlinien der Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 erhalten.
  • In einem Beispiel signalisieren die Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 Leistungs-/Treibersignale von den Treiberstufenkomponenten 202 zum Betreiben eines oder mehrerer Transistoren M3 und M4 in einem Leistungsreduzierungsmodus und einem Sättigungsmodus. Der Leistungsreduzierungsmodus kann sich hier auf eine Abnahme der Leistung, die an den Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 oder irgendeiner Gruppe von Transistoren, wie M3 und M4 zusammen, zugeführt oder diesen bereitgestellt wird, beziehen. Der Sättigungsmodus kann sich auf eine Zunahme der Leistung beziehen, wobei die PA-Komponenten (z. B. jede Einheiten-PA-Zellkomponente 204, die PA-Komponente 204, der Transistor M3 oder der Transistor M4) vollständig betriebsbereit oder strombetrieben sind, zum Beispiel oberhalb einer Einsatzspannung für die Dickoxidtransistoren M3 und M4 oder die Transistoren M1 und M4. Obwohl der PA 110' mit differentiellen Wegen veranschaulicht ist, kann auch ein einzelner Übertragungsweg in Betracht gezogen werden, wie es einem Fachmann mit durchschnittlichem Fachwissen klar sein wird.
  • Der PA 110' könnte in Folge von Änderungen der Amplitude sowie der Schwankung von verschiedenen Kapazitäten der Einheiten-PA-Zellkomponenten 204, wie den Kapazitäten Cgs, Cgd und Cdb, eine AM/PM-Verzerrung oder Phasenverzerrung erzeugen. Die Kondensatoren Cgs stellen eine Kapazität durch den Source-Anschluss und den Gate-Anschluss bereit, der Treibersignale zum Betreiben oder zur Stromversorgung der Transistoren M3 und M4 empfängt. Die Kondensatoren Cgd der Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 stellen eine Kapazität zwischen dem Gate-Anschluss und den Drain-Anschlüssen der Transistoren M3 und M4 bereit.
  • Die Transistoren M3 und M4 können Dickoxidtransistoren umfassen, die eine dickere Oxidschicht aufweisen als die Transistoren M1 und M2, die Dünnoxidtransistoren mit einer kleineren oder dünneren Oxidschicht umfassen. Für die Kaskode-Topologie des PA 110', wie in 2 veranschaulicht ist, können die Kondensatoren Cgd der Dickoxidtransistoren M3 und M4 die Hauptbeitragenden der AM/PM-Verzerrung des PA 110' sein, da die Kondensatoren Cgd in Bezug auf das Leistungs-/Spannungsschwankungsniveau stärker nichtlinear sein können und ferner direkt an dem passiven Ausgangsnetz 206 des PA 110' belastet werden. Diese nichtlineare Kapazitätsbelastung Cgd auf das passive Ausgangsnetz 206 des PA 110' kann die Resonanzfrequenz des passiven Ausgangsnetzes 206 des PA 110' verschieben (die Resonanzfrequenz kann normalerweise auf dem maximalen Leistungspegel abgestimmt werden), was zur Phasenverzerrung gemäß dem Ausgangsleistungspegel führt (wie bei der AM/PM-Verzerrung). Die Kapazität des Kondensators Cgd kann mit der Breite (W) und der Länge (L) der Transistorvorrichtung (z. B. M3, M4), der Gate-Drain-Überlappungskapazität pro Einheitsbreite (Cov) und der gesamten Gate-Kapazität (Cgg) in Beziehung gesetzt werden.
  • Eine Möglichkeit, die von der Leistungsverstärkerkomponente 110' erzeugte AM/PM-Phasenverzerrung anzugehen, besteht darin, die Phasenverzerrung der Einheiten-PA-Zellen 204 an den Treiberstufen 202 unter Verwendung einer Varaktor- oder Kondensatorbatterie basierend auf einer Nachschlagetabelle auszugleichen. Es könnte jedoch zusätzliche Speicher- und Prozessorleistung verbraucht werden, was die Kosten erhöht und die gesamte Leistungseffizienz verringert, was insbesondere für Breitband-modulierte Signale (>20MHz) gilt. Daher umfassen die Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 oder die Ausgangsleistungsstufe 204 eine selbstkompensierende Funktion (z. B. eine Unterdrückungskomponente) in Bezug auf die nichtlinearen Kapazitätsschwankungen, ohne zusätzliche Komponenten einzuführen: wenn die Leistung verringert wird, kann die Vorspannung der Einheiten-PA-Zellen 204, während sie sich in einem ausgeschalteten Zustand (Leistungsreduzierungsmodus) befinden, so eingestellt werden, dass sie die gesamte Drain-Kapazitätsschwankung minimieren.
  • In einer Ausführungsform werden, wenn die Spannungsschwankung am Drain-Knoten von M3 und M4 (die PA-Leistung) zunimmt, die Kaskode-Transistoren (M3 und M4) oder die Dickoxidtransistoren für eine längere Zeit im Trioden-Bereich oder -Betriebsmodus betrieben, wobei jeder Kondensator Cgd eine größere Kapazität (WxCov+WxLxCgg/2) aufweist als die Kapazitäten eines jeden Cgd, der in einem Sättigungsbereich (WxCov) oder -Betriebsmodus betrieben wird. Mit anderen Worten nimmt, wenn die Ausgangsleistung des PA 110' abnimmt (Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus), die wirksame Kapazität des PA 110' (Cdev) am Drain der Kaskode-Transistoren (M3 und M4) ab.
  • In einer Ausführungsform kann das Ausgangsleistungsnetz 204 die Phasenverzerrung für eine wirksame Kapazitätsverringerung im Leistungsreduzierungsmodus des PA 110' selbst, ohne zusätzliche Komponenten, kompensieren, indem es zum Beispiel die Parasitärkapazität Cds der Kaskode-Transistoren (M3 und M4) über die Unterdrückungskomponente 220, umfassend die Transistoren M1 und M2, nutzt. Anstatt die Phasenverzerrung des PA 110' an den Treiberstufen zu kompensieren, wie zum Beispiel durch Verwendung einer Varaktor- oder Kondensatorbatterie zusammen mit einer Nachschlagetabelle, können die Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 ihre eigenen Komponenten nutzen, um die Phasenverzerrung selbst zu kompensieren oder abzuschwächen. Die Unterdrückungskomponente nutzt eine inhärente Parasitärkapazität der Leistungsverstärkerkomponente 220, um eine nichtlineare Kapazitätsschwankung am Ausgang selbst zu kompensieren.
  • Zum Beispiel kann jede der Einheiten-PA-Zellen 204 entsprechende Einheiten-PA-Zellen Y1 - Y2n-1 aufweisen, die je nach Änderung in einem Einschalt- und einem Ausschalt-Modus arbeiten können. Als solche können während des Betriebs die Einheiten-PA-Zellen Y1 - Y2n-1 mit den Transistoren M3 und M4 zwischen einer Zunahme der Leistung während einer Einschaltphase oder eines Einschaltmodus und einer Ausschaltphase oder eines Ausschaltbetriebsmodus schwanken. Der Einschaltmodus kann zum Beispiel einen Sättigungsmodus umfassen, bei dem der PA und eine beliebige Zahl an Ausgangsleistungsnetzen Y1 - Y2n-1 der Ausgangsleistungsstufe 204 vollständig strombetrieben werden.
  • Zusätzlich kann die Ausschaltphase oder der Ausschaltmodus der Leistungsreduzierungsmodus sein, in dem die Leistung gesenkt wird oder das Ausgangsleistungsnetz der Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 ausgeschaltet wird. Einhergehend mit diesem Betrieb wird immer noch die Parasitärkapazität erzeugt, aber diese Parasitärkapazität betrifft nicht die Ausgabe, da die Kondensatoren Cds während des Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus wirksam schwebend sein können, da beide Dickoxidtransistoren M1 und M2 ausgeschaltet sind.
  • Die Unterdrückungskomponente 220 kann zum Beispiel die Transistoren M1 und M2 aufweisen. Die Unterdrückungskomponente 220 kann so arbeiten, dass sie eine Vorspannung der Transistoren M1, M2, M3 und M4 einstellt. Der Kondensator oder die kapazitive Einheit der Cds durch den Drain und die Source der Dickoxidtransistoren M3 und M4 jeder Einheiten-PA-Zellkomponente 204 vonY1-Y2n-1 werden manipuliert, um eine gesamte Kapazitätsschwankung im Leistungsreduzierungsmodus zu minimieren. Die Parasitärkapazität des PA 110' oder einer oder mehrerer Einheiten-PA-Zellen 204 kann ein nichtlineares Verhalten in Bezug auf einen Leistungspegel aufweisen, wobei die wirksame Parasitärkapazität abnimmt, während die Leistung abnimmt. Daher schwankt die Parasitärkapazität zwischen den verschiedenen Modi eines Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus und eines Sättigungs-Betriebsmodus. Das Vorspannungsschema zur Selbstunterdrückung oder Selbstkompensation, das von der Unterdrückungskomponente erzeugt wird, kann das nichtlineare Parasitärkapazitätsverhalten des PA 110' linearisieren. Die Unterdrückungskomponente 220 ermöglicht somit einen fortgesetzten Grundlinienbetrieb und minimiert eine gesamte Kapazitätsschwankung, um die Phasenverzerrung zu verringern, die auf Grund der Änderungen einer Parasitärkapazität zwischen den verschiedenen Modi des normalen Betriebs erzeugt werden. Zusätzliche Einzelheiten des Betriebs der Unterdrückungskomponente 220 sind nachstehend mit Bezug auf 3 veranschaulicht und beschrieben.
  • In einer anderen Ausführungsform kann das passive Ausgangsnetz 206 (als Impedanzanpassungsnetz) mit einem einzelnen Transformator implementiert werden. Der einzelne Transformator für das passive Ausgangsnetz 206 umfasst zwei Induktivitäten; und zwar einen für die Magnetisierungsinduktivität und den anderen für die Streuinduktivität, Parasitärkondensatoren, und absorbiert die Leistungsverstärker-Ausgangskondensatoren, um dem PA 110' eine reale Impedanztransformation oder einen flachen Phasengang entlang einer breiten Bandbreite bereitzustellen (z. B. etwa 2,4 GHz bis etwa 5,5 GHz oder ein anderes Breitband). Zum Beispiel kann das passive Ausgangsnetz 206 als Multiresonanznetz arbeiten, um eine Impedanzanpassung, ein Kombinieren der Leistung, eine Unterdrückung geradzahliger Oberwellen und eine Umwandlung mit differentiellem Eingang und unsymmetrischem Ausgang über einen weiten Frequenzbereich (eine Oktave) mit einer Installationsfläche für einen einzigen Transformator auszuführen. Das passive Ausgangsnetz 206 kann ferner über eine weite Bandbreite oder mindestens zwei verschiedene Betriebsfrequenzbänder (z. B. etwa 2 GHz und 5,5 GHz) einen flachen Phasengang erzeugen oder bereitstellen, so dass eine Änderung der Ausgangskapazität auf Grund der nichtlinearen Kapazität des Leistungsverstärkers zu einer minimalen Signalphasenänderung führt. Der flache Phasengang, der von dem passiven Ausgangsnetz 206 erzeugt wird, kann die AM/PM-Verzerrung wirksam unterdrücken. Dies führt zu einer ausgezeichneten AM/PM-Leistung im weiten Bandbreitenbereich.
  • Ein Vorteil des PA 110' besteht darin, dass er die inhärente Parasitärkapazität des PA-Transistors (z. B. M3 und M4) nutzt, um die nichtlinearen Kapazitätsschwankungen selbst zu kompensieren oder linearisieren, was ein hoch effizientes und kompaktes Schema in PA-Leistungsreduzierungs-Betriebsmodi von dem Leistungsreduzierungs- und dem Sättigungsmodus, oder bei einem Hin- und Herschalten zwischen diesen bereitstellt. Im Vergleich zu einem Mehrband-PA, der individuelle Ausgangsanpassungsnetze verwendet, nutzt die vorgeschlagene Mehrband-PA-Ausgangsstufe nur einen kompakten passiven Transformator als Anpassungsresonanz-Netzkomponente 206, der ein Kombinieren von paralleler Ausgangsleistung, eine Ausgangs-Impedanzanpassung, ein Unterdrücken geradzahliger Oberwellen und eine Umwandlung mit differentiellem Eingang und unsymmetrischem Ausgang über eine weite Bandbreite ohne verlustreiche abstimmbare passive Elemente oder Schalter bereitstellen kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass der PA 110' den Senderbereich um einen Faktor von 2x oder mehr erheblich verringern und die PA-Effizienz maximieren kann. Außerdem erreicht die vorgeschlagene Architektur des PA 110' zum Beispiel eine ausgezeichnete AM/PM-Kennlinie (< 3°), einen Leistungswirkungsgrad (Power Added Efficiency, PAE) von etwa 30 ~ 40 % mit einer Fehlervektorgröße (Error Vector Magnitude, EVM) von 2,05 % und einer Quadratur-Amplitudenmodulation QAM von 256 und kann den weiten Frequenzbereich (1:2-Bereich) mit einem ultrakompakten Bereich abdecken, wobei es sich bei den CMOS-PAs um die Leistung des Stands der Technik handelt.
  • Mit Bezug auf 3 ist ein zusätzliches Beispiel für eine Einheiten-PA-Zellkomponente 204 für einen PA gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten oder Ausführungsformen veranschaulicht. Ferner ist die hier besprochene PA-Komponente 204 oder der PA 110' nicht auf digitale PAs beschränkt und kann auch mit analogen PAs oder einer Kombination davon verwendet werden. Die beispielhaften Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 zeigen einen Betrieb der Ausgangsleistungsnetze Y1-Y2n-1 in zwei verschiedenen Leistungsstufen, die sich ändern oder während verschiedener Leistungspegel des Betriebs des PA 110 oder 200 abwechselnd arbeiten können.
  • In einer Ausführungsform können die Einheiten-PA-Zellkomponenten 204' so arbeiten, dass sie eine Selbstkompensation oder Selbstunterdrückung von Nichtlinearitäten erzeugen, die von den Parasitärkapazitäten erzeugt werden, die durch die verschiedenen Ein- und Ausschaltmodi (Leistungsreduzierungs- oder Sättigungsmodi) erzeugt werden. Zum Beispiel umfasst eine erste Leistungsstufe den (aktiven) Sättigungs-Betriebsmodus 302, wobei die Ausgangsleistungsnetze Y1 -Y2n-1 der Einheiten-PA-Zellkomponenten 204 mit voller oder kompletter Leistung oberhalb einer Einsatzspannung arbeiten, so dass die Transistoren M3 und M4 irgendeines der Netze Y1 -Y2n-1 betriebsbereit sind, und es wurde für den Stromfluss ein Kanal geschaffen. Dadurch kann Strom zwischen dem Drain und der Source fließen. Da die Drain-Spannung höher ist als die Source-Spannung, breitet sich der Elektronenfluss aus und die Leitung erfolgt nicht durch einen engen Kanal, sondern durch eine breitere, zwei- oder dreidimensionale Stromverteilung, die sich von der Schnittstelle weg und tiefer in das Substrat erstreckt.
  • Im Gegensatz dazu tritt ein Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus 304 auf, wenn die Leistung normal abnimmt und die Leistung reduziert wird, so dass die Transistoren M3 und M4 abgeschaltet werden oder sich in einem Modus unterhalb des Schwellenwerts befinden. Während der Strom zwischen Drain und Source idealerweise null sein sollte, wenn der Transistor als ausgeschalteter Schalter verwendet wird, kann ein Strom mit schwacher Inversion vorliegen, der manchmal als unterschwellige Ableitung bezeichnet wird. Die unterschwellige I-V-Kurve kann exponentiell von der Einsatzspannung abhängen, was eine starke Abhängigkeit von jeglicher Herstellervariante mit sich bringt, die die Einsatzspannung beeinträchtigt, zum Beispiel: Schwankungen der Oxiddicke, der Übergangstiefe oder Körperdotierung, die den Grad der Drain-induzierten Absenkung der Schwelle ändern. Die resultierende Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen bei der Herstellung kann die Optimierung der Ableitung und Leistung komplizieren.
  • Die Einheiten-PA-Zellen 204 können n-Bit binär gewichtete Leistungszellen mit einer differentiellen Kaskode-Verstärkertopologie umfassen. Ein digitaler PA-Schaltplan ist in 3 veranschaulicht und arbeitet so, dass die binär gewichteten Einheiten-Leistungsverstärkerzellen Y1 -Y2n-1 ein- bzw. ausgeschaltet werden, um die Amplitude zu steuern. Wenn zum Beispiel die Einheiten-PA-Zelle (Y1) im Sättigungs-/Leistungsmodus 302 eingeschaltet wird, können die Kaskode-Transistoren (M3 und M4) mit einer hohen Spannung (oberhalb einer Einsatzspannung oder einem Sättigungs-Leistungspegel) vorgespannt werden, und die Dünn-Gate-Transistoren (M1 und M2) können differentiell angetrieben werden (differentieller Impuls 306 und 308 durch die Treiberstufe 202 aus 2). Wenn die Einheiten-PA-Zelle (Y1) bei einer unterschwelligen Spannung oder im Leistungsreduzierungsmodus 304 ausgeschaltet wird, können die Kaskode-Transistoren (M3 und M4) auf einer niedrigen Spannung (unterhalb einer Einsatzspannung als LOW < VTH) vorgespannt werden. In Reaktion auf das Ausschalten der Dünn-Gate-Transistoren (M1 und M2) kann jedoch auch eine AM/PM-Verzerrung vorliegen.
  • In einer Ausführungsform arbeitet die Unterdrückungskomponente 220 so, dass sie die Cds der Kaskode-Transistoren (M3 und M4) berücksichtigt, wenn die Einheiten-PA-Zellen 204 ausgeschaltet werden (oder die Leistung im Leistungsreduzierungsmodus abnimmt). Während des Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus wird nur ein kleiner Abschnitt von Cds am Drain belastet, da die Dünn-Gate-Transistoren vollständig abgeschaltet sind und ein Anschluss des Cgd wirksam schwebend ist. Wenn die Leistungszelle ausgeschaltet wird oder sich im Leistungsreduzierungsmodus 304 befindet, können die Kaskode-Transistoren (M3 und M4) auf einer niedrigen Spannung unterhalb einer Einsatzspannung (<Vth) vorgespannt werden, so dass sie schwach leiten, während die Dünn-Gate-Transistoren (M1 und M2) als Unterdrückungskomponente 220 nun vollständig eingeschaltet oder vollständig strombetrieben sind. Somit belastet das Cds den Drain der Kaskode-Transistoren (M3 und M4) vollständig, so dass die Kapazität im ausgeschalteten Zustand erhöht werden kann. Die Kaskode-Transistoren (M3 und M4) sind somit immer noch im unterschwelligen Bereich (<Vth) vorgespannt, um eine Ableitung im ausgeschalteten Zustand 304 zu minimieren.
  • Folglich kann die Unterdrückungskomponente 220 für ein Selbstunterdrückungs- oder Kompensationsschema eine zusätzliche Kapazität bereitstellen, die die Kapazitätsverringerung der Cgd bei einer Leistungsreduzierung des PA kompensieren kann, und zwar ohne zusätzliche Steuerbits, wenn die Leistungszellen ausgeschaltet sind (wenn die PA-Leistung abnimmt und eine wirksame Kapazität Cdev abnimmt). Mit anderen Worten wird die gesamte Kapazitätsänderung, die zu AM/PM-Verzerrungen führt, verringert, und die Einheiten-PA-Zelle kompensiert oder unterdrückt Nichtlinearitäten durch Hinzufügen einer Parasitärkapazität durch Anschließen der Cds an Masse während der Ausschalt- oder der Leistungsreduzierungs-Betriebsphase. Dieses Kompensationsschema kann ohne Hinzufügen zusätzlicher Kondensatoren oder Kondensatorkomponenten ausgeführt werden.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt kann die Unterdrückungskomponente 220 eine Erkennungskomponente 310 und 312 umfassen, die einen Satz von Schaltern oder Invertern 312 und 314 aufweisen kann, die dafür ausgelegt sind, basierend auf einem Leistungspegel der ersten Vielzahl von Transistoren den Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus von dem Sättigungsleistungs-Betriebsmodus zu unterscheiden. Basierend auf einer Erkennung des Leistungspegels können die Inverter 312 oder 314 die Unterdrückungskomponente 220 so betreiben, dass sie das nichtlineare Verhalten der PA-Komponente 204' abschwächen, wobei die wirksame Parasitärkapazität abnimmt, wenn die Leistung abnimmt, und die Selbstkompensations-Vorspannungsoperationen die nichtlineare Parasitärkapazität der PA-Komponente 204' linearisieren.
  • Mit Bezug auf 4 ist ein beispielhaftes Ergebnis eines simulierten Selbstkompensationsschemas zusammen mit dem passiven Ausgangsnetz gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten veranschaulicht. Die Verhaltenskennlinien für die Kapazität des PA 110' ergeben sich aus dem Simulationsdiagramm 400. Die Kurve 402 zeigt das Differential zwischen der Gesamtkapazität des PA 110' während des Betriebs, während die Einheiten-PA-Zellen ausgeschaltet, niedrig oder leistungsreduziert sind, während die Übertragung mit Selbstunterdrückung oder ein Kompensationsschema über die Unterdrückungskomponente 220 verarbeitet wird. Die Kurve 404 zeigt das Differential zwischen der Gesamtkapazität des PA 110' während des Betriebs, während die Einheiten-PA-Zellen ausgeschaltet, niedrig oder leistungsreduziert sind, während die Übertragung ohne Selbstunterdrückung oder ein Kompensationsschema über die Unterdrückungskomponente 220 verarbeitet wird. Als solches veranschaulicht 4, dass die Schwankung der simulierten wirksamen Kapazität des PA 110' (Cdev) am Drain der Kaskode-Transistoren (M3 und M4) mit dem Selbstkompensationsschema mit den Unterdrückungskomponenten 220 auf etwa 0,4 pF verringert wird, während sich ohne das PA-Schema eine Schwankung um 1,31 pF bei einem Ausgangsleistungsbereich von 10 mW bis 640 mWm ergeben kann, was eine Source ist oder die AM/PM-Verzerrung verursacht. Daher wird durch das Verringern der gesamten Änderung der Kapazität über die Unterdrückungskomponente 220 die nichtlineare Kapazität selbst kompensiert, und die Änderung der Gesamtkapazität zwischen den Betriebsmodi wird im Wesentlichen um nahezu die Hälfte der Gesamtkapazität, die ansonsten im Leistungsreduzierungsmodus vorherrscht, gesenkt. Die AM/PM-Verzerrung kann ferner auf unter 3° minimiert werden, zum Beispiel über einen Frequenzbereich von 2,4 GHz bis 6 GHz, was die meisten handelsüblichen Standardbänder abdecken kann.
  • Mit Bezug auf 5 ist ein Beispiel für das passive Ausgangsnetz 206' gemäß verschiedenen Aspekten veranschaulicht, die zusammen mit 6 beschrieben werden, die eine Ausgangssimulation 600 mit Kurven veranschaulicht, die Wirkungen von Operationen des passiven Ausgangsnetzes 206' zeigt. Das passive Ausgangsnetz 206' kann als Resonanznetz mehrfacher Ordnung arbeiten, das einen flachen Phasengang bereitstellt, in dem die Steigung des Phasengangs innerhalb des weiten/breiten Frequenzbereichs etwa null beträgt (≈0).
  • Das passive Ausgangsnetz 206' kann mehrere Induktivitäten und Kondensatoren umfassen, die dafür ausgelegt sind, dem PA 110' oder den Einheiten-PA-Zellen Y1-Y2n-1 in Kombination über eine breite/weite Bandbreite eine reale Impedanz oder einen flachen Phasengang bereitzustellen. Der flache Phasengang ist als zweite Phase (2) der Simulation 600 veranschaulicht. Zum Beispiel kann das passive Ausgangsnetz 206' ein Resonanznetz zweiter Ordnung umfassen, das auf zwei (oder mehr) verschiedenen Frequenzen (z. B. 2 GHz und 5,8 GHz) in Resonanz treten kann. Auf Grund der dualen (oder Multi-) Resonanz des passiven Ausgangsnetzes 206' wird der flache Phasengang über den Frequenzbereich innerhalb zumindest der zwei Resonanzfrequenzen erreicht. Der flache Phasenbereich (2) aus 6 zeigt eine minimale Phasenschwankung in Bezug auf Lastkapazitätsschwankungen (Cdev) an. Als solche veranschaulichen die 5 und 6 das schematische Ergebnis und das Simulationsergebnis unseres vorgeschlagenen dualen Resonanznetzes (das z. B. bei 2 GHz und 5,8 GHz in Resonanz tritt), das deutlich den flachen Phasengang zwischen etwa 2 GHz und 5,8 GHz zeigt. Es können auch andere Bereiche in Betracht gezogen werden, wie es ein durchschnittlicher Fachmann auf dem Gebiet erkennen kann.
  • Die verschiedenen Induktivitäten Lpx(1-k2) und Lpxk2 des passiven Ausgangsnetzes 206' können als einzelner Transformator 500 für ein LC-Anpassungsnetz hoher Ordnung gebildet oder umgesetzt sein, das zum Beispiel einen robusten Phasengang oder einen flachen Phasengang auf den nichtlinearen Kapazitäten des PA 110' erzeugt. Die Induktivitäten und Kondensatoren des passiven Ausgangsnetzes können durch den einzelnen Transformator 500 realisiert werden, indem zum Beispiel die parasitären Komponenten eines physischen Transformators und die nichtlineare Parasitärkapazität der PA-Komponente 204 genutzt werden.
  • Der einzelne Transformator 500 kann ferner so arbeiten, dass er zum Beispiel effizient die Leistung von den Einheiten-PA-Zellen Y1 - Y2n-1 der PA-Komponente 204 aus 2 kombiniert. Als solche kann die Leistung zum Beispiel effizient einer Antenne 106 oder Last zugeführt werden, und eine AM/PM-Verzerrung kann durch das passive Ausgangsnetz 206' gleichzeitig unterdrückt werden. Da der PA 110' zum Beispiel verschiedene Kapazitäten auf verschiedenen Leistungspegeln bereitstellt, kann das passive Ausgangsnetz 206' des PA 110' so arbeiten, dass es den Phasengang des passiven Ausgangsnetzes gegenüber den Kapazitätsschwankungen robust macht, indem es den Multiresonanzbetrieb über ein weites Betriebsband nutzt.
  • Die Kurve 602 aus 6 kann einen imaginären Wert oder die kapazitive Kurve darstellen. Die Kurve 604 kann den realen Wert oder die induktive Kurve darstellen. Die Kurve 606 kann zum Beispiel die Phasengangkurve mit einem flachen Gang im Abschnitt (2) innerhalb eines weiten Bandfrequenz-Betriebsbereichs darstellen. Herkömmlicherweise kann weitgehend ein L-C-Resonanz-basiertes passives Ausgangsnetz erster Ordnung für einen Schmalband-Leistungsverstärker verwendet werden. Der Phasengang des Resonanznetzes erster Ordnung kann jedoch gegenüber der Lastkapazitätsschwankungen (Cdev) anfällig sein, da er die Resonanzfrequenz unmittelbar verschiebt, was zu einer ungewünschten Phasenverschiebung/-verzerrung führt. Die Steigung des Phasengangs würde somit auf Grund der Cdev-Schwankung von dem belasteten Q und der Phasenverzerrung abhängen und kann in diesem Fall direkt proportional zur Steigung des Phasengangs sein. Im Gegensatz dazu erzeugt das passive Ausgangsnetz 206' einen flachen Phasengang über einen Frequenzbereich innerhalb mindestens zwei Resonanzfrequenzen von verschiedenen Resonanzfrequenzen von Signalen von verschiedenen Betriebsbändern. Dadurch ergibt sich ein robuster Phasengang gegenüber der nichtlinearen Kapazitätsschwankung des PA 110'.
  • Auch wenn die in dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren hier als eine Reihe von Handlungen oder Ereignissen veranschaulicht und beschrieben werden, versteht es sich, dass die dargestellte Reihenfolge dieser Handlungen oder Ereignisse nicht in einschränkendem Sinne auszulegen ist. Einige Handlungen können beispielsweise in unterschiedlichen Reihenfolgen und/oder gleichzeitig mit anderen Handlungen oder Ereignissen neben denen eintreten, die in diesem Dokument veranschaulicht und/oder beschrieben werden. Darüber hinaus ist es möglich, dass nicht alle veranschaulichten Handlungen erforderlich sind, um eine(n) oder mehrere Aspekt(e) oder Ausführungsform(en) der in diesem Dokument enthaltenen Beschreibung zu implementieren. Weiterhin ist es möglich, dass eine oder mehrere der in diesem Dokument dargestellten Handlungen in einer oder mehreren gesonderten Handlungen und/oder Phasen ausgeführt werden kann oder können.
  • Mit Bezug auf 7 ist ein beispielhaftes Verfahren zur Nutzung einer PA-Schaltung mit einer AM/PM-Verzerrungskompensation über ein passives Ausgangsnetz für eine Kommunikationsvorrichtung (z. B. eine mobile Vorrichtung oder ein Benutzer-Equipment) veranschaulicht. Das Verfahren 700 beginnt bei 702 mit dem Bereitstellen von Leistungssignalen entlang eines Senderweges über einen Leistungsverstärker.
  • Bei 704 umfasst das Verfahren das Kombinieren der Leistungssignale über ein passives Ausgangsnetz und das Unterdrücken einer Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrung (AM/PM-Verzerrung) basierend darauf, ob der Leistungsverstärker in einem Leistungsreduzierungsmodus oder einem Sättigungs-Leistungsmodus arbeitet. Das Kombinieren der Leistungssignale über das passive Ausgangsnetz umfasst das Kombinieren der Leistungssignale von den Einheiten-Leistungsverstärkerzellen und das Bereitstellen einer optimalen Impedanz für den Leistungsverstärker mit einer breiten Bandbreite über einen einzelnen Transformator.
  • Das Verfahren kann ferner das Einstellen einer Vorspannung einer kapazitiven Einheit in einer Einheiten-Leistungsverstärkerzelle des Leistungsverstärkers aufweisen, um eine gesamte Kapazitätsschwankung im Leistungsreduzierungsmodus durch Nutzen einer inhärenten Parasitärkapazität der Leistungsverstärkerkomponente zum Selbstkompensieren einer nichtlinearen Kapazität am Ausgang zu minimieren.
  • Das Verfahren kann umfassen, dass das passive Ausgangsnetz 206 einen flachen Phasengang über einen Frequenzbereich innerhalb von mindestens zwei Resonanzfrequenzen der verschiedenen Resonanzfrequenzen des passiven Ausgangsnetzes erzeugt.
  • Das Bereitstellen des Leistungssignals entlang des Senderweges kann ferner das abwechselnde oder sequentielle Betreiben im Leistungsreduzierungsmodus und Sättigungs-Leistungsmodus, und im Leistungsreduzierungsmodus das Erhöhen einer Kapazität einer ersten Vielzahl von Transistoren an jeweiligen Drain-Anschlüssen umfassen, während die Kapazität (z. B. eine wirksame oder differentielle Kapazität) im Sättigungs-Leistungsmodus abnimmt. Eine zweite Vielzahl von Transistoren, die ein kleineres Gate als die erste Vielzahl von Transistoren haben, kann an den Drains der ersten Vielzahl von Transistoren angeordnet und an diese angeschlossen sein, während die erste Vielzahl von Transistoren in einem unterschwelligen Spannungsbereich arbeitet.
  • Um einen weiteren Kontext für verschiedene Aspekte des offenbarten Gegenstands zu bieten, veranschaulicht 8 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Zugangs-Equipment, eines Benutzer-Equipment (z. B. einer mobilen Vorrichtung, einer Kommunikationsvorrichtung, eines Persönlichen Digitalen Assistenten usw.) oder Software 800, die den Zugang zu einem Netz (z. B. Basisstation, drahtloser Zugangspunkt, Femtozellen-Zugangspunkt und so weiter) betrifft, die Merkmale oder Aspekte der offenbarten Aspekte ermöglichen und/oder nutzen können.
  • Das Benutzer-Equipment oder die Mobilfunkvorrichtung 800 können mit einem oder mehreren Aspekten der gemäß verschiedenen Aspekten hier beschriebenen Wandlersysteme oder -vorrichtungen genutzt werden. Die Mobilfunkvorrichtung 800 umfasst zum Beispiel einen digitalen Basisband-Prozessor 802, der an einen Datenspeicher 803 gekoppelt sein kann, eine Vorfeld-Einrichtung 804 (z. B. eine HF-Vorfeld-Einrichtung, eine akustische Vorfeld-Einrichtung oder dergleichen Vorfeld-Einrichtung) und mehrere Antennenanschlüsse 807 zum Anschluss an mehrere Antennen 8061 bis 806k (wobei k eine positive ganze Zahl ist). Die Antennen 8061 bis 806k können Signale von einer oder mehreren drahtlosen Vorrichtungen empfangen oder an diese senden, wie Zugangspunkte, Zugangsanschlüsse, drahtlose Anschlüsse, Router und so weiter, die innerhalb eines Funkzugangsnetzes oder eines anderen Kommunikationsnetzes arbeiten können, die über eine Netzvorrichtung (nicht gezeigt) erzeugt werden. Bei dem Benutzer-Equipment 800 kann es sich um eine Hochfrequenz-(HF)-Vorrichtung zur Kommunikation von HF-Signalen, eine akustische Vorrichtung zur Kommunikation von akustischen Signalen oder irgendeine andere Signalkommunikationsvorrichtung handeln, wie einen Computer, einen Persönlichen Digitalen Assistenten, ein Mobiltelefon oder ein Smartphone, einen Tablet-PC, ein Modem, ein Notebook, einen Router, einen Schalter, einen Zwischenverstärker, einen PC, eine Netzvorrichtung, eine Basisstation oder dergleichen Vorrichtung, die so arbeiten kann, dass sie mit einem Netz oder einer anderen Vorrichtung gemäß einem oder mehreren verschiedenen Kommunikationsprotokollen oder -standards kommuniziert.
  • Die Vorfeld-Einrichtung 804 kann eine Kommunikationsplattform aufweisen, die elektronische Komponenten und zugehörige Schaltungen umfasst, die für die Verarbeitung, Manipulation oder Formung der empfangenen oder gesendeten Signale über einen oder mehrere Empfänger oder Sender 808, eine Mux-/Demux-Komponente 812 und eine Mod-/Demod-Komponente 814 sorgt. Die Vorfeld-Einrichtung 804 ist zum Beispiel an den digitalen Basisband-Prozessor 802 und den Satz von Antennenanschlüssen 807 gekoppelt, wobei der Satz von Antennen 8061 bis 806k Teil der Vorfeld-Einrichtung sein kann. Gemäß einem Aspekt kann die Mobilfunkvorrichtung 800 eine PA-Komponente / ein PA-System 810 gemäß hier beschriebenen Ausführungsformen/Aspekte umfassen.
  • Die Benutzer-Equipment-Vorrichtung 800 kann auch einen Prozessor 802 oder einen Kontroller aufweisen, die so arbeiten können, dass sie eine oder mehrere Komponenten der Mobilvorrichtung 800 bereitstellen oder steuern. Zum Beispiel kann der Prozessor 802 zumindest teilweise im Wesentlichen jeglicher elektronischer Komponente innerhalb der Mobilfunkvorrichtung 800 gemäß Aspekten der Offenbarung eine Funktionalität verleihen. Als Beispiel kann der Prozessor dafür ausgelegt sein, zumindest teilweise ausführbare Anweisungen auszuführen, die verschiedene Modi oder Komponenten der PA-Komponente / des PA-Systems 810 steuern (z. B. des Systems 110, 200, 110, 110' oder 204).
  • Der Prozessor 802 kann so arbeiten, dass er es der Mobilfunkvorrichtung 800 ermöglicht, Daten (z. B. Symbole, Bits oder Chips) zum Multiplexieren/Demultiplexieren mit der Mux-/Demux-Komponente 812 oder zur Modulation/Demodulation über die Mod-/Demod-Komponente 814 zu verarbeiten, wie das Implementieren von direkten und inversen schnellen Fouriertransformierten, das Auswählen von Modulationsraten, das Auswählen von Datenpaketformaten, Zeiten zwischen den Paketen usw. Der Speicher 803 kann Datenstrukturen (z. B. Metadaten), Codestruktur(en) (z. B. Module, Objekte, Klassen, Prozeduren oder dergleichen) oder Anweisungen, Netz- oder Vorrichtungsinformationen, wie Systemrichtlinien und Spezifikationen, Anhangprotokolle, Codesequenzen zum Verscrambeln, Verbreiten und zur Pilotübertragung (z. B. Referenzsignalübertragung), Frequenzumsetzungen, Zell-IDs und andere Daten zum Erkennen und Identifizieren von verschiedenen Kennlinien, die HF-Eingangssignale, eine Leistungsausgabe oder andere Signalkomponenten während der Leistungserzeugung betreffen, speichern.
  • Der Prozessor 802 ist funktionell und/oder kommunikativ (z. B. über einen Speicherbus) an den Speicher 803 gekoppelt, um Informationen zu speichern oder abzurufen, die notwendig sind, um der Kommunikationsplattform oder der Vorfeld-Einrichtung 804, der PA-Komponente / dem PA-System 810 und im Wesentlichen allen anderen betrieblichen Aspekten, die hier beschrieben sind, zumindest teilweise eine Funktionalität zu verleihen und diese zu betreiben.
  • Hier angegebene Beispiele können Gegenstände umfassen wie ein Verfahren, Mittel zum Ausführen von Handlungen oder Blöcken des Verfahrens, mindestens ein maschinenlesbares Medium einschließlich Anweisungen, die, wenn sie von einer Maschine (z. B. einem Prozessor mit einem Speicher oder dergleichen) ausgeführt werden, die Maschine veranlassen, Handlungen des Verfahrens oder einer Einrichtung oder eines Systems zur gleichzeitigen Kommunikation unter Verwendung von mehreren Kommunikationstechnologien gemäß hier beschriebenen Ausführungsformen und Beispielen auszuführen.
  • Beispiel 1 ist ein Kommunikationssystem, umfassend: einen Leistungsverstärker, der mehrere Einheiten-Leistungsverstärkerzellen umfasst, die dafür ausgelegt sind, ein Leistungssignal entlang eines Senderweges bereitzustellen; und eine passive Ausgangsnetzkomponente, die dafür ausgelegt ist, Leistungssignale von den mehreren Einheiten-Leistungsverstärkerzellen zu kombinieren und eine Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrung (AM/PM-Verzerrung) zu unterdrücken.
  • Beispiel 2 umfasst den Gegenstand aus Beispiel 1, ferner umfassend: eine Erkennungskomponente, die dafür ausgelegt ist, basierend auf einem Leistungspegel des Ausgangs einen Leistungsreduzierungsmodus von einem Sättigungs-Leistungsmodus zu unterscheiden.
  • Beispiel 3 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-2, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: eine Unterdrückungskomponente, die dafür ausgelegt ist, eine Vorspannung einer Einheiten-Leistungsverstärkerzelle des Leistungsverstärkers einzustellen, um eine Gesamtkapazitätsschwankung in einem vollständigen Betriebsleistungsbereich zu minimieren.
  • Beispiel 4 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-3, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die Unterdrückungskomponente ferner dafür ausgelegt ist, eine inhärente Parasitärkapazität des Leistungsverstärkers zu nutzen, um eine nichtlineare Kapazitätsschwankung am Ausgang selbst zu kompensieren.
  • Beispiel 5 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-4, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die passive Ausgangsnetzkomponente ein Anpassungsnetz umfasst, das dafür ausgelegt ist, eine Ausgangs-Impedanzanpassungsoperation mit einem einzelnen Transformator unter Verwendung von parasitären Komponenten des einzelnen Transformators zu erzeugen, um eine Breitband-Impedanztransformation zu erzeugen und die AM/PM-Verzerrung zu unterdrücken.
  • Beispiel 6 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-5, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die passive Ausgangsnetzkomponente mehrere Kondensatoren und eine Induktivität umfasst, die dafür ausgelegt ist, dem Leistungsverstärker entlang einer breiten Bandbreite eine reale Impedanz mit einem flachen Phasengang bereitzustellen, um die AM/PM-Verzerrung zu unterdrücken.
  • Beispiel 7 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-6, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die mehreren Kondensatoren und die Induktivität der passiven Ausgangsnetzkomponente durch einen einzelnen Transformator unter Nutzung von parasitären Komponenten des einzelnen Transformators und einer nichtlinearen Parasitärkapazität des Leistungsverstärkers verwirklicht sind.
  • Beispiel 8 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 1-7, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei das Anpassungsnetz ferner dafür ausgelegt ist, einen flachen Phasengang über einen Frequenzbereich innerhalb von mindestens zwei Resonanzfrequenzen von verschiedenen Resonanzfrequenzen des Anpassungsnetzes zu erzeugen, wobei das Anpassungsnetz einen robusten Phasengang gegenüber einer nichtlinearen Kapazitätsschwankung des Leistungsverstärkers umfasst.
  • Beispiel 9 ist eine Mobilfunkvorrichtung, umfassend: einen Leistungsverstärker, der mehrere Einheiten-Leistungsverstärkerzellen umfasst, die dafür ausgelegt sind, einem Signalverarbeitungsweg ein Leistungssignal bereitzustellen, umfassend eine Ausgangsleistungsstufe; und ein passives Ausgangsnetz der Ausgangsleistungsstufe, das dafür ausgelegt ist, das Leistungssignal zu kombinieren und eine Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrung (AM/PM-Verzerrung) in einem Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus von einem Sättigungsleistungs-Betriebsmodus zu unterdrücken.
  • Beispiel 10 umfasst den Gegenstand aus Beispiel 9, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die mehreren Einheiten-Leistungsverstärkerzellen dem passiven Ausgangsnetz Leistungssignale für eine gewünschte Leistung bereitstellen, wobei der Leistungsverstärker eine Parasitärkapazität umfasst, die ein nichtlineares Verhalten in Bezug auf einen Leistungspegel aufweist, wobei die Parasitärkapazität abnimmt, wenn die Leistung abnimmt, und eine Unterdrückungskomponente dafür ausgelegt ist, ein Selbstkompensations-Vorspannungsschema bereitzustellen, das die Parasitärkapazität des Leistungsverstärkers linearisiert.
  • Beispiel 11 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-10, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: eine Unterdrückungskomponente, die dafür ausgelegt ist, eine Vorspannung einer kapazitiven Einheit in einer Einheiten-Leistungsverstärkerzelle der mehreren Einheiten-Leistungsverstärkerzellen einzustellen, um ein nichtlineares Verhalten einer Parasitärkapazität der Einheiten-Leistungsverstärkerzelle zu linearisieren.
  • Beispiel 12 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-11, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die Unterdrückungskomponente ferner dafür ausgelegt ist, eine wirksame Kapazitätsverringerung im Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus des Leistungsverstärkers unter Verwendung einer Parasitärkapazität einer ersten Vielzahl von Transistoren über eine zweite Vielzahl von Transistoren, die an Drain-Anschlüsse der ersten Vielzahl von Transistoren gekoppelt sind, zu kompensieren.
  • Beispiel 13 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-12, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei in einem Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus eine erste Vielzahl von Transistoren des Leistungsverstärkers dafür ausgelegt ist, eine niedrigere Spannung zu umfassen, und die erste Vielzahl von Transistoren im Sättigungsleistungs-Betriebsmodus eine Sättigungsspannung umfasst.
  • Beispiel 14 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-13, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: eine Unterdrückungskomponente, die eine zweite Vielzahl von Transistoren umfasst, die an die erste Vielzahl von Transistoren gekoppelt ist, die dafür ausgelegt ist, in dem Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus vollständig mit Strom versorgt zu werden; und eine Erkennungskomponente, umfassend einen Satz von Schaltern, die dafür ausgelegt ist, basierend auf einem Leistungspegel der ersten Vielzahl von Transistoren den Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus von dem Sättigungsleistungs-Betriebsmodus zu unterscheiden.
  • Beispiel 15 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-14, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die Unterdrückungskomponente dafür ausgelegt ist, die erste Vielzahl von Transistoren der Ausgangsleistungsstufe vorzuspannen, während sie während des Leistungsreduzierungs-Betriebsmodus unterhalb einer Betriebsspannungsschwelle arbeitet.
  • Beispiel 16 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-15, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei die passive Ausgangsnetzkomponente ein Anpassungsnetz umfasst, das dafür ausgelegt ist, eine Ausgangs-Impedanzanpassungsoperation mit einem einzelnen Transformator unter Verwendung von parasitären Komponenten des einzelnen Transformators zu erzeugen, um eine Breitband-Impedanztransformation zu erzeugen und die AM/PM-Verzerrung zu unterdrücken.
  • Beispiel 17 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-16, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei das Anpassungsnetz ferner dafür ausgelegt ist, mit verschiedenen Resonanzfrequenzen in Resonanz zu treten und einen flachen Phasengang über einen Frequenzbereich innerhalb von mindestens zwei Resonanzfrequenzen der verschiedenen Resonanzfrequenzen zu erzeugen.
  • Beispiel 18 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 9-17, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei der Leistungsverstärker die mehreren Einheiten-Leistungsverstärkerzellen umfasst, die dafür ausgelegt sind, gemäß verschiedenen Betriebsbändern ein Leistungssignal entlang des Signalverarbeitungsweges bereitzustellen.
  • Beispiel 19 ist ein Verfahren für ein Kommunikationssystem, umfassend: das Bereitstellen von Leistungssignalen entlang eines Senderweges über einen Leistungsverstärker; und das Kombinieren der Leistungssignale über ein passives Ausgangsnetz, und das Unterdrücken einer Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrung (AM/PM-Verzerrung) basierend darauf, ob der Leistungsverstärker in einem Leistungsreduzierungsmodus oder einem Sättigungs-Leistungsmodus arbeitet.
  • Beispiel 20 umfasst den Gegenstand aus Beispiel 19, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: das Einstellen einer Vorspannung einer kapazitiven Einheit in einer Einheiten-Leistungsverstärkerzelle des Leistungsverstärkers, um eine gesamte Kapazitätsschwankung im Leistungsreduzierungsmodus durch Nutzen einer inhärenten Parasitärkapazität der Leistungsverstärkerkomponente zum Selbstkompensieren einer nichtlinearen Kapazitätsschwankung am Ausgang zu minimieren.
  • Beispiel 21 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 19-20, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei das Kombinieren der Leistungssignale über das passive Ausgangsnetz das Kombinieren der Leistungssignale von den Einheiten-Leistungsverstärkerzellen und das Bereitstellen einer optimalen Impedanz für den Leistungsverstärker mit einer breiten Bandbreite über einen einzelnen Transformator umfasst.
  • Beispiel 22 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 19-21, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: das Erzeugen eines flachen Phasengangs über einen Frequenzbereich innerhalb von mindestens zwei Resonanzfrequenzen der verschiedenen Resonanzfrequenzen des passiven Ausgangsnetzes.
  • Beispiel 23 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 19-22, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, wobei das Bereitstellen des Leistungssignals entlang des Senderweges das abwechselnde Betreiben im Leistungsreduzierungsmodus und im Sättigungs-Leistungsmodus, und im Leistungsreduzierungsmodus das Erhöhen einer Kapazität einer ersten Vielzahl von Transistoren an jeweiligen Drain-Anschlüssen und das Verringern der Kapazität im Sättigungs-Leistungsmodus umfasst.
  • Beispiel 24 umfasst den Gegenstand aus einem der Beispiele 19-23, wobei beliebige Elemente eingeschlossen oder weggelassen sind, ferner umfassend: das Versorgen einer zweiten Vielzahl von Transistoren mit Strom, die ein kleineres Gate als die erste Vielzahl von Transistoren haben und an die Drains der ersten Vielzahl von Transistoren gekoppelt sind, während die erste Vielzahl von Transistoren in einem unterschwelligen Spannungsbereich arbeitet.
  • Die vorstehende Beschreibung dargestellter Ausführungsformen des offenbarten Gegenstands, einschließlich des Inhalts der Zusammenfassung, ist nicht erschöpfend und nicht dazu bestimmt, die offenbarten Ausführungsformen auf die genauen offenbarten Formen zu beschränken. Auch wenn hier zur Veranschaulichung spezifische Ausführungsformen und Beispiele beschrieben werden, sind verschiedene Modifikationen möglich, die als in den Schutzbereich solcher Ausführungsformen und Beispiele fallend betrachtet werden, was Fachleute auf diesem Gebiet der Technik erkennen können.
  • In dieser Hinsicht versteht es sich, auch wenn der offenbarte Gegenstand in Verbindung mit verschiedenen Ausführungsformen und entsprechenden Figuren beschrieben worden ist, dass, sofern anwendbar, andere ähnliche Ausführungsformen verwendet werden können oder Modifikationen und Ergänzungen an den beschriebenen Ausführungsformen vorgenommen werden können, um dieselbe, eine ähnliche, eine alternative oder eine ersetzende Funktion des offenbarten Gegenstands auszuführen, ohne davon abzuweichen. Daher sollte der offenbarte Gegenstand nicht auf eine einzelne hier beschriebene Ausführungsform beschränkt werden, sondern vielmehr hinsichtlich Breite und Umfang gemäß den nachstehend beigefügten Patentansprüchen ausgelegt werden.
  • Insbesondere im Hinblick auf die verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Geräte, Schaltkreise, Systeme usw.) erfüllt werden, sollen die zur Beschreibung dieser Komponenten verwendeten Begriffe (einschließlich der Bezugnahme auf „Mittel“), soweit nicht anders angegeben, jeder Komponente oder Struktur entsprechen, welche die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente erfüllt (die z. B. funktional gleichwertig ist), auch wenn sie strukturell der offenbarten Struktur, welche die Funktion in den hier veranschaulichten beispielhaften Implementierungen der Erfindung erfüllt, nicht gleichwertig ist. Darüber hinaus gilt, dass - wenn möglicherweise ein besonderes Merkmal in Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde - dieses Merkmal mit einem oder mehreren anderen Merkmal(en) der anderen Implementierungen kombiniert werden kann, wie dies gewünscht wird und gegebenenfalls vorteilhaft für irgendeine oder eine bestimmte Anwendung ist.

Claims (16)

  1. Ein Leistungsverstärker einer mobilen Vorrichtung (100, 800) zum Verstärken von Radiofrequenzsignalen, umfassend: eine Mehrzahl von n-bit binär gewichteten Einheitsleistungsverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1), die mit einem passiven Ausgangsnetz (206) gekoppelt sind, wobei zumindest eine n-bit binär gewichtete Einheitsleistungsverstärkerzelle ein erstes Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) und ein zweites Paar von Transistoren (M1, M2) umfasst; und das passive Ausgangsnetz (206), wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) dünne Transistoren umfasst und das Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) dicke Transistoren umfasst, die ein größeres Gate aufweisen als die dünnen Transistoren.
  2. Der Leistungsverstärker gemäß Anspruch 1, wobei das erste Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) jeweils mit Drain-Anschlüssen des zweiten Paares von Transistoren (M1, M2) verbunden ist.
  3. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei das passive Ausgangsnetz zumindest zwei Induktivitäten aufweist.
  4. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei das passive Ausgangsnetz (206) einen Transformator (500) und eine Mehrzahl von kapazitiven Einheiten (Cdev), die parallel miteinander gekoppelt sind, umfasst.
  5. Der Leistungsverstärker gemäß Anspruch 4, wobei der Transformator (500) des passiven Ausgangsnetzes einen einzelnen Transformator umfasst, der direkt mit der Mehrzahl von n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1) verbunden ist.
  6. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend: einen Satz von Schaltern oder Invertern (312, 314), die mit dem zweiten Paar von Transistoren (M1, M2) gekoppelt sind, und die ausgebildet sind zum selektiven Aktivieren eines Leistungspegels des zweiten Paares von Transistoren (M1, M2).
  7. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei das passive Ausgangsnetz (206) ausgebildet ist zum Ermöglichen eines Dual-Band-Betriebs als ein multi-resonantes Anpassungsnetz, um eine Antwort für zwei unterschiedliche Betriebsfrequenzbänder der mobilen Vorrichtung zu ermöglichen basierend auf einem einzelnen Transformator, der direkt mit der Mehrzahl von n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1) parallel geschaltet ist.
  8. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, der ferner ausgebildet ist zum Einschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) über eine Einsatzspannung.
  9. Der Leistungsverstärker gemäß einem der vorherigen Ansprüche, der ferner ausgebildet ist zum Abschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) unter eine Einsatzspannung.
  10. Ein Leistungsverstärkersystem einer mobilen Vorrichtung (100, 800) zum Verstärken von Radiofrequenzsignalen, umfassend: eine Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1), die mit einem passiven Ausgangsnetz (206) gekoppelt sind und die ein erstes Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) und ein zweites Paar von Transistoren (M1, M2) umfassen,; das passive Ausgangsnetz, das einen einzelnen Transformator (500) umfasst, der mit der Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen (204, Y1- Y2n-1) verbunden ist, wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) dünne Transistoren umfasst und das Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) dicke Transistoren umfasst, die ein größeres Gate aufweisen als die dünnen Transistoren.
  11. Das Leistungsverstärkersystem gemäß Anspruch 10, wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) jeweils mit Source-Anschlüssen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) verbunden ist.
  12. Das Leistungsverstärkersystem gemäß einem der Ansprüche 10-11, wobei das passive Ausgangsnetz zwei Induktivitäten aufweist, die den Transformator bilden.
  13. Das Leistungsverstärkersystem gemäß einem der Ansprüche 10-12, wobei der Transformator mit der Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen parallel gekoppelt ist.
  14. Das Leistungsverstärkersystem gemäß einem der Ansprüche 10-13, ferner umfassend: einen Satz von Schaltern (312, 314), die mit der Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen verbunden sind und die ausgebildet sind zum Aktivieren eines Spannungseingangs in zumindest eines von: dem zweiten Paar von Transistoren (M1, M2) und dem ersten Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4).
  15. Ein Verfahren für eine mobile Vorrichtung (100, 800) umfassend: Bereitstellen von Leistungssignalen durch ein erstes Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) die jeweils mit einem zweiten Paar von Transistoren (M1, M2), gekoppelt sind, über eine Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen (204, Y1-Y2n-1), die mit einem passiven Ausgangsnetz (206) gekoppelt sind, wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) dünne Transistoren umfasst und das Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) dicke Transistoren umfasst, die ein größeres Gate aufweisen als die dünnen Transistoren.; und zumindest eines von: - Einschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) über eine Einsatzspannung, und - Abschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) unter eine Einsatzspannung.
  16. Ein System für eine mobile Vorrichtung, umfassend: Mittel zum Bereitstellen von Leistungssignalen durch ein erstes Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4), die jeweils mit einem zweiten Paar von Transistoren (M1, M2) gekoppelt sind, über eine Mehrzahl von Differenzverstärkerzellen, die mit einem passiven Ausgangsnetz gekoppelt sind, wobei das zweite Paar von Transistoren (M1, M2) dünne Transistoren umfasst und das Paar von Kaskode-Transistoren (M3, M4) dicke Transistoren umfasst, die ein größeres Gate aufweisen als die dünnen Transistoren.; und Mittel für zumindest eines von: - Einschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) über eine Einsatzspannung, und - Abschalten einer n-bit binär gewichteten Differenzverstärkerzelle durch Vorspannen des ersten Paares von Kaskode-Transistoren (M3, M4) unter eine Einsatzspannung.
DE112017002275.4T 2016-03-11 2017-01-24 Ultrakompakter mehrbandsender mit robusten techniken zur selbstunterdrückung der am/pm-verzerrung Active DE112017002275B3 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/068,179 2016-03-11
US15/068,179 US9887673B2 (en) 2016-03-11 2016-03-11 Ultra compact multi-band transmitter with robust AM-PM distortion self-suppression techniques

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112017002275B3 true DE112017002275B3 (de) 2020-12-17

Family

ID=58016821

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112017002275.4T Active DE112017002275B3 (de) 2016-03-11 2017-01-24 Ultrakompakter mehrbandsender mit robusten techniken zur selbstunterdrückung der am/pm-verzerrung
DE112017001276.7T Pending DE112017001276T5 (de) 2016-03-11 2017-01-24 Ultrakompakter Mehrbandsender mit robusten Techniken zur Selbstunterdrückung der AM/PM-Verzerrung

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112017001276.7T Pending DE112017001276T5 (de) 2016-03-11 2017-01-24 Ultrakompakter Mehrbandsender mit robusten Techniken zur Selbstunterdrückung der AM/PM-Verzerrung

Country Status (7)

Country Link
US (5) US9887673B2 (de)
EP (1) EP3427380A1 (de)
JP (4) JP2019510392A (de)
KR (3) KR20180115273A (de)
CN (3) CN108781059B (de)
DE (2) DE112017002275B3 (de)
WO (1) WO2017155617A1 (de)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9887673B2 (en) * 2016-03-11 2018-02-06 Intel Corporation Ultra compact multi-band transmitter with robust AM-PM distortion self-suppression techniques
TWI619354B (zh) * 2017-01-26 2018-03-21 瑞昱半導體股份有限公司 射頻收發裝置及其射頻發射機
CN109274441B (zh) * 2018-11-06 2021-08-24 维沃移动通信有限公司 一种调谐方法及终端设备
EP3672074B1 (de) * 2018-12-18 2023-11-01 NXP USA, Inc. Konfigurierbarer schaltleistungsverstärker für effiziente hohe/niedrige ausgangsleistung
JP2021034947A (ja) * 2019-08-28 2021-03-01 株式会社村田製作所 高周波回路、通信装置、及び高周波回路の設計方法
CN111934629B (zh) * 2020-07-24 2021-06-11 成都天锐星通科技有限公司 一种宽带高线性度功率放大器
US11811438B2 (en) * 2020-08-21 2023-11-07 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods for magnitude and phase trimming
US11855672B2 (en) * 2022-02-16 2023-12-26 Motorola Solutions, Inc. Dynamic RFPA operating modes for a converged communication device

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110260797A1 (en) * 2010-04-23 2011-10-27 Samsung Electro-Mechanics Company Systems and methods for a discrete resizing of power devices with concurrent power combining structure for radio frequency power amplifier
US20150048887A1 (en) * 2012-04-09 2015-02-19 Mitsubishi Electric Corporation Amplifier circuit

Family Cites Families (74)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS52101345U (de) * 1976-01-29 1977-08-01
US5570065A (en) * 1994-08-26 1996-10-29 Motorola, Inc. Active bias for radio frequency power amplifier
KR970063903A (ko) * 1996-02-15 1997-09-12 모리시다 요이치 연산증폭기
US5990739A (en) * 1998-01-22 1999-11-23 Lam; Peter Ar-Fu Analog signal amplifier
JP3585822B2 (ja) * 2000-09-28 2004-11-04 株式会社東芝 可変利得増幅器を用いた無線通信装置
US6359512B1 (en) * 2001-01-18 2002-03-19 Texas Instruments Incorporated Slew rate boost circuitry and method
US7512386B2 (en) * 2003-08-29 2009-03-31 Nokia Corporation Method and apparatus providing integrated load matching using adaptive power amplifier compensation
JP2005341447A (ja) * 2004-05-31 2005-12-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
US7183812B2 (en) * 2005-03-23 2007-02-27 Analog Devices, Inc. Stable systems for comparing and converting signals
US7276993B2 (en) 2005-05-31 2007-10-02 Agile Rf, Inc. Analog phase shifter using cascaded voltage tunable capacitor
JP2007135097A (ja) * 2005-11-11 2007-05-31 Renesas Technology Corp 高出力増幅器
EP1796203B1 (de) * 2005-12-12 2008-03-19 Alcatel Lucent Frequenzschalter für Multiband-Leistungsverstärkeranwendungen und Multiband/Multistandard-Leistungsverstärkermodul
US7368993B2 (en) * 2006-02-10 2008-05-06 Mediatek Inc. Transconductance circuit with improved linearity
US7348855B2 (en) * 2006-03-30 2008-03-25 Texas Instruments Incorporated Bias circuitry for cascode transistor circuit
JP4670741B2 (ja) * 2006-06-07 2011-04-13 株式会社村田製作所 電力増幅装置
US7977752B2 (en) * 2006-06-26 2011-07-12 Advanced Lcd Technologies Development Center Co., Ltd. Thin-film semiconductor device, lateral bipolar thin-film transistor, hybrid thin-film transistor, MOS thin-film transistor, and method of fabricating thin-film transistor
US7902875B2 (en) * 2006-11-03 2011-03-08 Micron Technology, Inc. Output slew rate control
CN101395803B (zh) 2007-01-10 2011-06-15 松下电器产业株式会社 电流开关电路和使用该电路的d/a转换器、半导体集成电路及通信设备
US7639081B2 (en) * 2007-02-06 2009-12-29 Texas Instuments Incorporated Biasing scheme for low-voltage MOS cascode current mirrors
US20080280578A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Seiko Epson Corporation Receiver circuit and amplifier circuit
JP5045294B2 (ja) * 2007-07-30 2012-10-10 富士通セミコンダクター株式会社 カスコードカレントミラー回路を有する内部電源回路
US7960997B2 (en) * 2007-08-08 2011-06-14 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode current sensor for discrete power semiconductor devices
JP2009094571A (ja) * 2007-10-03 2009-04-30 Toshiba Corp 半導体集積回路
JP4195500B1 (ja) * 2008-01-22 2008-12-10 有限会社リニアセル・デザイン スイッチトキャパシタ増幅回路
WO2009139703A1 (en) 2008-05-15 2009-11-19 Ge Healthcare Bio-Sciences Ab Method for cell expansion
US7924079B2 (en) * 2008-09-12 2011-04-12 Siemens Medical Solutions Usa, Inc. Baseline restore based on diode star configuration and transformer coupling
US20100066430A1 (en) * 2008-09-12 2010-03-18 Infineon Technologies Ag Controlling a Flicker Noise Characteristic Based on a Dielectric Thickness
US8022772B2 (en) 2009-03-19 2011-09-20 Qualcomm Incorporated Cascode amplifier with protection circuitry
JP4991785B2 (ja) * 2009-03-31 2012-08-01 株式会社東芝 半導体集積回路装置
US8330547B2 (en) 2009-06-30 2012-12-11 Qualcomm, Incorporated Gain control linearity in an RF driver amplifier transmitter
CN101656509A (zh) * 2009-09-04 2010-02-24 惠州市正源微电子有限公司 射频功率放大器高低功率合成电路
US8150343B2 (en) 2009-09-21 2012-04-03 Broadcom Corporation Dynamic stability, gain, efficiency and impedance control in a linear/non-linear CMOS power amplifier
JP5355366B2 (ja) * 2009-12-02 2013-11-27 株式会社東芝 差動増幅回路および無線受信機
US8570913B2 (en) * 2009-12-11 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. De-multiplexing a radio frequency input signal using output transformer circuitry
US8289074B2 (en) * 2010-03-22 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Discrete time operational transconductance amplifier for switched capacitor circuits
US8416023B2 (en) * 2010-06-08 2013-04-09 Nxp B.V. System and method for compensating for changes in an output impedance of a power amplifier
US8378748B2 (en) * 2011-05-19 2013-02-19 Renesas Mobile Corporation Amplifier
US8554162B2 (en) * 2011-08-03 2013-10-08 St-Ericsson Sa High efficiency power amplifier
JP5714455B2 (ja) * 2011-08-31 2015-05-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
JP5719259B2 (ja) 2011-09-06 2015-05-13 ルネサスエレクトロニクス株式会社 高周波電力増幅装置
WO2013042754A1 (ja) * 2011-09-23 2013-03-28 日本電気株式会社 電力増幅装置
KR101238488B1 (ko) * 2011-10-07 2013-03-04 숭실대학교산학협력단 모드 주입을 이용한 차동 전력 증폭기
CN102427339B (zh) * 2011-11-27 2014-05-28 中国科学技术大学 一种输出功率可调的功率放大器
US9048756B2 (en) * 2012-03-07 2015-06-02 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. DC-side leakage current reduction for single phase full-bridge power converter/inverter
WO2013147751A1 (en) * 2012-03-27 2013-10-03 Intel Corporation A transceiver with an integrated rx/tx configurable passive network
US8754712B2 (en) 2012-06-29 2014-06-17 Infineon Technologies Ag System and method for a cascoded amplifier
US20140112414A1 (en) * 2012-10-18 2014-04-24 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Power amplifier and the related power amplifying method
JP2014096696A (ja) * 2012-11-09 2014-05-22 Mitsubishi Electric Corp カスコードアンプ
US8988148B2 (en) * 2012-12-17 2015-03-24 Julian Jenkins Transconductance amplifier
US9287829B2 (en) * 2012-12-28 2016-03-15 Peregrine Semiconductor Corporation Control systems and methods for power amplifiers operating in envelope tracking mode
US9294056B2 (en) 2013-03-12 2016-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Scalable periphery tunable matching power amplifier
JP6182937B2 (ja) * 2013-04-01 2017-08-23 株式会社ソシオネクスト 電力増幅器及び通信装置
JP2014220770A (ja) 2013-05-10 2014-11-20 住友電気工業株式会社 進行波型増幅器
CN103532503A (zh) * 2013-09-18 2014-01-22 清华大学 功率放大器
WO2015066867A1 (en) * 2013-11-07 2015-05-14 Qualcomm Incorporated Clock and data drivers with enhanced transconductance and suppressed output common-mode
JP6350793B2 (ja) * 2013-12-25 2018-07-04 セイコーエプソン株式会社 発振回路、発振器、電子機器、移動体及び発振器の製造方法
US20150236877A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-20 Mediatek Inc. Methods and apparatus for envelope tracking system
JP2015165639A (ja) 2014-03-03 2015-09-17 パナソニック株式会社 可変利得多段増幅器及び受信機
US9654066B2 (en) * 2014-04-03 2017-05-16 Marvell World Trade Ltd. Common-source power amplifiers
US10340851B2 (en) * 2014-04-22 2019-07-02 Qualcomm Incorporated Differential cascode amplifier with selectively coupled gate terminals
JP2015211266A (ja) * 2014-04-24 2015-11-24 シナプティクス・ディスプレイ・デバイス合同会社 差動増幅回路及び表示駆動回路
US9306514B2 (en) * 2014-05-28 2016-04-05 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Hybrid power amplifier comprising heterojunction bipolar transistors (HBTs) and complementary metal oxide semiconductor (CMOS) devices
US9553549B2 (en) * 2014-05-28 2017-01-24 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Hybrid power amplifier having electrical and thermal conduction path
US9642166B2 (en) * 2014-05-29 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Cross-connected cascode low noise amplifier for carrier aggregation
US9509256B2 (en) 2014-07-29 2016-11-29 Qualcomm Incorporated Linearized gate capacitance in power amplifiers
CN105376660B (zh) * 2014-08-17 2020-10-30 天工方案公司 与通过模式或频率划分的输入兼容的功率放大器接口
DE102014013032A1 (de) * 2014-09-02 2016-03-03 Infineon Technologies Ag Erzeugung eines Stroms mit umgekehrter Versorgungsspannungsproportionalität
US9698736B2 (en) * 2014-12-30 2017-07-04 Skyworks Solutions, Inc. Compression control through power amplifier load adjustment
CN104716906A (zh) * 2015-04-03 2015-06-17 广东工业大学 一种提高宽带射频功率放大器效率的方法及电路结构
US9520846B2 (en) * 2015-05-13 2016-12-13 Qualcomm Incorporated Current-driven baseband filter with reduced adjacent channel leakage ratio (ACLR)
CA3031736A1 (en) * 2015-07-29 2017-02-02 Circuit Seed, Llc Complementary current field-effect transistor devices and amplifiers
US9755599B2 (en) * 2015-09-17 2017-09-05 Qualcomm Incorporated Amplifier with boosted peaking
CN108141185B (zh) * 2015-10-05 2021-08-03 瑞典爱立信有限公司 包括限幅的放大装置
US9887673B2 (en) * 2016-03-11 2018-02-06 Intel Corporation Ultra compact multi-band transmitter with robust AM-PM distortion self-suppression techniques

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110260797A1 (en) * 2010-04-23 2011-10-27 Samsung Electro-Mechanics Company Systems and methods for a discrete resizing of power devices with concurrent power combining structure for radio frequency power amplifier
US20150048887A1 (en) * 2012-04-09 2015-02-19 Mitsubishi Electric Corporation Amplifier circuit

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017155617A1 (en) 2017-09-14
US9887673B2 (en) 2018-02-06
JP2019510392A (ja) 2019-04-11
JP7455878B2 (ja) 2024-03-26
US20200021251A1 (en) 2020-01-16
US10778154B2 (en) 2020-09-15
JP6682584B2 (ja) 2020-04-15
CN109728785B (zh) 2023-07-25
KR20180115273A (ko) 2018-10-22
JP7030891B2 (ja) 2022-03-07
US11424722B2 (en) 2022-08-23
US20220399857A1 (en) 2022-12-15
JP2020129837A (ja) 2020-08-27
JP2022058882A (ja) 2022-04-12
US10381986B2 (en) 2019-08-13
US20210126589A1 (en) 2021-04-29
KR20220113841A (ko) 2022-08-16
CN109728785A (zh) 2019-05-07
CN115347874A (zh) 2022-11-15
DE112017001276T5 (de) 2018-11-29
US11923809B2 (en) 2024-03-05
EP3427380A1 (de) 2019-01-16
US20180278216A1 (en) 2018-09-27
JP2019024202A (ja) 2019-02-14
KR20180101512A (ko) 2018-09-12
CN108781059B (zh) 2022-09-27
CN108781059A (zh) 2018-11-09
US20170264250A1 (en) 2017-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112017002275B3 (de) Ultrakompakter mehrbandsender mit robusten techniken zur selbstunterdrückung der am/pm-verzerrung
DE102015113706B4 (de) System und Verfahren für einen Verstärker mit niedrigem Rauschen
DE112018001714T5 (de) Feed-forward-hüllkurvenverfolgung
DE102017114368B4 (de) Kombinierter doherty-chireix-verstärker
DE112017007378T5 (de) Verteiltes Feed-Forward-Hüllkurvenverfolgungssystem
DE102005048409B4 (de) Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen und Verfahren
DE112018001855T5 (de) Vorrichtung und verfahren zur vorspannungsschaltung von leistungsverstärkern
DE102009030694B4 (de) Leistungseffiziente Sende-/Empfangseinrichtung mit hohem Dynamikbereich
DE112013004050T5 (de) Vollduplexsystem mit Selbstinterferenzauslöschung
DE112020003995T5 (de) Einhüllendennachverfolgung auf mehreren niveaus mit analoger schnittstelle
DE112016006472T5 (de) Lastmodulationsverstärker
DE102013209056A1 (de) Verstärker und mobilkommunikationsvorrichtung
DE102017113083A1 (de) Kompakte chireix-kombinierer- und impedanzanpassungsschaltung
DE102019211485A1 (de) Vorspannungsimpedanz für variablen leistungsverstärker
DE102013020902A1 (de) Hüllkurvendetektor und Verfahren zum Detektieren einer Hüllkurve eines durch einen Leistungsverstärker zu verstärkenden Signals
DE102019201436A1 (de) Hochfrequenzschaltung mit breiter modulationsbandbreite
DE102021205575A1 (de) Kombinationskaskodenleistungsverstärker für anwendungen in der einhüllendennachverfolgung
DE112020000387T5 (de) Vorrichtungen und Verfahren zur Vorspannung von Leistungsverstärkern
DE102022207099A1 (de) Lastmodulierter gegentakt-leistungsverstärker
DE102011007051A1 (de) Betriebspunkteinstellung eines Verstärkers
DE102009012170B4 (de) Integrierte Verstärkerschaltung und Verfahren zum Bereitstellen einer Gleichstromversorgung
DE102012023296A1 (de) Verstärker
DE202021104661U1 (de) Segmentierte Leistungsverstärkeranordnung mit adaptiven Vorwärts-Bias-Schaltungen
DE102023109866A1 (de) Linearisierung eines differenziellen RF Leistungsverstärkers mittels Vorspannungssteuerung unter Verwendung von Kreuzkoppelkomponenten

Legal Events

Date Code Title Description
R129 Divisional application from

Ref document number: 112017001276

Country of ref document: DE

R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R018 Grant decision by examination section/examining division
R020 Patent grant now final