CN102427339B - 一种输出功率可调的功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种输出功率可调的功率放大器，该功率放大器包括主功率放大器(1)和匹配网络电路(2)，主功率放大器(1)的输出端与匹配网络电路(2)的输入端相连；采用开关控制功率放大器和中和电容技术，同时将主功率放大器(1)的开关阵列(11)两端分别连接在地和功率放大器之间；将另一个开关阵列(12)两端分别连接在供电电源和功率放大器之间，使开关控制功率放大器与中和电容技术更好的兼容，提高了方向隔离度和稳定性。此外本发明采用了电容可变的匹配网络电路(2)，通过调节电容(6、7)可以调节阻抗变换率，同时调节电容(5)使电路谐振到设定频率。本发明可满足现有功率发射技术中，多功率输出，提高多功率输出稳定性和反向隔离度，及提高功率回退时效率的需求。

Description

一种输出功率可调的功率放大器

技术领域

本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种输出功率可调的功率放大器，该功率放大器可应用于各种无线通信系统，本发明中功率放大器的电路结构适用于CMOS，BiCMOS，FET，异质结晶体管等其他晶体管。

背景技术

在各种无线传输技术中，因为实际环境，如距离，障碍，干扰的不同，往往需要功率放大器能提供不同的输出功率，以满足低功耗和实际需求的折中，而且如果每个网络的节点都能动态调节输出功率，将大大降低通信环境的背景噪声。实际很多通信的产品具有功率回退功能，如TI的zigbee芯片cc2530，最大输出功率为4.5dBm(典型值)，可编程的输出范围为32dB，输出功率范围为-27.5dBm到4.5dBm。

一般功率放大器都是根据最大输出功率进行优化，导致在功率回退(低于最大功率输出时)效率会明显降低。所有元件都是理想原件的(无寄生)情况下，传统功率放大器的输出功率与效率呈线性关系。即输出功率越低，效率越低。而在实际情况中，因为非理想的效应的影响，如寄生参数的影响，效率会进一步降低。

为了实现功率放大器的不同的输出功率，主要调节方式有调节供电电压，调解晶体管偏置电压，调解输出端等效负载电阻，或者开关控制功率放大器(通过将几个功率放大器并联，通过开关某几个功率放大器实现功率调解)。但是每一个方案单独应用都有其不足之处。

为了提高反向隔离，提高稳定性，一般采用中和电容技术，即在差分功率放大器的输入MOS管的栅极，和反向输出端之间连接一个电容，图1，参考文献【1】(Wei L.Chan and JohnR.Long“A 58-65GHz Neutralized CMOS Power Amplifier with PAE Above 10％at 1-VSupply，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.45，no.3，pp.554-564，Mar.2008.)。但是这个结构很难直接应用于开关控制功率放大器，因为传统的功率放大器并联结构的开关与输入管的漏端串联，图2，参考文献【2】(Chia-Jun Chang，Po-Chih Wang，Chih-Yu Tsai，Chin-Lung Li，Chiao-Ling Chang，Han-Jung Shih，Meng-Hsun Tsai，Wen-Shan Wang，Ka-Un Chan，and Ying-HsiLin“A CMOS Transceiver with internal PA and Digital Pre-distortion For WLAN802.11a/b/g/n Applications，”IEEE RFIC.Symp.Dig.，pp.435-438，Oct 2010.)，图中Vctr1信号即为开关控制信号。当开关关闭时，输入端与输出端的耦合电容与开关打开时的耦合电容不同。采用单一中和电容将导致不同输出功率的反向隔离和稳定性不同，甚至可能恶化反向隔离和稳定性，因此文献【2】没有采用中和电容。而通过调解中和电容大小的，满足开关控制功率放大器不同功率输出的需求的设计方案实现复杂度高，工艺稳定性差。

现有的改变输出阻抗的电路，存在着可调性差，面积大，结构复杂等缺点。如Doherty结构，图3，参考文献【3】(Li-Yuan Yang，Hsin-Shu Chen，and Yi-Jan Emery Chen“A 2.4GHzFully Integrated Cascode-Cascade CMOS Doherty Power Amplifier，”IEEE Microwave andWireless Components Letters vol.18，no.3，Mar 2008.)，需要额外的辅助功率放大器，功分器且需要四分之一波长传输线，在标准CMOS工艺中实现难度和设计难度很大，而且代价很高。在1GHz到10Ghz的工作范围内四分之一波长传输线的长度为几十毫米甚至几十厘米，在集成电路工艺上实现成本过高，甚至是不现实的。因此文献【3】采用了分立元件实现传输线，但是如图4所示，实现结构复杂，采用了多个电感，版图面积大，成本高。

现在有关阻抗变换网络的专利很多，如申请号为200610164854.9的专利提出了一种匹配网络，这种网络能自适应实现匹配，但是这种网络单端电路需要三个变容管，四个隔直电容，两个电感，面积太大。另外如申请号为200980113014.1的专利，公开了的网络单端电路需要四个电容，四个电感，同样存在面积太大的问题。

发明内容

本发明目的在于提供一种输出功率可调的功率放大器，用来满足现有功率发射技术中，多功率输出，提高多功率输出稳定性和反向隔离度，及提高功率回退时效率的需求的一种新型电路。

本发明为了达到上述目的采用的技术方案为：一种输出功率可调的功率放大器，其特征在于，包括主功率放大器和匹配网络电路，所述主功率放大器的信号输入端与输入信号相接，输出端与匹配网络电路的信号输入端连接，匹配网络电路的信号输出端与负载连接；

所述主功率放大器采用开关控制的功率放大器，通过将开关阵列与功率放大器阵列结合起来用以实现不同功率输出；采用中和电容用以提高反向隔离度和稳定性；所述主功率放大器的电路包括：多个功率放大器并联形成的功率放大器阵列、两个中和电容及两个开关阵列；一个中和电容连接在差分信号的正相输入端和对应的正相输出端，用以抵消差分信号正相输入端与对应的反相输出端的寄生电容；另一个中和电容连接在差分信号的反相输入端和对应的反相输出端，用以抵消差分信号的反相输入端与对应的正相输出端的寄生电容，同时将其中一个开关阵列两端分别连接在地和功率放大器之间；将另一个开关阵列分别两端连接在供电电源和功率放大器之间；采用这种连接方式可以实现中和电容和开关控制的功率放大器的兼容；

所述匹配网络电路采用电容可变匹配网络，这个网络包括两种功能的可变电容，一种可变电容的功能为调解阻抗变换率，连接在匹配网络的输入信号和负载之间，用以实现调节阻抗变换率，进而调节等效负载；另一种可变电容的功能为调谐电容，连接在输入信号和地之间，即单端输出；或连接在差分信号之间，即差分输出；用以弥补改变调节阻抗变换率电容引起的频率偏移，工艺角引起的偏移及其他因素引起的频率偏移。

进一步的，所述匹配网络电路采用电容可变匹配网络，差分电容可变匹配网络包括三个可变电容，用以实现两种功能；一个可变电容的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另外一端与正相输出端相连；另外一个可变电容的一端与匹配网络的反相输入信号相连，另外一端与反相输出端相连；这两个可变电容的功能是调节阻抗变换率；第三个可变电容的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另一外端与匹配网络的反相输入信号相连，这个电容阵列的功能是调节谐振频率，包括调节用于调节阻抗变换率的电容引起的频率偏移和其他因素一起的频率偏移；这个电路还包括一个电感，电感的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另外一端与匹配网络的反相输入信号相连，即与第三个可变电容并联；或者所述匹配网络电路采用电容可变匹配网络，单端电容可变匹配网络包括两个可变电容，用以实现两种功能；一个可变电容的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与匹配网络的输出端相连；这个可变电容的功能是调节阻抗变换率；另外一个可变电容的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与地相连，这个电容阵列的功能是调节谐振频率，包括调节用于调节阻抗变换率的电容引起的频率偏移和其他因素一起的频率偏移；这个电路还包括一个电感，电感的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与地相连，即与第二个可变电容并联。

进一步的，将开关控制的主功率放大器和电容可变的匹配网络电路结合起来，同时控制开关控制的主功率放大器和匹配网络电路，可以大大提高功率回退时的效率。

进一步的，所述的可变电容可由变容管或开关电容阵列或二者组合实现，其中开关电容阵列为：一个由开关控制的电容即为一路开关电容，多路开关电容并联构成开关电容阵列；采用开关电容阵列，可以与数字电路更好的兼容，实现直接由数字电路控制阻抗变换率。

本发明与现有技术相比的优点在于：

1、本发明单端电路只需要两个可变电容(变容管或开关电容阵列)和一个电感；差分电路只需三个可变电容(变容管或开关电容阵列)和一个电感就实现了隔直，阻抗匹配，电路调谐，和阻抗变换的功能。

2、本发明采用了开关式功率放大器，可以用数字信号直接控制输出功率。

3、本发明的设计的电路结构，采用了中和电容，并将开关管置于输入管的源端，而非传统结构的漏端。解决了中和电容和开关式功率放大器不兼容的问题，提高了功率放大器的反向隔离度和稳定性。

4、本发明将开关式功率放大器和电容可变阻抗变换网络结合起来，大大提高了功率回退时的效率。

附图说明

图1为一种采用中和电容的但是未采用开关控制功率放大器的背景技术的结构示意图，参考文献【1】；

图2为一种采用开关控制功率放大器但是未采用中和电容的背景技术的结构示意图，参考文献【2】；

图3为一种采用Doherty结构的功率放大器的背景技术的结构示意图，参考文献【3】；

图4为一种采用Doherty结构的功率放大器的背景技术的具体实现示意图，参考文献【3】；

图5为采用本发明的一种实施例和未采用本发明的传统功率放大器输出功率回退时的效率比较。

图6为本发明实施方式提供的输出功率可调的射频功率放大器的整体结构示意图；

图7为本发明的一种具体实施方式的电路结构示意图；

图8为本发明的一种具体实施方式提供的与中和电容相兼容的主放大器电路结构示意图；

图9为本发明的一种具体实施方式提供的匹配网络电路结构示意图；

图10为本发明的单端电路匹配网络的电路结构示意图；

图中，1为主功率放大器；2为匹配网络电路；3、4为中和电容；5为可变电容；6，7为可变电容；8为负载；9为功率放大器阵列；10为固定电感；11、12为开关；13，14为子功率放大器。

具体实施方式

现结合附图说明本发明的实施例。

但以下的实施例仅限于解释本发明，本发明的保护范围应包括权利要求的全部内容，而且通过以下实施例对该领域的技术人员即可以实现本发明权利要求的全部内容。本发明特别适用于无线通信发射机中的功率放大器，但不仅限于此，也可以应用于具有其他用途的功率放大器。

【基本实施例】

如图6所示，发明实施的电路包括主功率放大器1和匹配网络电路2，主功率放大器1的输出端与匹配网络电路2的输入端相连。电路采用了中和电容3、4，同时将主功率放大器的开关阵列(11)两端分别连接在地和功率放大器之间；将另一个开关阵列(12)两端分别连接在供电电源和功率放大器之间。此外本发明采用了电容可变的匹配网络电路2，可变电容6，7与负载串联，可变电容5与固定电感10并联在匹配网络电路2的输入端。8表示负载，如天线等。

本发明结构框图如图6，通过开关控制的功率放大器1实现功率调解的方案和匹配网络电路2调解输出端等效负载电阻的方案结合起来，又在这两种方案的传统解决方法上提出改进和创新。该发明实现了，功率放大器功率回退时，效率明显优于不采用该技术的传统电路，性能比较如图5。

如图6所示，本发明的采用多个功率放大器并联的功率放大器阵列9，通过开关某几个功率放大器阵列9实现功率调解。为了提高系统稳定性和反向隔离度，电路中采用了中和电容3、4，中和电容3连接在差分信号的正相输入端和对应的正相输出端，用以抵消差分信号正相输入端与对应的反相输出端的寄生电容；中和电容4连接在差分信号的反相输入端和对应的反相输出端，用以抵消差分信号的反相输入端与对应的正相输出端的寄生电容，同时将其中一个开关阵列(11)两端连接在地和功放管之间；将另一个开关阵列(12)两端连接在供电电源和功放管之间。这样实现了在开关控制功率放大器与中和电容相兼容，即不同功率输出情况下，开关无论打开或关闭，输出端和输入端看到的耦合电容基本不变，采用两个中和电容就可以提高不同输出功率的反向隔离和稳定性。解决了中和电容不适用于开关控制功率放大器的问题。这种设计方式设计难度低，版图面积小，工艺稳定性高。

如图6所示，本发明的匹配网络电路2，采用了可变电容的形式(包括变容管实现或电容开关阵列实现，或二者组合实现，及其他实现方式)。在传统的L型匹配网络中，将固定电容改为可变电容，功能是调解阻抗变换率，但是只调解可变电容6、7会影响电路的谐振频率，所以还需可变电容5负责调谐匹配网络，使网络工作在设定频率。电感10与电容共同组成谐振网络。10为负载，如天线，音箱等。通过采用电容可变的匹配网络电路2，可以在功率回退时调解等效输出阻抗，使主功率放大器的输出端的输出摆幅在功率回退时仍然保持在一个最优的数值，大大提高了功率回退时功率放大器的效率，而且整个电容可变匹配网络结构简单，只需要一个电感，便于集成电路实现，所需面积小，成本大大降低。

目前提高功率回退时，功率放大器的效率的方案很多，如Doherty结构，脉宽调制，采用DC-DC等等，但是这些方法无一不存在结构复杂，电路面积大的问题，而且脉宽调制方案只适用于D、E、F类功率放大器，DC-DC控制供电电压的解决方案本身的DC-DC的面积就很大，而且消耗一定的功率。相比而言，本发明设计方案只有一个电感，控制简单，易于可以实现片上集成，大大节约了芯片面积，既适用于传统功率放大器，又适用于D、E、F类功率放大器。

【实施例1】

图7展示了图6的主功率放大器1的一种具体实施方案。图中只包括了两个子功率放大器并联，即功率子放大器13和子功率放大器14并联，但是显然多个子功率放大器并联亦属于本发明的应用。

对于功率子放大器13，晶体管NM1，晶体管NM2的源端接地，栅端接开关控制信号SW1，晶体管NM1，晶体管NM2的漏端相接，并与晶体管NM5，晶体管NM6的源端相接，构成了其中一个子功率放大器的到地的开关。晶体管NM1，晶体管NM2的漏端相接的目的是实现一个电路上的虚地，提高增益。晶体管NM5，晶体管PM1的栅端与一端输入线号相接，如Vin+；晶体管NM6，晶体管PM2的栅端与另外一端输入线号相接，如Vin-。晶体管NM5的漏端和晶体管PM1的漏端相连，晶体管NM6的漏端和晶体管PM2的漏端相连。晶体管PM5，晶体管PM6的源端接电源，栅端接开关控制信号SW1的反向信号，晶体管PM5，晶体管PM6的漏端相接，并与晶体管PM1，晶体管PM2的源端相接，构成了子功率放大器的到电源的开关。晶体管NM1，晶体管NM2的漏端相接的目的也是实现一个电路上的虚地，提高增益。

对于子功率放大器14，晶体管NM3，晶体管NM4的源端接地，栅端接开关控制信号SW2，晶体管NM3，晶体管NM4的漏端相接，并与晶体管NM7，晶体管NM8的源端相接，构成了另一个子功率放大器的到地的开关。晶体管NM7，晶体管PM3的栅端与一端输入线号相接，如Vin+；晶体管NM8，晶体管PM4的栅端与另外一端输入线号相接，如Vin-。晶体管NM7的漏端和晶体管PM3的漏端相连，晶体管NM8的漏端和晶体管PM4的漏端相连。晶体管PM7，晶体管PM8的源端接电源，栅端接开关控制信号SW2的反向信号，晶体管PM7，晶体管PM8的漏端相接，并与晶体管PM3，晶体管PM4的源端相接，构成了子功率放大器的到电源的开关。

功率放大器13的晶体管NM5，晶体管PM1的栅端所接的输入信号与功率放大器14的晶体管NM7，晶体管PM3的栅端所接输入信号同为Vin+。功率放大器13的晶体管NM6，晶体管PM2的栅端所接的输入信号与功率放大器14的晶体管NM8，晶体管PM4的栅端输入所接信号同为Vin-。功率放大器13的晶体管NM5，晶体管PM1的漏端所接的输出信号与功率放大器14的晶体管NM7，晶体管PM3的漏端所接输出信号同为Vout-。功率放大器13的晶体管NM6，晶体管PM2的漏端所接的输出信号与功率放大器14的晶体管NM8，晶体管PM4的漏端所接输出信号同为Vout+。

中和电容C1的一端与输入信号Vin+相接，另外一端与输出信号Vout+相接。中和电容C1大小的一般性选取原则为，与晶体管NM5，晶体管NM7，晶体管PM1，晶体管PM3的栅漏电容C_gd之和相等。中和电容C2的一端与输入信号Vin-相接，另外一端与输出信号Vout-相接。中和电容C2大小的一般性选取原则为，与晶体管NM6，晶体管NM8，晶体管PM2，晶体管PM4的栅漏电容C_gd之和相等。

如实施例1所示，该方案只需要两个中和电容就可以实现对于两个以致多个子功率放大器的寄生电容C_gd进行中和。

【实施例2】

图8展示了图6的匹配网络电路2的一种具体实施方案。具体展示了一种差分电容可变匹配网络的结构，采用开关电容阵列实现阻抗变换。显然，电容可变匹配网络很容易应用在单端电路，亦属于本发明范畴。开关的实现方式很多，很简单的一种方式便是用NMOS管来实现。在本实施例中，阻抗变换率调解电容采用四个开关电容阵列，谐振频率调解电容采用两个开关电容阵列，显然可以根据实际应用采用其他数目的电容阵列以实现所需的调谐范围和精度。

两个并联的开关阵列(C8，SW5串联构成其中一个电容阵列，C9，SW6串联构成另一个电容阵列)构成的阻抗变换率调解电容的一端与输出负载Load的一端相连，这两个并联的开关阵列的另外一端与输入信号Vin+相连。因为差分电路的需要，两个并联的开关阵列(C10，SW7串联构成其中一个电容阵列，C10，SW8串联构成另一个电容阵列)构成的另外一个阻抗变换率调解电容与输出负载的另外一端相连，这两个并联的开关阵列的另外一端与输入信号Vin-相连。两个并联的开关阵列(C3，SW3，C4构成其中一个电容阵列，C5，SW4，C6构成另一个电容阵列)构成的谐振频率调解电容的两端，与输入信号的两端Vin+和Vin-相连。电感L1的两端与输入信号的两端Vin+和Vin-相连。

工作原理介绍：该匹配网络是一个向上的匹配网络，即从一个低阻变为一个高阻，变换后的高阻值与低阻值的比值即为阻抗变换率。当开关SW5，SW6，SW7，SW8全部导通时，阻抗变换率调解电容最大，此时阻抗变换率最低，输入端Vin+，Vin-看到的等效并联电阻最小，输出功率最大，而此时等效并联电容最大，为了将谐振频率固定在一个希望的频率，断开SW3，SW4，使并联在输入端Vin+，Vin-的总的电容保持不变，使谐振频率保持恒定。当开关SW5，SW8导通，SW6，SW7断开时，阻抗变换率调解电容居中，此时阻抗变换率居中，输入端Vin+，Vin-看到的等效并联电阻居中，输出功率居中，而此时等效并联电容居中，为了将谐振频率固定在一个希望的频率，SW3导通，SW4断开，使并联在输入端Vin+，Vin-的总的电容保持不变，使谐振频率保持恒定。当开关SW5，SW6，SW7，SW8全部断开时，阻抗变换率调解电容最小，此时阻抗变换率最高，输入端Vin+，Vin-看到的等效并联电阻最大，输出功率最小，而此时等效并联电容最小，为了将谐振频率固定在一个希望的频率，SW3和SW4导通，使并联在输入端Vin+，Vin-的总的电容保持不变，使谐振频率保持恒定。

【实施例3】

图9展示了图6的一种具体的整体实施方案，为了便于进一步说明该实施例3，将图7和图8放在了一起形成图9，将实施例1的输出端与实施例2的输入端串联，即实现了实施例3。当开关SW5，SW6，SW7，SW8全部导通时，阻抗变换率调解电容最大，此时阻抗变换率最低，主功率放大器输出端看到的等效电阻最小，此时主功率放大器的开关控制信号SW1，SW2导通，主功率放大器包含的子功率放大器1和子功率放大器2共同工作，输出功率最大。当开关SW5，SW6，SW7，SW8全部断开时，阻抗变换率调解电容最小，此时阻抗变换率最高，主功率放大器输出端看到的等效电阻最大，此时主功率放大器的开关控制信号SW1导通，SW2关闭，包含的子功率放大器13工作，而子功率放大器14不工作，输出功率最小。通过合理的选取电路的尺寸，可以使主功率放大器输出端的输出摆幅在上述两种情况下，都保持在最优值。从而提高了功率回退时的效率。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明的可追溯性：如权利要求所示，任何电路只要采用了开关控制功率放大器和中和电容，并将开关连接在电源和功放管之间，或者地和功放管之间，即为本发明范畴。如权利要求所示，任何电路只要采用了包括两种可变电容，一种可变电容用来调解阻抗变换率，与负载或输出端串联，另一种可变电容用来调节谐振频率，与电感并联，即为本发明范畴。显然本发明可以通过反向工程，判断某款芯片产品是否侵权。或通过观察电路板电路结构判断某款产品是否侵权。

Claims (4)

1.一种输出功率可调的功率放大器，其特征在于，包括主功率放大器（1）和匹配网络电路（2），所述主功率放大器（1）的信号输入端与输入信号相接，输出端与匹配网络电路（2）的信号输入端连接，匹配网络电路（2）的信号输出端与负载连接；

所述主功率放大器（1）采用开关控制的功率放大器阵列，通过将开关阵列（11、12）与功率放大器阵列（9）结合起来用以实现不同功率输出；采用中和电容（3）用以提高反向隔离度和稳定性；所述主功率放大器（1）的电路包括：多个子功率放大器并联形成的功率放大器阵列（9）、两个中和电容（3、4）及两个开关阵列（11、12）；一个中和电容（3）连接在差分信号的正相输入端和对应的正相输出端，用以抵消差分信号正相输入端与对应的反相输出端的寄生电容；另一个中和电容（4）连接在差分信号的反相输入端和对应的反相输出端，用以抵消差分信号的反相输入端与对应的正相输出端的寄生电容，同时将其中一个开关阵列（11）两端分别连接在地和功率放大器阵列之间；将另一个开关阵列（12）两端分别连接在供电电源和功率放大器阵列之间；采用这种连接方式可以实现中和电容（3）和开关控制的功率放大器的兼容；

所述匹配网络电路（2）采用电容可变匹配网络，这个网络包括两种功能的可变电容，一种可变电容的功能为调解阻抗变换率，连接在匹配网络的输入信号和负载之间，用以实现调节阻抗变换率，进而调节等效负载；另一种可变电容的功能为调谐电容，连接在输入信号和地之间，即单端输出；或连接在差分信号之间，即差分输出；用以弥补改变调节阻抗变换率电容引起的频率偏移，工艺角引起的偏移及其他因素引起的频率偏移。

2.根据权利要求1所述的一种输出功率可调的功率放大器，其特征在于：所述匹配网络电路（2）采用差分电容可变匹配网络，差分电容可变匹配网络包括三个可变电容，用以实现两种功能；一个可变电容的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另外一端与正相输出端相连；另外一个可变电容的一端与匹配网络的反相输入信号相连，另外一端与反相输出端相连；这两个可变电容的功能是调节阻抗变换率；第三个可变电容的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另一外端与匹配网络的反相输入信号相连，三个可变电容形成的电容阵列的功能是调节谐振频率，包括调节用于调节阻抗变换率的电容引起的频率偏移和其他因素一起的频率偏移；差分电容可变匹配网络电路还包括一个电感，电感的一端与匹配网络的正相输入信号相连，另外一端与匹配网络的反相输入信号相连，即与第三个可变电容并联；

或者所述匹配网络电路（2）采用单端电容可变匹配网络，单端电容可变匹配网络包括两个可变电容，用以实现两种功能；一个可变电容的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与匹配网络的输出端相连；这个可变电容的功能是调节阻抗变换率；另外一个可变电容的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与地相连，两个可变电容形成的电容阵列的功能是调节谐振频率，包括调节用于调节阻抗变换率的电容引起的频率偏移和其他因素一起的频率偏移；单端电容可变匹配网络电路还包括一个电感，电感的一端与匹配网络的输入信号相连，另外一端与地相连，即与第二个可变电容并联。

3.根据权利要求1所述的一种输出功率可调的功率放大器，其特征在于：将开关控制的主功率放大器（1）和电容可变的匹配网络电路（2）结合起来，同时控制开关控制的主功率放大器（1）和匹配网络电路（2），可以大大提高功率回退时的效率。

4.根据权利要求1所述的一种输出功率可调的功率放大器，其特征在于：所述的可变电容由变容管或开关电容阵列或二者组合实现，其中开关电容阵列为：一个由开关控制的电容即为一路开关电容，多路开关电容并联构成开关电容阵列；采用开关电容阵列，可以与数字电路更好的兼容，实现直接由数字电路控制阻抗变换率。

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