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TECHNISCHES GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen PWM-Signalgenerator.
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STAND DER TECHNIK
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Verschiedene
Nationen haben Sicherheitsstandards für Fahrzeugscheinwerfer,
die beispielsweise verlangen, dass Scheinwerfer sogar während der
Fahrt am Tag eingeschaltet werden, und zwar mit einer Intensität
eines vorbestimmten Verhältnisses (beispielsweise 25%)
zu derjenigen während der Fahrt bei Nacht. Im Hinblick
dessen wurde ein Tageslichtsystem zum Leuchten der Scheinwerfer
während des Tages durch eine PWM-Steuerung mit einer Intensität
eines vorbestimmten Verhältnisses zu derjenigen während
der Nacht vorgeschlagen. Eine Konstruktion für die PWM-Steuerung
ist beispielsweise in dem Patentdokument 1, das unten genannt ist,
beschrieben. In der Konstruktion wird auf der Grundlage der Spannung
zwischen den Anschlüssen bzw. Zwischenanschlussspannung
eines Kondensators, der ein Laden und Entladen wiederholt, ein Dreieckwellensignal
für einen Hysterese-Komparator bereitgestellt. Der Hysterese-Komparator
vergleicht die Größe des Pegels des Dreieckwellensignals
mit zwei in ihm vorgesehenen Schwellenspannungen und gibt ein Ausgangssignal
als ein PWM-Signal entsprechend der Pegelumkehr der Größenbeziehung
aus. Somit wird der Hysterese-Komparator verwendet, und dadurch
kann ein Zittern aufgrund eines Rauschens einer Fahrzeugenergieversorgung
oder Ähnlichem verhindert werden, wenn eine Pegelumkehr zwischen
dem Dreieckwellensignal und einer jeweiligen der Schwellenspannungen
auftritt.
- Patentdokument 1: JP-A-2003-188693
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(Von der Erfindung zu lösendes
Problem)
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In
der obigen Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet,
kann die Schaltungskonstante des Hysterese-Komparators jedoch eine Variation
aufweisen, die auf die Herstellung oder Ähnlichem zurückzuführen
ist. 3 zeigt eine typische Schaltungskonstruktion,
die einen Hysterese-Komparator verwendet. Wie es in der Figur gezeigt
ist, wird der Ausgangsanschluss des Komparators 1 an den
positiven Eingangsanschluss über einen Rückführungswiderstand 2 zurückgeführt
und ebenfalls mit einer Energieversorgungsleitung 4 (+B) über
einen Widerstand 3 verbunden. Ein Dreieckwellensignal wird
an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 1 angelegt,
während eine geteilte Spannung, die durch Teilen einer
Energieversorgungsspannung unter Verwendung von Widerständen 5, 6 erhalten
wird, als eine Schwellenspannung an den positiven Eingangsanschluss
angelegt wird. Gemäß der Konstruktion wird ein
Ausgang des Hysterese-Komparators direkt als ein PWM-Signal verwendet.
Die Widerstandswerte der Widerstandselemente (Widerstände 2, 3),
die in dem Hysterese-Komparator enthalten sind, können
jedoch eine Variation aufweisen, die der Herstellung zugeschrieben
wird. Sogar wenn externe Widerstände als die Widerstände 5, 6 zum
Abschwächen der Variation der Widerstände 5, 6 verwendet
werden, können die Schwellenspannungen aufgrund einer Variation
der Widerstände 2, 3 in dem Hysterese-Komparator
variieren. Dadurch können Zeitpunkte, zu denen eine Pegelumkehr
zwischen dem Dreieckwellensignal und den jeweiligen Schwellenspannungen
auftritt, variieren, und demzufolge kann ein Tastverhältnis
des Ausgangssignals (PWM-Signal) des Hysterese-Komparators von einem
Produkt zu einem anderen variieren. Dann entsteht ein Problem, dass
die Scheinwerfer nicht stabil mit einer vorbestimmten Intensität während
des Tages leuchten können.
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BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung entstand im Hinblick auf die vorhergehenden
Umstände, und es ist ihre Aufgabe, einen PWM-Signalgenerator
zu schaffen, der in der Lage ist, ein PWM-Signal mit einem stabilen
Tastverhältnis zu erzeugen, das gegenüber ei nein
Rauschen einer Fahrzeugenergieversorgung, einer Herstellungsvariation
von Schaltungskonstanten oder Ähnlichem immun ist.
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(Mittel zum Lösen des Problems)
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Ein
PWM-Signalgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung
enthält eine Oszillator-Schaltung, die ausgelegt ist, ein
Oszillator-Signal auszugeben, und eine Komparator-Schaltung, die
ausgelegt ist, das Oszillator-Signal von der Oszillator-Schaltung und
ein Bezugssignal zu empfangen, und weiter ausgelegt ist, ein Ausgangssignal
eines Pulszuges, das vom Pegelher entsprechend einer Größenbeziehung zwischen
einem Pegel des Oszillator-Signals und einem Pegel des Bezugssignals
umgekehrt ist, als ein PWM-Signal für eine Pulsbreitenmodulationssteuerung
auszugeben. Der PWM-Signalgenerator enthält außerdem
eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung, die ausgelegt ist, eine
Pegelumkehr des Ausgangssignals bis zu einem Zeitpunkt zu verhindern,
bevor das Ausgangssignal anschließend zu einem geeigneten
Zeitpunkt entsprechend einem gewünschten Tastverhältnis
des PWM-Signals im Pegel umgekehrt wird, und zwar durch Ändern
eines Pegels, der mit einem Pegel des anderen Signals durch die
Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, unabhängig von
einem Signalpegel des Oszillator-Signals oder des Bezugssignals,
so dass das Ausgangssignal im Pegel nicht umgekehrt wird. Gemäß dieser Konstruktion
hält die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung, nachdem
das Ausgangssignal im Pegel umgekehrt ist, erzwungenermaßen
den umgekehrten Zustand, um eine Pegelumkehr zu verhindern. Insbesondere
kann ein Pegel, der durch die Komparator-Schaltung hinsichtlich
der Größe mit dem Pegel des Bezugssignals zu vergleichen
ist, erzwungenermaßen und unabhängig von dem Pegel des
Oszillator-Signals auf einen absolut höheren Pegel als
der Pegel des Bezugssignals geändert werden, wenn der Pegel
des Oszillator-Signals beispielsweise den Pegel des Bezugssignals überschreitet. Außerdem
kann ein Pegel, der durch die Komparator-Schaltung hinsichtlich
der Größe mit dem Pegel des Oszillator-Signals
zu vergleichen ist, erzwungenermaßen und unabhängig
von dem Pegel des Bezugssignals, auf einen absolut höheren
Pegel als der Pegel des Oszillator-Signals geändert werden,
wenn der Pegel des Oszillator-Signals beispielsweise auf unterhalb
des Pegels des Bezugssignals abfällt.
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Danach
wird der Pegelumkehrungsverhinderungszustand freigegeben, so dass
eine Pegelumkehr erlaubt wird, bevor eine Pegelumkehr anschließend
zu einem geeigneten Zeitpunkt entsprechend einem gewünschten
Tastverhältnis des PWM-Signals (d. h. zu einem Zeitpunkt
einer Pegelumkehr während einer normalen Zeit, wenn ein
Rauschen oder Ähnliches nicht aufgetreten ist) auftritt.
Wenn eine anschließende Pegelumkehr aufgetreten ist, wird
der umgekehrte Zustand erneut erzwungenermaßen aufrechterhalten,
und danach wird der Pegelumkehrungsverhinderungszustand freigegeben,
bevor eine anschließende Pegelumkehr auftritt. Dadurch
kann ein Zittern sogar dann verhindert werden, wenn der Pegel des
Bezugssignals oder des Oszillator-Signals aufgrund eines Rauschens
einer Fahrzeugenergieversorgung oder Ähnlichem schwankt.
Außerdem kann im Gegensatz zu einer herkömmlichen
Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet, ein PWM-Signal
mit einem stabilen Tastverhältnis erzeugt werden, und zwar
sogar dann, wenn die Schaltungskonstanten Variationen aufgrund der
Herstellung aufweisen.
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In
der obigen Erfindung ist es vorteilhaft, eine Umkehrung eines Änderungstrends
des Oszillator-Signals durch eine Trendumkehrungsdetektorschaltung
zu erfassen und den Pegelumkehrungsverhinderungszustand, der durch
die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung bewirkt wird, freizugeben,
wenn eine Umkehr des Änderungstrends auftritt.
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Außerdem
enthält die Komparator-Schaltung vorzugsweise ein erstes
Stromsteuerelement, durch das ein Strom, der einem Pegel des Oszillator-Signals
entspricht, fließt, und ein zweites Stromsteuerelement,
durch das ein Strom, der einem Pegel des Bezugssignals entspricht,
fließt. Das Ausgangssignal wird im Pegel entsprechend einer
Größenbeziehung zwischen dem Strom, der durch
das erste Stromsteuerelement fließt, und dem Strom, der
durch das zweite Stromsteuerelement fließt, umgekehrt.
Vorzugsweise ist die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung ausgelegt,
ein erstes Kurzschlussschaltelement, das parallel zu dem ersten
Stromsteuerelement geschaltet ist, in einen Kurzschlusszustand zu schalten,
wenn das Ausgangssignal im Pegel während eines Aufwärtstrends
des Stroms, der durch das erste Stromsteuerelement fließt,
umgekehrt wird, und ein zweites Kurzschlussschaltelement, das parallel zu
dem zweiten Stromsteuerelement geschaltet ist, in einen Kurz schlusszustand
zu schalten, wenn das Ausgangssignal im Pegel während eines
Abwärtstrends des Stroms, der durch das zweite Stromsteuerelement
fließt, umgekehrt wird.
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Weiterhin
enthält die Oszillator-Schaltung vorzugsweise einen Kondensator
als ein Frequenzbestimmungselement zum Bestimmen einer Oszillationsfrequenz,
ein Widerstandselement, das mit einer Energiequelle verbunden ist,
und eine Stromspiegelschaltung, in die ein Strom von der Energiequelle über
das Widerstandselement fließt. Ein Spiegelstrom von der
Stromspiegelschaltung fließt in den Kondensator, um den
Kondensator zu laden und entladen. Gemäß dieser
Konstruktion kann ein PWM-Signal mit einem konstanten Tastverhältnis
erzeugt werden, das immun gegenüber einer Schwankung der
Energieversorgungsspannung ist.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein schematisches Diagramm, das einen PWM-Signalgenerator gemäß einer
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Zeitdiagramm eines Oszillator-Signals, eines Bezugssignals und
von Spannungspegeln an verschiedenen Punkten; und
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen typischen PWM-Signalgenerator
zeigt, der einen Hysterese-Komparator aufweist.
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BESTER MODUS ZUM AUSFÜHREN
DER ERFINDUNG
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Ein
PWM-Signalgenerator 10 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erzeugt und stellt ein PWM-Signal S1
mit einem gewünschten Tastverhältnis für
ein Schaltelement (beispielsweise ein Leistungs-MOSFET oder ein
Halbleiterschaltelement, das eine Schutzfunktion aufweist (z. B.
eine IPD: intelligente Leistungsvorrichtung)) bereit, das zwischen
eine Energiequelle und eine Last geschaltet ist, um einen EIN/AUS-Betrieb
zu erzielen. Dadurch führt der PWM-Signalgenerator 10 eine PWM-Steuerung
(Pulsbreitenmodulationssteuerung) für eine Energieversorgung
der Last durch. In der vorliegenden Ausführungsform ist
der PWM-Signalgenerator 10 an einem nicht gezeigten Fahrzeug installiert
und wird zur Ansteuerungssteuerung für eine Last wie z.
B. eine Fahrzeuglampe oder einen Motor für einen Kühllüfter
oder für einen Scheibenwischer verwendet.
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Im
Folgenden wird der PWM-Signalgenerator 10 mit Bezug auf
die 1 und 2 erläutert.
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1. Schaltungskonstruktion
der vorliegenden Ausführungsform
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1 ist
ein schematisches Diagramm, das den PWM-Signalgenerator 10 gemäß der
vorliegenden Ausführungsform zeigt. Wie es in der Figur
gezeigt ist, enthält der PWM-Signalgenerator 10 hauptsächlich
eine Frequenzsteuerschaltung 11 zum Ausgeben eines Oszillator-Signals
S2, eine Schalt-Schaltung 12 zum Schalten zwischen einer Tagbeleuchtung,
die unten beschrieben wird, und einer Nachtbeleuchtung oder Ähnlichem,
eine Leckstromunterbrechungsschaltung 13 und eine Tastverhältnissteuerschaltung 14.
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(1) Frequenzsteuerschaltung
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Die
Frequenzsteuerschaltung 11 (d. h. ein Beispiel einer "Oszillator-Schaltung"
der vorliegenden Erfindung) enthält einen Komparator 20 (oder
alternativ einen Operationsverstärker). Der negative Eingangsanschluss
des Komparators 20 ist mit dem Anschluss höheren
Potenzials (Vcc) einer Energiequelle (z. B. einer Batterie) über
eine Parallelschaltung 27 aus einem Kondensator 21 als
ein Frequenzbestimmungselement und einem Widerstand R1 verbunden.
Das heißt, ein Spannungssignal eines Pegels, der der Zwischenanschlussspannung
des Kondensators 21 entspricht, wird an den negativen Eingangsanschluss
des Komparators 20 angelegt. Im Folgenden wird ein Spannungspegel
an einem Punkt "A", der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, als "Va" bezeichnet. Man beachte, dass ein Signal, das dem
Spannungspegel Va an dem Punkt "A" entspricht, als ein Oszillator-Signal
S2 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt
wird.
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Andererseits
wird ein geteiltes Potenzial einer Spannungsteilerschaltung, die
Spannungsteilungswiderstände R2 und R3 enthält,
die seriell zwischen den Anschluss höheren Potenzials und
den Anschluss niedrigeren Potenzials (GND) der Energiequelle geschaltet
sind, an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt.
Außerdem wird der Ausgang B des Komparators 20 in
den positiven Eingangsanschluss über einen Rückführungswiderstand
R4 zurückgeführt. Das heißt, ein Spannungssignal
eines Pegels, der von den Widerstandswerten der Spannungsteilungswiderstände
R2, R3 und dem Rückführungswiderstand R4 abhängt,
wird an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt.
Im Folgenden wird ein Spannungspegel an einem Punkt "C", der mit
dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, als "Vc" bezeichnet.
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Der
Ausgang des Komparators 20 wird in Vorwärtsrichtung
einer NICHT-Schaltung 22 bereitgestellt. Andererseits ist
die Seite niedrigeren Potenzials der Parallelschaltung 27 mit
der Anschlussseite niedrigeren Potenzials der Energiequelle über
drei n- Kanal-FETs 23, 24, 25 und einen
Widerstand R5, die seriell geschaltet sind, verbunden. Ein Spannungssignal,
das dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 entspricht, wird
an das Gate der Seite höheren Potenzials des FET 23 der
FETs angelegt.
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Der
FET 24 bildet zusammen mit einem n-Kanal-FET 26 eine
Stromspiegelschaltung 28. Das Gate und der Drain des FET 26 sind
kurzgeschlossen, und der Drain ist mit dem Anschluss höheren Potenzials
der Energiequelle über einen Widerstand R6 (entspricht
einem "Widerstandselement" der vorliegenden Erfindung) verbunden.
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(2) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
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Die
Schalt-Schaltung 12 enthält zwei PNP-Transistoren 30, 31.
Der Emitter des Transistors 30 ist mit der Anschlussseite
höheren Potenzials der Energiequelle verbunden, während
der Kollektor mit der Anschlussseite niedrigeren Potenzials der
Energiequelle über zwei Spannungsteilungswiderstände R7,
R8 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 31 ist mit
der Anschlussseite höheren Potenzials der Energiequelle
verbunden, während der Kollektor mit dem Verbindungspunkt
E zwischen den Spannungsteilungswiderständen R7, R8 verbunden
ist. Ein Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt
E entspricht, wird als ein Bezugssignal S3 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt.
Das Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E
entspricht, wird ebenfalls dem Gate des FET 25 bereitgestellt.
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Der
Transistor 31 schaltet sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen
einer "Nachtbeleuchtung", beispielsweise einer Beleuchtung der Scheinwerfer
mit einem Tastverhältnis von 100%, von einem Betriebsabschnitt
des Fahrzeugs, der nicht gezeigt ist, empfangen wird. Der Transistor 30 schaltet
sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen einer "Tagbeleuchtung (Tageslicht)",
beispielsweise einer Beleuchtung der Scheinwerfer mit einem Tastverhältnis
von 25% (d. h. einem Beispiel eines "gewünschten Tastverhältnisses"
der vorliegenden Erfindung) empfangen wird. Der FET 25 schaltet
sich ein, wenn einer der Transistoren 30, 31 eingeschaltet
ist, und schaltet sich aus, wenn beide Transistoren 30, 31 ausgeschaltet
sind. Das heißt, wenn sich die Scheinwerfer in einem anderen
Zustand als Nachtbeleuchtung oder Tagbeleuchtung wie beispielsweise
einem AUS-Zustand befinden, schaltet sich der FET 25 aus, um
eine Funktion zum Verhindern eines Leckstroms zu schaffen.
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(3) Tastverhältnissteuerschaltung
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Die
Tastverhältnissteuerschaltung 14 enthält einen
Komparator 50 (d. h. ein Beispiel einer "Komparator-Schaltung"
der vorliegenden Erfindung). Der Komparator 50 enthält
einen ersten FET 51 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel
eines "ersten Stromsteuerelements" der vorliegenden Erfindung),
der mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 50 verbunden
ist und als Antwort auf das Oszillator-Signal S2 zwischen Ein und
Aus schaltet, und enthält außerdem einen zweiten
FET 52 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines "zweiten
Stromsteuerelements" der vorliegenden Erfindung), der mit dem negativen
Eingangsanschluss des Komparators 50 verbunden ist und
als Antwort auf das Bezugssignal S3 zwischen Ein und Aus schaltet.
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Die
Source des ersten FET 51 ist mit einer Konstantstromquelle 60 verbunden,
während der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem
FET 24 und dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 53 verbunden
ist. Andererseits ist die Source des zweiten FET 52 ebenfalls
mit der Konstantstromquelle 60 verbunden, während
der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem FET 24 und
dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 54 verbunden
ist. Der FET 53, dessen Gate und Drain kurzgeschlossen
sind, bildet zusammen mit dem FET 54 eine Stromspiegelschaltung.
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Ein
Ausgangssignal S4, das in Abhängigkeit von einer Größenbeziehung
zwischen den Pegeln des Oszillator-Signals S2 und des Bezugssignals
S3 umgekehrt wird, wird einer NICHT-Schaltung 57 bereitgestellt.
Die NICHT-Schaltung 57 gibt ein im Pegel umgekehrtes Ausgangssignal
S4' als ein PWM-Signal S1 aus. Im Folgenden wird ein Spannungspegel des
Ausgangspunkts F des Komparators 50 als "Vf" bezeichnet,
während ein Spannungspegel an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 als
"Vh" bezeichnet wird.
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In
der vorliegenden Ausführungsform ist ein erster Kurzschluss-FET 55 vom
p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines "ersten Kurzschlussschaltelements"
der vorliegenden Erfindung) parallel zu dem ersten FET 51 geschaltet.
Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn er
ein Steuersignal S5 eines niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt,
um eine Funktion zum Bilden eines Kurzschlusses zwischen der Source
und dem Drain des ersten FET 51 bereitzustellen. Außerdem
ist ein zweiter Kurzschluss-FET 56 vom p-Kanal-Typ (d.
h. ein Beispiel eines "zweiten Kurzschlussschaltelements" der vorliegenden
Erfindung) parallel zu dem zweiten FET 52 geschaltet. Der
zweite Kurzschluss-FET 56 schaltet sich ein, wenn er ein
Steuersignal S6 eines niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt,
um eine Funktion zum Bilden eines Kurzschlusses zwischen der Source
und dem Drain des zweiten FET 52 bereitzustellen.
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Der
PWM-Signalgenerator 10 enthält zwei NICHT-UND-Schaltungen 58, 59.
Ein Spannungspegel Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und
ein Spannungspegel Vh an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 werden
den Eingängen der NICHT-UND-Schaltung 58 zugeführt.
Deren Ausgang wird an das Gate der ersten Kurzschluss-FET 55 angelegt.
Andererseits werden ein Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B
des Komparators 20 und ein Spannungspegel Vf an dem Eingangspunkt
F der NICHT-Schaltung 57 an die Eingänge der NICHT-UND-Schaltung 59 angelegt.
Deren Ausgang wird an das Gate des zweiten Kurzschluss-FET 56 angelegt.
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Dieses
ist das Ende der Schaltungskonstruktion des PWM-Signalgenerators 10.
Man beachte, dass in der vorliegenden Ausführungsform die
Schaltungen auf einem einzigen Chip 70 mit der Ausnahme
des Kondensators 21 und des Widerstands R1, die zum Bestimmen
der Oszillationsfrequenz der Frequenzsteuerschaltung 11 vorgesehen
sind, und der Schalt-Schaltung 12 ausgelegt sind. Daher
kann die Frequenz eines Oszillator-Signals S2 durch Ändern des
Kondensators 21 und des Widerstands R1, die außerhalb
des Chips 70 angeordnet sind, eingestellt werden. Außerdem
kann das Tastverhältnis eines PWM-Signals S1 durch Ändern
der Spannungsteilungswiderstände R7 und R8 eingestellt
werden.
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2. Betrieb der vorliegenden
Ausführungsform
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(1) Frequenzsteuerschaltung
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Wenn
dem PWM-Signalgenerator 10 Energie zugeführt wird
und ein Nachtlichtsignal oder ein Tageslichtsignal in die Schalt-Schaltung 12 eingegeben
wird, schaltet sich der FET 25 ein. Zu Beginn liegt der
Punkt "A", der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, an der Seite der Anschlussspannung höheren Potenzials Vcc
der Energiequelle, und der Komparator 20 ist ausgeschaltet,
das heißt, die Spannung Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 liegt
auf einem niedrigen Pegel. Daher schaltet sich der FET 23 als
Antwort auf ein Spannungssignal Vd eines hohen Pegels von der NICHT-Schaltung 22 ein.
Dadurch fließt ein Strom von der Energiequelle durch die
Parallelschaltung 27, die FETs 23, 24, 25 und
den Widerstand R5, und das Laden des Kondensators 21 beginnt.
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Die
FETs 24, 26 bilden eine Stromspiegelschaltung 28,
wie es oben beschrieben ist. Daher hängt der Betrag eines
Stroms i1, der durch die FETs 23, 24 fließt,
von dem Betrag eines Stroms i2, der durch den Widerstand R6 und
den FET 26 fließt, ab, d. h. er hängt
von dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle ab. Wenn
sich das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle aufgrund
einer Schwankung der Energieversorgungsspannung oder Ähnlichem
verringert, verringert sich dementsprechend der Betrag des Ladestroms
i1 für den Kondensator 21. Wenn sich umgekehrt
das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle erhöht,
erhöht sich dementsprechend der Betrag des Ladestroms i1
für den Kondensator 21. Als Ergebnis kann die
Ladezeit für den Kondensator 21, d. h. die Frequenz
des Oszillator-Signals S2 am Punkt "A", stabil und immun gegenüber
einer Schwankung des höheren Potenzials Vcc der Energiequelle
sein.
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Zu
dem Zeitpunkt ist der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des
Komparators 20 fast gleich dem niedrigeren Potenzial GND
der Energiequelle. In der vorliegenden Ausführungsform
sind die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände
R2, R3 einander gleich, und der Widerstandswert des Rückführungswiderstands
R4 wird beispielsweise auf die Hälfte desjenigen des Spannungsteilungswi derstands
R2 (R3) eingestellt. Daher ist, wie es in (dem obersten Feld des
Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist, der Spannungspegel
Vc an dem Punkt "C" gleich 1/4 Vcc, der an den positiven Eingangsanschluss
des Komparators 20 angelegt wird.
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Danach
verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt "A" graduell,
wenn das Laden des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn
der Spannungspegel auf unterhalb 1/4 Vcc abfällt, wird
der Pegel des Spannungspegels Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 auf
einen hohen Pegel umgekehrt (siehe die Figur (das zweite Feld von
dem oberen Teil des Zeitdiagramms)). Dieses bewirkt, dass sich der
FET 23 ausschaltet, so dass das Laden des Kondensators 21 aufhört
und das Entladen beginnt. Zu diesem Zeitpunkt ist der Spannungspegel Vb
an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 fast gleich dem
höheren Potenzial Vcc der Energiequelle. Daher ist, wie
es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt
ist, der Spannungspegel Vc an dem Punkt "C" gleich 3/4 Vcc, der an
den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt
wird.
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Danach
erhöht sich der Spannungspegel Va an dem Punkt "A" graduell,
wenn das Entladen des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn
der Spannungspegel 3/4 Vcc überschreitet, schaltet sich
der Komparator 20 aus (siehe die Figur (das zweite Feld von
dem oberen Teil des Zeitdiagramms)), und dadurch wird der Pegel
des Spannungspegels Vb an dem Ausgangspunkt B auf einen niedrigen
Pegel umgekehrt. Somit wird der Pegel des Spannungspegels Va an
dem Punkt "A" zwischen 1/4 Vcc und 3/4 Vcc umgekehrt, um sich in
einem Dreieckwellenmuster zu ändern, das als ein Oszillator-Signal
S2 an den positiven Eingangsanschluss (d. h. das Gate des ersten FET 51)
des Komparators 50 der Tastverhältnissteuerschaltung 14 angelegt
wird.
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(2) Tastverhältnissteuerschaltung
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In
der Tastverhältnissteuerschaltung 14 wird das
Oszillator-Signal S2 von der Frequenzsteuerschaltung 11 in
den positiven Eingangsanschluss des Komparators 50 eingegeben,
während der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E
für dessen negativen Eingangsanschluss von der Schalt-Schaltung 12 bereitgestellt
wird. In der vorliegenden Ausführungsform werden die Widerstandswerte
der Widerstände R7, R8 derart eingestellt, dass der Spannungspegel
Ve an dem Verbindungspunkt E, wenn die Schalt-Schaltung 12 ein
Tageslichtsignal empfängt, auf einen Pegel (zwischen 1/4 Vcc
und 3/4 Vcc, aber näher bei 1/4 Vcc) eingestellt wird,
der in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt
ist. Genauer gesagt wird dieser derart eingestellt, dass das Tastverhältnis
des PWM-Signals S1 beispielsweise 25% beträgt. Wie es in
(dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt
ist, entspricht ein Zeitpunkt, zu dem die Größenbeziehung
zwischen dem Pegel des Oszillator-Signals S2 und dem Spannungspegel
Ve während einer normalen Zeit, während der ein
Energieversorgungsrauschen oder Ähnliches nicht aufgetreten
ist (d. h. einer Zeit, die einem Tastverhältnis von 25%
entspricht), umgekehrt ist, "einer richtigen Zeit entsprechend einem
gewünschten Tastverhältnis" und "einer Zeit, zu
der das Ausgangssignal anschließend im Pegel umgekehrt
wird" der vorliegenden Erfindung.
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Wenn
der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Spannungspegel Ve des Verbindungspunkts
E überschreitet, ist der erste FET 51 des Komparators 50 ausgeschaltet,
und der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 liegt
auf einem hohen Pegel. Wenn andererseits der Pegel des Oszillator-Signals
S2 auf unterhalb des Spannungspegels Ve des Verbindungspunkts E
fällt, schaltet sich der erste FET 51 ein, und
der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 wird
im Pegel auf einen niedrigen Pegel umgekehrt. Dadurch pulsiert der
Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 in
einem Rechteckwellenmuster, wie es in 2 (d. h.
in dem vierten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist.
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Der
Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel Ve an der Verbindung
E) der Schalt-Schaltung 12 kann beispielsweise aufgrund eines
Rauschens oder Ähnlichem während einer Fahrzeugbeschleunigung
oder -verzögerung schwanken. In diesem Fall wird ein Zittern
zu dem Zeitpunkt einer Pegelumkehr zwischen dem Pegel des Oszillator-Signals
S2 und dem Pegel des Bezugssignals S3 auftreten (siehe 2 (das
vierte und fünfte Feld von oben in dem Zeitdiagramm)).
Dadurch wird das Tastverhältnis des PWM-Signals S1 schwanken,
und die stabile PWM-Steuerung für eine Tagbeleuchtung kann
nicht bereitgestellt werden.
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Aus
diesem Grund sind gemäß der vorliegenden Ausführungsform
die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56 in
dem Komparator 50 vorgesehen, wie es oben beschrieben ist.
Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn ein
Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel
Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und der Spannungspegel Vh
an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 beide einen
hohen Pegel aufweisen, von der NICHT-UND-Schaltung 58 empfangen
wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und
daher ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet. Das
heißt, der erste Kurzschluss-FET 55 ist eingeschaltet
(d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis der Änderungstrend
des Oszillator-Signals S2 umgekehrt wird (d. h. von einem Abwärtstrend
in einen Aufwärtstrend umgekehrt wird), nachdem der Pegel
des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals
S3 abgefallen ist, wie es in 2 (d. h.
in dem sechsten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist.
Ansonsten ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet
(d. h. in einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
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Gemäß dieser
Konstruktion stellt der erste Kurzschluss-FET 55 einen
Kurzschluss zwischen dem Drain und der Source des ersten FET 51,
der an der Seite des positiven Eingangsanschlusses angeordnet ist,
her, wenn der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des
Pegels des Bezugssignals S3 abfällt. Dadurch fließt
ein höherer Strom durch den FET 54, der zusammen
mit dem FET 53, der mit dem ersten FET 51 verbunden
ist, eine Stromspiegelschaltung bildet. Daher wird in diesem Fall
der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 erzwungenermalien
auf einem niedrigen Pegel gehalten, und zwar sogar dann, wenn der
Pegel des Bezugssignals S3 schwankt. Somit kann eine Pegelumkehr
verhindert werden. Der Kondensator 21 wird zu diesem Zeitpunkt
geladen. Daher verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt
"A", und ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt,
erhöht sich. Der Strom, der durch den ersten FET 51 fließt
(d. h. ein Strom, der dem Pegel des Oszillator-Signals S2 entspricht),
fließt ebenfalls durch die FETs 53, 54.
Wenn der erste Kurzschluss-FET 55 eingeschaltet wird, fließt
ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch
den ersten FET 51 fließt, wenn der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet
ist, durch die FETs 53, 54. Dieses bedeutet, dass
ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel des Bezugssignals
S3 zu vergleichen ist, unabhängig von dem Pegel des Oszillator-Signals
S2 geändert wird, so dass der Spannungspegel Vf an dem
Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt wird. Dieses entspricht
der Phrase "Änderung eines Pegels, der mit einem Pegel
des anderen Signals der Komparator-Schaltung zu vergleichen ist,
unabhängig von einem Signalpegel des Oszillator-Signals
oder des Bezugssignals, so dass das Ausgangssignal im Pegel nicht
umgekehrt wird" der vorliegenden Erfindung.
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Andererseits
schaltet sich der zweite Kurzschluss-FET 56 ein, wenn ein
Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel
Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 und der Spannungspegel
Vf an dem Eingangspunkt F der NICHT-Schaltung 57 beide
einen hohen Pegel aufweisen, von der NICHT-UND-Schaltung 59 empfangen
wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und
daher ist der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet.
Das heißt, der zweite Kurzschluss-FET 56 ist eingeschaltet
(d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis der Änderungstrend
des Oszillator-Signals S2 umgekehrt wird (d. h. von einem Aufwärtstrend
in einen Abwärtstrend umgekehrt wird), nachdem der Pegel
des Oszillator-Signals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet,
wie es in 2 (d. h. in dem siebten Feld
von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist. Ansonsten ist der zweite
Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet (d. h. in einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
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Somit
errichtet der zweite Kurzschluss-FET 56 einen Kurzschluss
zwischen dem Drain und der Source des zweiten FET 52, der
an der Seite des negativen Eingangsanschlusses angeordnet ist, wenn der
Pegel des Oszillator-Signals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet.
Daher wird in diesem Fall der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt
F des Komparators 50 erzwungenermaßen auf einem
hohen Pegel gehalten, und zwar sogar dann, wenn der Pegel des Bezugssignals
S3 schwankt. Somit wird eine Pegelumkehr verhindert. Der Kondensator 21 wird
zu diesem Zeitpunkt entladen. Daher erhöht sich der Spannungspegel
Va an dem Punkt "A", und ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt,
wird verringert. Andererseits fließt ein Strom, der dem
Pegel des Bezugssignals S3 entspricht, durch den zweiten FET 52.
Wenn sich der zweite Kurzschluss-FET 56 einschaltet, fließt
ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch
den zweiten FET 52 fließt, wenn der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet
ist, durch den zweiten Kurzschluss-FET 56. Dieses bedeutet,
dass ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel
des Oszillator-Signals S2 zu vergleichen ist, unabhängig
von dem Pegel des Bezugssignals S3 geändert wird, so dass
der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt
wird. Dieses entspricht der Phrase "Ändern eines Pegels,
der mit einem Pegel des anderen Signals durch die Komparator-Schaltung
zu vergleichen ist, unabhängig von einem Signalpegel des
Oszillator-Signals oder des Bezugssignals, so dass das Ausgangssignal
im Pegel nicht umgekehrt wird" der vorliegenden Erfindung. Wie es
anhand Obigem zu beobachten ist, dienen die NICHT-UND-Schaltungen 58, 59 als
eine "Trend-Umkehrungsdetektorschaltung" und eine "Kurzschlusssteuerschaltung"
der vorliegenden Erfindung, und außerdem bilden sie zusammen
mit den ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56 eine
"Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung" der vorliegenden Erfindung.
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(3) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
-
Der
Betrieb während der Tagbeleuchtung wurde oben erläutert.
In dem Fall des Schaltens zur Nachtbeleuchtung wird der Schalt-Schaltung 12 ein Nachtlichtsignal
bereitgestellt. Dadurch schaltet sich der Transistor 30 aus,
und der Transistor 31 schaltet sich ein. Dann wird der
Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel Ve an der Verbindung
E) fast gleich dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle,
wie es an der rechten Seite der (dem obersten Feld des Zeitdiagramms
der) 2 gezeigt ist. Daher überschreitet der
Pegel des Bezugssignals S3 kontinuierlich den Pegel des Oszillator-Signals
S2. Dadurch wird eine Nachtbeleuchtung mit einem Tastverhältnis
von 100% durchgeführt.
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In
dem Fall, in dem eine Beleuchtung der Scheinwerfer nicht benötigt
wird, sind die Transistoren 30, 31 der Schalt-Schaltung 12 beide
ausgeschaltet. Dann schaltet sich der FET 25 ebenfalls aus,
und dadurch kann ein Leckstrom von der Energiequelle 80 während
eines AUS-Zustands unterbrochen werden.
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Gemäß der
vorliegenden Ausführungsform werden ein Schalten zwischen
einer Nachtbeleuchtung und einer Tagbeleuchtung der Scheinwerfer
und ein Unterbrechen des Leckstroms während eines AUS-Zustands
der Scheinwerfer durch eine Schaltsteuerung unter Verwendung der
Schalt-Schaltung 12 erzielt.
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3. Wirkungen der vorliegenden
Ausführungsform
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- (1) Gemäß der vorliegenden
Ausführungsform wird, nachdem das Ausgangssignal S4 (und
außerdem das Ausgangssignal S4') im Pegel umgekehrt werden,
der umgekehrte Zustand von diesen durch die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56,
die als eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung vorgesehen sind, aufrechterhalten.
Danach wird die Verhinderung der Pegelumkehr automatisch freigegeben,
wenn der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umkehrt.
Dadurch kann ein Zittern sogar dann verhindert werden, wenn der
Pegel des Bezugssignals S3 aufgrund eines Rauschens oder Ähnlichem
beispielsweise während einer Fahrzeugbeschleunigung schwankt.
Außerdem wird gemäß der vorliegenden
Erfindung im Gegensatz zu einer herkömmlichen Konstruktion,
die einen Hysterese-Komparator verwendet, der Pegel des Bezugssignals
S3 hauptsächlich in Abhängigkeit von den Spannungsteilungswiderständen
R7, R8 bestimmt, die in der Schalt-Schaltung 12 vorgesehen
sind, d. h. im Wesentlichen unbeeinflusst von den Widerstandskomponenten
in dem Komparator 50. Die Spannungsteilungswiderstände
R7, R8 sind als externe Widerstände vorgesehen, und daher
können diejenigen, die geeignete Widerstandswerte aufweisen,
sogar nach der Herstellung des PWM-Signalgenerators 10 ausgewählt werden.
Demzufolge kann ein PWM-Signal S1, das ein stabiles Tastverhältnis
aufweist, sogar dann erzeugt werden, wenn Schaltungskonstanten aufgrund
der Herstellung Variationen aufweisen (siehe 2 (das unterste
Feld des Zeitdiagramms)).
- (2) Außerdem erfasst die NICHT-UND-Schaltung 58,
wenn sich der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2
umkehrt, nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb
des Pegels des Bezugssignals S3 abfällt, und gibt den Kurzschlussbetrieb
des ersten Kurzschluss-FET 55 zu dem Zeitpunkt der Erfassung
frei. Das heißt, das Verhindern der Pegelumkehr wird dann
freigegeben. Andererseits erfasst die NICHT- UND-Schaltung 59,
wenn sich der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2
umkehrt, nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Pegel des
Bezugssignals S3 überschreitet, und gibt den Kurzschlussbetrieb
des zweiten Kurzschluss-FET 56 zu dem Zeitpunkt der Erfassung
frei. Das heißt, das Verhindern der Pegelumkehr wird dann
freigegeben. Somit kann eine Freigabe der Verhinderung der Pegelumkehr
ohne Verwendung eines Zeitgebers oder Ähnlichem erzielt
werden.
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<Weitere
Ausführungsformen>
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die Ausführungsform,
die in der obigen Beschreibung mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert
wurde, begrenzt, sondern es können beispielsweise die folgenden
Ausführungsformen in dem technischen Bereich der vorliegenden
Erfindung enthalten sein.
- (1) Die obigen FETs 23–25, 51–56 können
Bipolartransistoren sein.
- (2) Die Transistoren 30, 31 können
Unipolartransistoren wie z. B. FETs sein.
- (3) Die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung kann anstelle
der Konstruktion gemäß der obigen Ausführungsform
eine Konstruktion aufweisen, bei der beispielsweise der Pegel des
Bezugssignals S3 oder der Pegel des Oszillator-Signals S2, der an
den Komparator 50 angelegt wird, erzwungenermaßen
heraufgezogen oder herabgezogen wird.
- (4) In der obigen Ausführungsform wird der Komparator 50 als
eine Komparator-Schaltung verwendet. Die vorliegende Erfindung ist
jedoch nicht auf diese Konstruktion begrenzt. Es kann stattdessen
ein Operationsverstärker verwendet werden. In diesem Fall
können die jeweiligen Kurzschlussschaltelemente der vorliegenden
Erfindung parallel zu zwei Schaltelementen geschaltet sein, die
eine Push-Pull-Schaltung des Operationsverstärkers bilden.
- (5) In der obigen Ausführungsform wird eine Oszillator-Schaltung
vom Herunterzieh-Typ (die ein Oszillator-Signal auf der Grundlage
des Potenzials des Anschlusses des niedrigeren Potenzials des Kondensators 21 ausgibt)
verwendet. Es kann jedoch stattdessen eine Oszillator-Schaltung
vom Heraufzieh-Typ (die ein Oszillator-Signal auf der Grundlage
des Potenzials des Anschlusses des höheren Potenzials des
Kondensators 21 ausgibt) verwendet werden. In dem Fall des
Herunterzieh-Typs ähnlich der obigen Ausführungsform,
bei der ein Bezugssignal auf der Grundlage der Seite des niedrigeren
Potenzials des Oszillierbereiches erzeugt wird, besteht der Vorteil
einer kürzeren Zeitdauer für die Möglichkeit
des Zittern, da die Wellenform des Oszillator-Signals für
diese Seite steil ist.
- (6) Die obige Ausführungsform kann zu einer Konstruktion
modifiziert werden, bei der der Pegel, der hinsichtlich der Größe
mit dem Pegel eines Oszillator-Signals durch eine Komparator-Schaltung
zu vergleichen ist, erzwungenermaßen unabhängig
von dem Pegel eines Bezugssignals in einen absolut niedrigeren Pegel
als der Pegel des Oszillator-Signals geändert wird, wenn
der Pegel des Oszillator-Signals den Pegel des Bezugssignals überschreitet,
oder beispielsweise eine Konstruktion, bei der der Pegel, der hinsichtlich
der Größe mit dem Pegel eines Bezugssignals durch die
Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, erzwungenermaßen
unabhängig von dem Pegel eines Oszillator-Signals in einen
absolut niedrigeren Pegel als der Pegel des Bezugssignals geändert
wird, wenn der Pegel des Oszillator-Signals auf unterhalb des Pegels
des Bezugssignals fällt.
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Zusammenfassung
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Nachdem
ein Ausgangssignal S4 im Pegel umgekehrt wird, verhindern erste
und zweite Kurzschluss-FETs 55, 56 als eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung
eine Pegelumkehr, so dass das Signal in dem umgekehrten Zustand
gehalten wird. Danach wird die Verhinderung der Pegelumkehr freigegeben,
wenn das Signal anschließend zu einem richtigen Zeitpunkt
entsprechend einem gewünschten Tastverhältnis
eines PWM-Signals S1 im Pegel umgekehrt wird. Somit kann ein Zittern
verhindert werden, und dadurch kann ein PWM-Signal S1 eines stabilen
Tastverhältnisses sogar dann erzeugt werden, wenn der Pegel
eines Bezugssignals S3 beispielsweise aufgrund eines Rauschens oder Ähnlichem
während einer Fahrzeugbeschleunigung schwankt.
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- 10
- PWM-Signalgenerator
- 11
- Frequenzsteuerschaltung
(Oszillator-Schaltung)
- 21
- Kondensator
(Frequenzbestimmungselement)
- 28
- Stromspiegelschaltung
- 50
- Komparator
(Komparator-Schaltung)
- 51
- Erster
FET (erstes Stromsteuerelement)
- 52
- Zweiter
FET (zweites Stromsteuerelement)
- 55
- Erster
Kurzschluss-FET (erstes Kurzschlussschaltelement)
- 56
- Zweiter
Kurzschluss-FET (zweites Kurzschlussschaltelement)
- R6
- Widerstand
(Widerstandselement)
- S1
- PWM-Signal
(Ausgangssignal)
- S2
- Oszillator-Signal
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - JP 2003-188693
A [0002]