CN118074635A - 一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器 - Google Patents

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CN118074635A CN202410247620.9A CN202410247620A CN118074635A CN 118074635 A CN118074635 A CN 118074635A CN 202410247620 A CN202410247620 A CN 202410247620A CN 118074635 A CN118074635 A CN 118074635A
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Abstract

本发明涉及放大器技术领域，尤其涉及一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，其中，放大器中的第一电容在控制电源的作用下，通过第一电感、负反馈网络和第一级晶体管的栅漏极寄生电容对输入阻抗产生影响，并基于第一电容的容性负载效应，以及第一级晶体管的源极所连接的电感，提供输入阻抗所述的电阻分量和感性阻抗分量，简化了输入阻抗匹配电路，从而减缓了噪声恶化的情况；并且通过第一开关控制第一电容的导通，动态调整电路级间匹配网络的参数，通过第二开关控制输出电容的导通，改变输出并联谐振频率，使频段可重构低噪声放大器匹配于不同的频段，满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求。

Description

一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器
技术领域
本发明涉及放大器技术领域，尤其涉及一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器。
背景技术
低噪声放大器(LowNoiseAmplifier,LNA)是射频接收机的第一级，它需要在尽可能低地产生噪声的前提下，对射频信号放大。低噪声放大器的增益、噪声系数和线性度将会显著影响整个系统的性能。低噪声放大器自身的噪声对信号的干扰可能很严重，为了保证信号的不失真，就要尽可能的减少放大电路本身以提高输出的信噪比，并且低噪声放大器的增益必须足够大，以对后续级放大器的噪声影响最小化。此外，低噪声放大器还应该具有较高的线性度，以避免非线性影响射频信号的质量。
然而，传统的低噪声放大器输入匹配网络的寄生电阻造成噪声恶化，难以满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求的问题。
发明内容
本发明提供了一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，解决了传统的低噪声放大器输入匹配网络的寄生电阻造成噪声恶化，难以满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求的问题。
本发明提供了一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，包括：电源电压、输出匹配电路、负反馈网络、控制电源、第一级晶体管、第一偏置电源、第二级晶体管、第二偏置电源、第二电容、第一电感、第三电容、第一电容、第一开关、第一电阻、源极电感、第二隔直电容；
所述电源电压和所述控制电源分别与所述输出匹配电路连接；
所述输出匹配电路分别与射频信号输出端、所述第二级晶体管的漏极连接；
所述第二级晶体管的栅极分别与所述第二偏置电源、所述第三电容的一端连接；
所述第二级晶体管的源极分别与所述第二电容的一端、所述第一电感的一端连接；所述第二电容的另一端接地；所述第一电感的另一端与所述第三电容的另一端连接；
所述第一级晶体管的漏极分别与所述第一电感的另一端、所述第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一开关的第一端连接，所述第一开关的第三端接地，所述第一开关的第二端与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与所述控制电源连接；
所述第一级晶体管的栅极分别与所述第二隔直电容的一端、所述负反馈网络的第三端连接，所述第二隔直电容的另一端与射频信号输入端连接；所述负反馈网络的第一端与所述第一偏置电压连接，所述负反馈网络的第二端与所述第一电感的一端连接；
所述第一级晶体管的源极与所述源极电感的一端连接，所述源极电感的另一端接地。
可选地，所述负反馈网络包括：第三隔直电容和反馈电阻；
所述第一偏置电源分别与所述反馈电阻的一端、所述第三隔直电容的一端连接；
所述反馈电阻的另一端与所述第一级晶体管的栅极连接；
所述第三隔直电容的另一端与所述第一电感的一端连接。
可选地，所述输出匹配网络包括LC并联谐振网络和L型匹配电路；
所述LC并联谐振网络的第一端与所述控制电源连接；
所述LC并联谐振网络的第二端与所述电源电压连接；
所述LC并联谐振网络的第三端与所述L型匹配网络的第一端、所述第二级晶体管的漏极连接；
所述L型匹配网络的第二端接地，所述L型匹配网络的第三端与所述射频信号输出端连接。
可选地，所述LC并联谐振网络包括：输出电感、输出电容、第二开关、第二电阻；
所述电源电压分别连接所述输出电容的一端、所述输出电感的一端；
所述输出电容的另一端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第三端与所述输出电感的另一端连接；所述第二开关的第二端与所述第二电阻的一端连接；
所述第二电阻的另一端与所述控制电源连接；
所述输出电感的另一端分别与所述L型匹配网络的第一端、所述第二级晶体管的漏极连接。
可选地，所述L型匹配网络包括：第二电感、第四电容、第一隔直电容；
所述第二电感的一端与所述输出电感的另一端连接；
所述第二电感的另一端分别与所述第四电容的一端、所述第一隔直电容的一端连接；
所述第四电容的另一端接地，所述第一隔直电容的另一端与所述射频信号输出端连接。
可选地，所述第一开关采用高电子迁移率晶体管。
可选地，所述第二开关采用高电子迁移率晶体管。
可选地，所述第一开关的第一端为漏极，所述第一开关的第二端为栅极，所述第一开关的第三端为源极。
可选地，所述第二开关的第二端为漏极，所述第二开关的第二端为栅极，所述第二开关的第三端为源极。
可选地，所述控制电源采用5V直流电源。
从以上技术方案可以看出，本发明具有以下优点：
本发明提供了一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，包括：电源电压、输出匹配电路、负反馈网络、控制电源、第一级晶体管、第一偏置电源、第二级晶体管、第二偏置电源、第二电容、第一电感、第三电容、第一电容、第一开关、第一电阻、源极电感、第二隔直电容；所述电源电压和所述控制电源分别与所述输出匹配电路连接；所述输出匹配电路分别与射频信号输出端、所述第二级晶体管的漏极连接；所述第二级晶体管的栅极分别与所述第二偏置电源、所述第三电容的一端连接；所述第二级晶体管的源极分别与所述第二电容的一端、所述第一电感的一端连接；所述第二电容的另一端接地；所述第一电感的另一端与所述第三电容的另一端连接；所述第一级晶体管的漏极分别与所述第一电感的另一端、所述第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一开关的第一端连接，所述第一开关的第三端接地，所述第一开关的第二端与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与所述控制电源连接；所述第一级晶体管的栅极分别与所述第二隔直电容的一端、所述负反馈网络的第三端连接，所述第二隔直电容的另一端与射频信号输入端连接；所述负反馈网络的第一端与所述第一偏置电压连接，所述负反馈网络的第二端与所述第一电感的一端连接；所述第一级晶体管的源极与所述源极电感的一端连接，所述源极电感的另一端接地。
在本发明中，输出匹配网络中的第二开关可以控制输出电容的导通和关断状态，改变LC谐振网络的谐振频率，可以使频段可重构低噪声放大器在不同工作频段具有良好的输出匹配，并提供足够的增益；并且，本实施例通过在第一级晶体管和第二级晶体管设置负反馈网络，使第一级晶体管的漏极的输出信号能够通过负反馈网络反馈至第一级晶体管的输入端，从而提升电路的低频稳定性；并且，第一电容在控制电源的作用下，通过第一电感、负反馈网络和第一级晶体管的栅漏极寄生电容对输入阻抗产生影响，并基于第一电容的容性负载效应，以及第一级晶体管的源极所连接的电感，提供输入阻抗所需的电阻分量和感性阻抗分量，从而满足输入阻抗匹配条件，从而使第一级晶体管的输入端只有一个不参与输入阻抗匹配的第二隔直电容，简化了输入阻抗匹配电路，兼顾了输入驻波和噪声系数，从而减缓了噪声恶化的情况；并且通过第一开关可以控制第一电容的导通，从而动态调整电路级间匹配网络的参数，使频段可重构低噪声放大器匹配于不同的频段，满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统的电流复用LNA结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的高电子迁移率晶体管的导通状态和关断状态的等效电路图；
图4为本发明实施例提供的小信号增益仿真结果图。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，解决了传统的低噪声放大器输入匹配网络的寄生电阻造成噪声恶化，难以满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求的问题。
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
传统的LNA拓扑结构包括共源放大器、共栅放大器和共源共栅级放大器等，这些拓扑结构都有各自的优点和适用场景。为了提高性能、减少功耗、提高线性度或增加灵活性，诞生了很多基于传统拓扑结构的改进结构，比如源极退化电感结构、噪声抵消结构和电流复用结构等。其中，源极退化电感能够同时实现高增益和低噪声的输入匹配；噪声抵消技术通过引入辅路，使输出端产生反相，从而消除主路噪声的影响；电流复用采用多级放大器共享同一电流源的方式，减小了电路的功耗，更有效地利用电流资源。而上述这些改进后的结构常被用来实现高性能的窄带或宽带LNA。
其中，窄带低噪声放大器具有很好的噪声和增益性能，但单个单频段窄带LNA无法满足多模式多频段的无线通信系统应用需求，而为每个频段设计一个LNA会增加射频收发系统的复杂度和成本；宽带LNA能够实现多频段的覆盖，但是放大器的增益带宽面积有限，通常降低其他性能来拓展宽带，并且不能抑制其他相邻频段的信号干扰，因此，窄带和宽带LNA都难以很好地满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求。
如图1所示的传统的电流复用LNA结构，其中RFin和RFout分别为射频输入信号和射频输出信号，Vbias1和Vbias2分别提供第一级放大器(即第一级晶体管M1)和第二级放大器(即第二级晶体管M2)的直流偏置，VDD为电源电压。传统的电流复用通过第一电感L1避免第一级晶体管M1的漏极的射频信号泄露到第二级晶体管M2的源极，第一级晶体管M1漏极的射频信号通过第一电容C1耦合到第二级晶体管M2的栅极，第二电容C2能够被看作第二级晶体管M2源极的高频交流地。直流时，电流复用电路可以被看作共源共栅结构，第一级晶体管M1和第二级晶体管M2共享直流电流，减小电路功耗；高频时，该电路等效为两级共源结构，为LNA提供高增益。
而上述的传统的电流复用结构，可以通过设计输入匹配电路、输出匹配电路和增加级联更多的放大器来实现低功耗的窄带或者宽带的LNA，也可以通过引入可控开关动态地改变输入匹配电路和输出匹配电路参数，从而调节放大器的谐振频率或带宽，使其适应不同频率的信号，进而实现可重构低噪声放大器的构建。然而，在可重构低噪声放大器的这种复杂的输入匹配电路中，开关的寄生电阻会导致LNA噪声恶化和信号失真。
由此可见，现有的低噪声放大器输入匹配网络的寄生电阻存在噪声恶化，难以满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求的问题。
为了满足多模式、多频段的应用需求，减小可重构输入匹配电路的开关的寄生电阻造成的噪声恶化，本发明提供的一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，相比于传统的电流复用结构，本发明通过开关来改变级间匹配电路和输出谐振电路的参数，使LNA工作在不同的频段。这种结构保留了窄带LNA的频率选择特性，提高了LNA的抗干扰能力，能够灵活地应用在多模式、多频段的射频收发机中。并且本发明通过负反馈实现增益和最优噪声匹配，无需在第一级输入端设计额外的可重构输入匹配电路，简化了输入匹配电路，避免了片上低Q值的螺旋电感和开关寄生电阻引入额外的热噪声，从而优化了LNA的噪声性能。本发明的拓扑结构保留了窄带LNA的频率选择特性，提高了LNA的抗干扰能力，能够灵活地应用在多模式、多频段的射频收发机中。
请参阅图2，本发明实施例提供了一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器包括：电源电压VDD、输出匹配电路、负反馈网络、控制电源Vctrl、第一级晶体管M1、第一偏置电源Vbias1、第二级晶体管M2、第二偏置电源Vbias2、第二电容C2、第一电感L1、第三电容C3、第一电容C1、第一开关SW1、第一电阻R1、源极电感Ls、第二隔直电容Cin；
电源电压VDD和控制电源Vctrl分别与输出匹配电路连接；
输出匹配电路分别与射频信号输出端RFout、第二级晶体管M2的漏极连接；
第二级晶体管M2的栅极分别与第二偏置电源Vbias2、第三电容C3的一端连接；
第二级晶体管M2的源极分别与第二电容C2的一端、第一电感L1的一端连接；第二电容C2的另一端接地；第一电感L1的另一端与第三电容C3的另一端连接；
第一级晶体管M1的漏极分别与第一电感L1的另一端、第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与第一开关SW1的第一端连接，第一开关SW1的第三端接地，第一开关SW1的第二端与第一电阻R1的一端连接，第一电阻R1的另一端与控制电源Vctrl连接；
第一级晶体管M1的栅极分别与第二隔直电容Cin的一端、负反馈网络的第三端连接，第二隔直电容Cin的另一端与射频信号输入端RFin连接；负反馈网络的第一端与第一偏置电压连接，负反馈网络的第二端与第一电感L1的一端连接；
第一级晶体管M1的源极与源极电感Ls的一端连接，源极电感Ls的另一端接地。
需要说明的是，本实施例基于电流复用拓扑结构，构建了两级放大器，其中，第一级放大器如图2中的第一级晶体管M1所示，第二级放大器如图2中的第二级晶体管M2所示，在本实施例中，第一级晶体管M1的漏极通过第一电感L1连接至第二级放大器的源极，因此两级放大器共用同一个直流电流源，以减少LNA电路的功耗。而第一级放大器输出的射频信号通过第三电容C3输出至第二级放大器的输入端，从而使射频信号得到二次放大，进而提升了LNA的增益性能。因此，本实施例提出的频段可重构低噪声放大器保留了电流复用技术的低功耗、高增益的优点。
在本实施例中，两级放大器之间并联连接着负反馈网络，如图1所示，第一级晶体管M1的漏极输出的低频信号通过两级间的第一电感L1和负反馈网络，反馈第一级晶体管M1的栅极，即第一级晶体管M1的输入端，从而使低频信号经过负反馈网络的衰减后再反馈至第一级晶体管M1输入端，进而提升了电路整体的低频稳定性。
并且，第一偏置电源Vbias1的电压通过负反馈网络施加于第一级晶体管M1的栅极，因而通过调节负反馈网络内部的器件参数，可以隔绝射频信号进入偏置电路同时减少负反馈网络引起的热噪声。
在本实施例中，第一级晶体管M1的漏极处，即第一级晶体管M1的输出端连接有第一电容C1、第一开关SW1、第一电阻R1和控制电源Vctrl。本实施例通过控制电源Vctrl可以控制第一开关SW1的导通和关断状态，从而改变电路级间匹配电路的参数，从而使电路工作在不同的频段。当第一开关SW1被导通时，第一开关SW1视为电阻，此时，第一电容C1和第一开关SW1的串联电路则等效为第一电容C1和电阻连接，而由于第一开关SW1在第一晶体管的输出端，因此，第一开关SW1引入的额外噪声相对较小。而当第一开关SW1被关断时，第一开关SW1视为电容，第一电容C1和第一开关SW1的串联电路可等效为第一电容C1和电容串联，从而减小了第一级晶体管M1的负载容抗，从而使频段可重构低噪声放大器的输入阻抗匹配在更高的频率。
因此，第一电容C1通过第一电感L1、负反馈网络与第一级晶体管M1的栅极连接，从而基于负反馈网络和第一级晶体管M1的栅漏极之间的寄生电容对第一级晶体管M1的输入阻抗产生影响，如图1所示，基于第一电容C1的容性负载效应，和第一级晶体管M1的源极连接的源极电感Ls反馈能够产生输入阻抗匹配条件所需的电阻分量和感性阻抗分量。因此，本实施例利用负反馈网络和第一电容C1达到输入阻抗的匹配条件，第一级晶体管M1的输入端只有一个不参与匹配的第二隔直电容Cin，从而简化了输入匹配电路，同时兼顾输入驻波和噪声系数，避免了现有的结构复杂的可重构输入匹配电路中开关寄生电阻造成噪声恶化的问题。
在本实施例中，输出匹配网络中的器件参数的改变，可以使频段可重构低噪声放大器具有良好的输出匹配，并提供足够的增益；并通过在第一级晶体管M1和第二级晶体管M2设置负反馈网络，使第一级晶体管M1的漏极的输出信号能够通过负反馈网络反馈至第一级晶体管M1的输入端，从而提升电路的低频稳定性；并且，第一电容C1在控制电源Vctrl的作用下，通过第一电感L1、负反馈网络和第一级晶体管M1的栅漏极寄生电容对输入阻抗产生影响，并基于第一电容C1的容性负载效应，以及第一级晶体管M1的源极所连接的电感，提供输入阻抗所需的电阻分量和感性阻抗分量，从而满足输入阻抗匹配条件，从而使第一级晶体管M1的输入端只有一个不参与输入阻抗匹配的第二隔直电容Cin，简化了输入阻抗匹配电路，兼顾了输入驻波和噪声系数，从而减缓了噪声恶化的情况；并且通过第一开关SW1可以控制第一电容C1的导通，从而动态调整电路级间匹配网络的参数，使频段可重构低噪声放大器匹配于不同的频段，满足多模式、多频段的射频收发机的应用需求。
本实施例的基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器减小了电路的功耗，保留了窄带LNA的频率选择特性，增强了对带外干扰信号的干扰抑制能力，理论上能够达到窄带LNA的射频性能。
在一个具体的实施例中，负反馈网络包括：第三隔直电容Cf和反馈电阻Rf；
第一偏置电源Vbias1分别与反馈电阻Rf的一端、第三隔直电容Cf的一端连接；
反馈电阻Rf的另一端与第一级晶体管M1的栅极连接；
第三隔直电容Cf的另一端与第一电感L1的一端连接。
需要说明的是，第一偏置电源Vbias1的电压通过反馈电阻Rf施加于第一级晶体管M1的栅极，因此，通过增大反馈电阻Rf的阻值不仅可以能够隔绝射频信号进入偏置电路，同时也减小反馈电阻Rf引入的热噪声。
在一个具体的实施例中，输出匹配网络包括LC并联谐振网络和L型匹配电路；
LC并联谐振网络的第一端与控制电源Vctrl连接；
LC并联谐振网络的第二端与电源电压VDD连接；
LC并联谐振网络的第三端与L型匹配网络的第一端、第二级晶体管M2的漏极连接；
L型匹配网络的第二端接地，L型匹配网络的第三端与射频信号输出端RFout连接。
需要说明的是，本实施例通过控制电源Vctrl改变LC并联谐振网络的谐振频率，以调整频段可重构低噪声放大器的工作频段，从而调节输出匹配，为频段可重构低噪声放大器提供良好的输出匹配和足够的增益。
在一个具体的实施例中，LC并联谐振网络包括：输出电感Ld、输出电容Cd、第二开关SW2、第二电阻R2；
电源电压VDD分别连接输出电容Cd的一端、输出电感Ld的一端；
输出电容Cd的另一端连接第二开关SW2的第一端，第二开关SW2的第三端与输出电感Ld的另一端连接；第二开关SW2的第二端与第二电阻R2的一端连接；
第二电阻R2的另一端与控制电源Vctrl连接；
输出电感Ld的另一端分别与L型匹配网络的第一端、第二级晶体管M2的漏极连接。
需要说明的是，本实施例通过控制电源Vctrl切换第二开关SW2的导通状态和关断状态，从而改变LC并联谐振网络的谐振频率，进而改变频段可重构低噪声放大器的工作频段。
其中，当第二开关SW2被导通时，LC并联谐振网络的谐振频率可以表示为：
其中，f为谐振频率，Ld为输出电感Ld，Cd为输出电容Cd。
当第二开关SW2被关断时，LC并联谐振网络的谐振频率比第二开关SW2被导通时的更高，其可以表示为：
其中，Coff为第二开关SW2的关断电容。
在一个具体的实施例中，L型匹配网络包括：第二电感L2、第四电容C4、第一隔直电容Cout；
第二电感L2的一端与输出电感Ld的另一端连接；
第二电感L2的另一端分别与第四电容C4的一端、第一隔直电容Cout的一端连接；
第四电容C4的另一端接地，第一隔直电容Cout的另一端与射频信号输出端RFout连接。
需要说明的是，第二电感L2和第四电容C4用于使输出达到共轭匹配，第一隔直电容Cout不参与输出匹配。
在一个具体的实施例中，第一开关SW1采用高电子迁移率晶体管。
在一个具体的实施例中，第二开关SW2采用高电子迁移率晶体管。
需要说明的是，本实施例中，第一开关SW1和第二开关SW2均可采用高电子迁移率晶体管(Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor，PHEMT)，其导通状态和关断状态的等效电路图如图3所示。
当高电子迁移率晶体管的栅源电压VGS>截止电压VTH时，PHEMT导通，当VGS<VTH，PHEMT关断。
需要说明的是，当高电子迁移率晶体管的栅源电压相比截止电压足够大时，PHEMT导通。当PHEMT导通时，其处于深线性区，此时PHEMT可等效为一个阻值很小的导通电阻Ron，即寄生电阻。当高电子迁移率晶体管栅源电压相比截止电压足够小时，PHEMT关断，此时PHEMT可等效为一个很小的电容Coff，即寄生电容。
而增大晶体管的宽度，导通的寄生电阻越大，关断的寄生电容越小；相反，增大晶体管的宽度，导通的寄生电阻越小，关断的寄生电容越大。因此，可以根据电路的实际的情况将该晶体管尺寸调整至合适的尺寸，以满足电路对寄生电阻阻值和寄生电容容值的需求。
因此，导通的寄生电阻Ron的阻值和关断的寄生电容容值可以根据所选择的高电子迁移率晶体管的尺寸进行确定。
在一个具体的实施例中，第一开关SW1的第一端为漏极，第一开关SW1的第二端为栅极，第一开关SW1的第三端为源极。
在一个具体的实施例中，第二开关SW2的第二端为漏极，第二开关SW2的第二端为栅极，第二开关SW2的第三端为源极。
在一个具体的实施例中，控制电源Vctrl采用5V直流电源。
需要说明的是，控制电源Vctrl可以采用5V直流电源。在本实施例中，当启动控制电源Vctrl时，第一开关SW1和第二开关SW2导通，当关断控制电源Vctrl时，即控制电源Vctrl为0时，第一开关SW1和第二开关SW2关断。
因此，在本实施例中，通过控制电源Vctrl导通第一开关SW1和第二开关SW2可以使频段可重构低噪声放大器工作在相对低的频段，通过控制电源Vctrl关断第一开关SW1和第二开关SW2可以使频段可重构低噪声放大器工作在较高的频段。
在一个应用例中，本实施例利用5V直流电源对频段可重构低噪声放大器进行小信号仿真。小信号增益(S21)仿真结果如图4所示，两个频段的增益均大于26dB。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
需要说明的是，本发明的描述中，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

Claims (10)

1.一种基于电流复用技术的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，包括：电源电压、输出匹配电路、负反馈网络、控制电源、第一级晶体管、第一偏置电源、第二级晶体管、第二偏置电源、第二电容、第一电感、第三电容、第一电容、第一开关、第一电阻、源极电感、第二隔直电容；
所述电源电压和所述控制电源分别与所述输出匹配电路连接；
所述输出匹配电路分别与射频信号输出端、所述第二级晶体管的漏极连接；
所述第二级晶体管的栅极分别与所述第二偏置电源、所述第三电容的一端连接；
所述第二级晶体管的源极分别与所述第二电容的一端、所述第一电感的一端连接；所述第二电容的另一端接地；所述第一电感的另一端与所述第三电容的另一端连接；
所述第一级晶体管的漏极分别与所述第一电感的另一端、所述第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一开关的第一端连接，所述第一开关的第三端接地，所述第一开关的第二端与所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与所述控制电源连接；
所述第一级晶体管的栅极分别与所述第二隔直电容的一端、所述负反馈网络的第三端连接，所述第二隔直电容的另一端与射频信号输入端连接；所述负反馈网络的第一端与所述第一偏置电压连接，所述负反馈网络的第二端与所述第一电感的一端连接；
所述第一级晶体管的源极与所述源极电感的一端连接，所述源极电感的另一端接地。
2.根据权利要求1所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述负反馈网络包括：第三隔直电容和反馈电阻；
所述第一偏置电源分别与所述反馈电阻的一端、所述第三隔直电容的一端连接；
所述反馈电阻的另一端与所述第一级晶体管的栅极连接；
所述第三隔直电容的另一端与所述第一电感的一端连接。
3.根据权利要求2所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述输出匹配网络包括LC并联谐振网络和L型匹配电路；
所述LC并联谐振网络的第一端与所述控制电源连接；
所述LC并联谐振网络的第二端与所述电源电压连接；
所述LC并联谐振网络的第三端与所述L型匹配网络的第一端、所述第二级晶体管的漏极连接；
所述L型匹配网络的第二端接地，所述L型匹配网络的第三端与所述射频信号输出端连接。
4.根据权利要求3所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述LC并联谐振网络包括：输出电感、输出电容、第二开关、第二电阻；
所述电源电压分别连接所述输出电容的一端、所述输出电感的一端；
所述输出电容的另一端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第三端与所述输出电感的另一端连接；所述第二开关的第二端与所述第二电阻的一端连接；
所述第二电阻的另一端与所述控制电源连接；
所述输出电感的另一端分别与所述L型匹配网络的第一端、所述第二级晶体管的漏极连接。
5.根据权利要求4所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述L型匹配网络包括：第二电感、第四电容、第一隔直电容；
所述第二电感的一端与所述输出电感的另一端连接；
所述第二电感的另一端分别与所述第四电容的一端、所述第一隔直电容的一端连接；
所述第四电容的另一端接地，所述第一隔直电容的另一端与所述射频信号输出端连接。
6.根据权利要求1所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述第一开关采用高电子迁移率晶体管。
7.根据权利要求4所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述第二开关采用高电子迁移率晶体管。
8.根据权利要求6所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述第一开关的第一端为漏极，所述第一开关的第二端为栅极，所述第一开关的第三端为源极。
9.根据权利要求7所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述第二开关的第二端为漏极，所述第二开关的第二端为栅极，所述第二开关的第三端为源极。
10.根据权利要求1所述的频段可重构低噪声放大器，其特征在于，所述控制电源采用5V直流电源。
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