CN116865690A - 基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器 - Google Patents

基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器 Download PDF

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饶毅恒
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Abstract

本发明属于低噪声放大器技术领域，具体公开了一种基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器；其由匹配电感、级间变压器以及通过匹配电感级联的第一级放大结构和第二级放大结构构成；级间变压器由第一电感和第二电感反向耦合而成，第一级放大结构与第一电感的线圈异名端相连，第二级放大结构与第二电感的线圈异名端相连；第一电感的线圈同名端、第二电感的线圈同名端均连接偏置电压。本发明适用于改善低噪声放大器的性能，能够拓展电路带宽、降低电路面积、优化电路噪声。

Description

基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器
技术领域
本发明属于低噪声放大器技术领域，涉及一种基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器。
背景技术
低噪声放大器作为接收链路的第一个有源放大器，因具有低噪声、高增益等特点而被用作天线接收端小信号的初级放大，其噪声、增益和线性度将直接影响整体接收链路灵敏度和噪声系数。传统的低噪声放大器电路结构有Cascode结构、噪声抵消结构、差分结构和电流复用结构等。随着5G通信的兴起，拓展工作带宽和降低电路功耗成为射频集成电路的发展趋势，Cascode结构和差分结构需要较大偏置电压提供静态工作点，因而电路功耗较大；噪声抵消结构引入了两段传输路径，因而电路复杂度高，且面积较大。基于电流复用结构的低噪声放大器具有超宽的带宽和极低的功耗而被广泛用于5G通信接收机中。
电流复用技术在Cascode结构的基础上，将共栅极NMOS管替换为共源极PMOS管，采用共用漏极电流的方式将漏极电流减小一半，而电路整体跨导保持不变。由于高频寄生现象严重，为拓展电路带宽，通常会引入较大的匹配电感，为简化电路设计难度，会利用反馈电阻实现电路的自偏置。然而，电感的引入会显著增加电路的面积，电阻的引入则会严重恶化电路的噪声。
发明内容
本发明的目的，是要提供一种基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器，以拓展电路带宽、降低电路面积、优化电路噪声。
本发明为实现上述目的，所采用的技术方案如下：
一种基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器，由匹配电感、级间变压器以及通过匹配电感级联的第一级放大结构和第二级放大结构构成；
所述级间变压器由第一电感和第二电感反向耦合而成，第一级放大结构与第一电感的线圈异名端相连，第二级放大结构与第二电感的线圈异名端相连；第一电感的线圈同名端、第二电感的线圈同名端均连接偏置电压。
作为限定，第一级放大结构由第一隔直电容、反馈电阻、第一NMOS管、PMOS管和栅极-源极反馈变压器构成；栅极-源极反馈变压器由第三电感和第四电感正向耦合而成；
一方面，第一NMOS管的漏极和PMOS管的漏极串联构成电流复用结构，并均与反馈电阻的一端相连，反馈电阻的另一端与第三电感的线圈同名端相连；另一方面，第一NMOS管的栅极和PMOS管的栅极共同连接到第三电感的线圈异名端；第一NMOS管的源极与第四电感的线圈同名端相连，第四电感的线圈异名端接地；PMOS管的源极与第一电感的线圈异名端相连；
第一NMOS管的漏极和PMOS管的漏极均通过匹配电感与第二级放大结构相连；
低噪声放大器的输入端通过第一隔直电容与第三电感的线圈同名端相连。
作为第二种限定，第二级放大结构由第二隔直电容、第二NMOS管、源简并电感和负载电阻构成；
第二NMOS管的源极通过源简并电感接地；第二NMOS管的漏极一方面通过负载电阻与第二电感的线圈异名端相连，另一方面通过第二隔直电容与低噪声放大器的输出端相连；第二NMOS管的栅极通过匹配电感与第一级放大结构相连。
本发明由于采用了上述的技术方案，其与现有技术相比，所取得的技术进步在于：
(1)本发明由两级放大结构级联而成，第二级采用共源极放大结构，源极引入源简并电感，提升电路的稳定性，漏极引入电感和电阻构成并联峰值结构负载，扩展高频频段带宽和优化增益平坦度；两级间采用级间匹配电感连接，用来抵消晶体管栅漏寄生电容；有效解决了放大器中电流复用技术电路带宽较窄、电路面积大和噪声系数不理想等问题；引入了级间变压器结构，减小电路的面积，扩展了增益的带宽，并且提高了电路的稳定性；
(2)本发明第一级放大结构在电流复用技术的基础上，采用非对称式的变压器结构将阻性反馈和源退化技术相结合，在传统阻性负反馈型电流复用结构的基础上进一步抑制了输入端口噪声；电路在PMOS管和NMOS管源端采用了双电感源极负反馈技术，部分调谐电阻电流复用结构的寄生效应，降低了米勒效应影响，提升电路的工作带宽；
(3)本发明采用电压电流双重降噪技术，进一步改善了阻性反馈电流复用结构的噪声系数；
(4)本发明引入了栅极-源极反馈变压器结构，减小电路的面积，优化了电路的噪声系数并且拓展了输入匹配的带宽；在此基础上引入了级间变压器结构，进一步减小电路的面积，扩展了增益的带宽，并且提高了电路的稳定性；
(5)本发明在2～10GHz工作频率下，实现了15.76～18.71dB增益、1.72～1.87dB噪声系数和小于-6dB输入回波损耗，电路整体功耗仅13.2mW，且在工作频段内绝对稳定。
本发明属于低噪声放大器技术领域，能够拓展电路带宽、降低电路面积、优化电路噪声。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。
在附图中：
图1为本发明实施例的电路原理图；
图2为本发明实施例中栅极-源极反馈变压器的结构示意图；
图3为本发明实施例中级间变压器的结构示意图；
图4为本发明实施例的增益曲线图；
图5为本发明实施例的输入回波损耗曲线图；
图6为本发明实施例的噪声系数曲线图；
图7为本发明实施例的稳定性曲线图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明。应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器
如图1所示，本实施例由匹配电感L2、级间变压器以及通过匹配电感L2级联的第一级放大结构和第二级放大结构构成。
级间变压器由第一电感L1和第二电感Ld反向耦合而成，第一级放大结构与第一电感L1的线圈异名端相连，第二级放大结构与第二电感Ld的线圈异名端相连；第一电感L1的线圈同名端、第二电感Ld的线圈同名端均连接偏置电压VDD。本实施例中，第一电感L1和第二电感Ld之间的耦合系数为k1＝-0.08。如图3，在级间变压器版图的基础上标出了电流方向，箭头所示方向即为电流方向。
具体地，如图1所示，第一级放大结构由第一隔直电容Cin、反馈电阻Rf、第一NMOS管M1、PMOS管M2和栅极-源极反馈变压器构成。栅极-源极反馈变压器由第三电感Lg和第四电感Ls1正向耦合而成。第三电感Lg和第四电感Ls1之间的耦合系数为k0＝0.48。如图2，在栅极-源极反馈变压器版图的基础上标出了电流方向，箭头所示方向即为电流方向。
如图1所示，一方面，第一NMOS管M1的漏极和PMOS管M2的漏极串联构成电流复用结构，并均与反馈电阻Rf的一端相连，反馈电阻Rf的另一端与第三电感Lg的线圈同名端相连；另一方面，第一NMOS管M1的栅极和PMOS管M2的栅极共同连接到第三电感Lg的线圈异名端。第一NMOS管M1的源极与第四电感Ls1的线圈同名端相连，第四电感Ls1的线圈异名端接地。PMOS管M2的源极与第一电感L1的线圈异名端相连。低噪声放大器的输入端In通过第一隔直电容Cin与第三电感Lg的线圈同名端相连。
如图1所示，第二级放大结构由第二隔直电容Cout、第二NMOS管M3、源简并电感Ls2和负载电阻Rd构成。第二NMOS管M3的源极通过源简并电感Ls2接地；第二NMOS管M3的漏极一方面通过负载电阻Rd与第二电感Ld的线圈异名端相连，另一方面通过第二隔直电容Cout与低噪声放大器的输出端out相连。
第一NMOS管M1的漏极和PMOS管M2的漏极的公共端通过匹配电感L2与第二NMOS管M3的栅极相连。
本实施例的工作原理：第一NMOS管M1和PMOS管M2的等效电压噪声通过栅极-源极反馈变压器中第三电感Lg和信号源内阻Rs间的分压作用减小；反馈电阻Rf的等效电流噪声通过栅极-源极反馈变压器中第三电感Lg和第一NMOS管M1栅源极寄生电容形成的低阻抗路径流向地，实现了电压电流双重降噪，优化了电路噪声系数。同时栅极-源极反馈变压器中的第四电感Ls1和级间变压器中的第一电感L1分别与第一NMOS管M1和PMOS管M2的栅源极寄生电容谐振，从而消除了米勒效应。第一NMOS管M1和PMOS管M2的漏极和栅极间通过一较大反馈电阻Rf连接，使晶体管的漏极电压等效连接在栅极，实现电路的自偏置，从而省略了电路的栅极偏置电路，简化电路设计复杂性。第二NMOS管M3作为第二级放大结构对高频处信号进行进一步放大，级间变压器中的第二电感Ld和负载电阻Rd构成级联带宽扩展结构，当频率升高时，级间变压器中第二电感Ld的感抗会随频率的增大而增加，从而消除高频时第二NMOS管M3栅漏极等效寄生电容的影响，负载电阻Rd用来增大低频频段时电路的电压增益，实现超宽带和较好的增益平坦度。源简并电感Ls2作为第二级放大结构的感性负反馈，通过牺牲部分增益的方法改善电路的稳定性，同时与高频处的栅源极寄生电容谐振，优化电路的输入匹配，提升电路在高频处的带宽。本实施例中，反馈电阻Rf的阻值约为1.3kΩ，实际电路设计中，具体的值需要根据实际输入匹配来调整。
工作时，栅极-源极反馈变压器中第三电感Lg与第一NMOS管M1和PMOS管M2栅源极寄生电容Cgs、栅漏极寄生电容Cgd形成串联谐振电路，栅极-源极反馈变压器中第四电感Ls1与第一NMOS管M1的栅源极寄生电容Cgs1形成串联谐振电路，通过调节电感感值，使电路在工作时，两串联谐振电路的等效阻抗虚部为0，从而改善输入阻抗的虚部。采用的栅极-源极反馈变压器由第三电感Lg和第四电感Ls1组成，利用正向耦合的方式将两电感通过磁耦合进行链接，使第三电感Lg和第四电感Ls1间的互感值M为正值，则两电感的等效感值由Lg和Ls1变为Lg+M和Ls1+M，由于M为正值，两电感的感值得到提升，从而可以适当减小两电感实际感值，优化电路面积。并且，在电路版图的布局过程中，采用栅极-源极反馈变压器将第三电感Lg与第四电感Ls1组合，可以进一步减小电路的面积。此外，采用变压器结构进行输入阻抗匹配，能够使电路的输入匹配网络从一阶网络转换为二阶网络，额外增加了一个谐振点，通过调整变压器中两电感感值，使谐振点位于工作频段的高频处，从而扩展电路高频处的输入匹配带宽。
工作时，级间变压器中第二电感Ld与第二NMOS管M3漏极等效寄生电容Cd形成串联谐振网络，通过调节第二电感Ld的感值，可以使电路在高频处达到峰值，但峰值电感的引入使电路在高频处的稳定性下降，而级间变压器中第一电感L1与第二NMOS管M3的栅源极寄生电容Cgs2形成串联谐振网络，减小高频处的米勒效应。但在高频处，过大的感值会使电路的输入阻抗虚部呈感性，恶化电路的噪声系数和输入匹配；为解决这一问题，电路引入了由第一电感L1和第二电感Ld构成的级间变压器，该变压器采用反向耦合的方式，将第一电感L1与第二电感Ld进行耦合，两电感的等效感值从L1和Ld变为L1+M和Ld+M，由于反向耦合时两电感L1与Ld的互感M为负值，故实际感值与原感值相比减小了。级间变压器的引入使得电路的稳定性大幅提升。并且，在电路版图的布局过程中，采用级间变压器将第一电感L1与第二电感Ld组合，可以大幅减小电路的面积。
从上述分析可以看出，本实施例采用电流复用结构与共源极结构级联的形式，通过电压电流双重降噪技术，降低了电流复用结构的噪声，同时使用双电感源极负反馈技术，减小了高频寄生电容的影响。第一级放大结构引入栅极-源极反馈变压器正向耦合结构，提升了电路在高频处的输入带宽，降低了电路噪声系数，并减小了电路整体面积；第二级放大结构引入级间变压器反向耦合结构，提升了电路整体稳定性，并进一步减小电路面积。
如图4为本实施例的增益曲线图；图5为本实施例的输入回波损耗曲线图；图6为本实施例的噪声系数曲线图；图7为本实施例的稳定性曲线图。可以看出，本实施例提供的电路在2～10GHz工作频率下，实现了15.76～18.71dB增益、1.72～1.87dB噪声系数和小于-6dB输入回波损耗，电路整体功耗仅13.2mW，且在工作频段内绝对稳定。也就是说，本实施例采用电压电流双重降噪技术和非对称变压器结构，实现了具有较小噪声系数、较高的增益和极低功耗的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器。

Claims (3)

1.一种基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器，其特征在于，由匹配电感、级间变压器以及通过匹配电感级联的第一级放大结构和第二级放大结构构成；
所述级间变压器由第一电感和第二电感反向耦合而成，第一级放大结构与第一电感的线圈异名端相连，第二级放大结构与第二电感的线圈异名端相连；第一电感的线圈同名端、第二电感的线圈同名端均连接偏置电压。
2.根据权利要求1所述的基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器，其特征在于，第一级放大结构由第一隔直电容、反馈电阻、第一NMOS管、PMOS管和栅极-源极反馈变压器构成；栅极-源极反馈变压器由第三电感和第四电感正向耦合而成；
一方面，第一NMOS管的漏极和PMOS管的漏极串联构成电流复用结构，并均与反馈电阻的一端相连，反馈电阻的另一端与第三电感的线圈同名端相连；另一方面，第一NMOS管的栅极和PMOS管的栅极共同连接到第三电感的线圈异名端；第一NMOS管的源极与第四电感的线圈同名端相连，第四电感的线圈异名端接地；PMOS管的源极与第一电感的线圈异名端相连；
第一NMOS管的漏极和PMOS管的漏极均通过匹配电感与第二级放大结构相连；
低噪声放大器的输入端通过第一隔直电容与第三电感的线圈同名端相连。
3.根据权利要求1或2所述的基于非对称变压器的超宽带低功耗紧凑型低噪声放大器，其特征在于，第二级放大结构由第二隔直电容、第二NMOS管、源简并电感和负载电阻构成；
第二NMOS管的源极通过源简并电感接地；第二NMOS管的漏极一方面通过负载电阻与第二电感的线圈异名端相连，另一方面通过第二隔直电容与低噪声放大器的输出端相连；第二NMOS管的栅极通过匹配电感与第一级放大结构相连。
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