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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Erfindungsgebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung und insbesondere
eine Oszillatorschaltung, die Ladungen und Entladungen eines Kondensators
verwendet und eine diese enthaltende, integrierte Schaltung.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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In
der ungeprüften
japanischen Patentanmeldungs-Veröffentlichung
Nr. 10-233657 ist eine CR-(Kondensator-Widerstand)-Oszillatorschaltung offenbart,
die Ladungen und Entladungen eines Kondensators verwendet. Diese
Oszillatorschaltung hat einen Kondensator und einen Komparator,
wobei ein Eingangsanschluss des Komparators mit einer Referenzspannung
und der andere Eingangsanschluss mit der Spannung gespeist wird,
die durch das Laden und Entladen des Kondensators erzeugt wird,
und der Komparator gibt die Vergleichsergebnisse als das Oszillationssignal
aus. In dieser Schaltung wird die Referenzspannung zwischen einer
niedrigeren Referenzspannung und einer höheren Referenzspannung basierend
auf dem erzeugten Oszillationssignal geschaltet. Der Betrieb des
Ladens und Entladens des Kondensators wird ebenfalls basierend auf diesem
Oszillationssignal gesteuert.
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In
dieser CR-Oszillatorschaltung ist die Oszillationsperiode nur durch
die Bedingungen von einem Anschluss des Ladens und Entladens des
Kondensators bestimmt. Um bei dieser Oszillatorschaltung eine längere Periode
zu haben, ist ein Kondensator mit höherer Kapazität erforderlich.
Ein derartiger Kondensator nimmt jedoch eine größere Fläche ein, was das Problem des
Anstiegs der Kosten des Chips hervorruft.
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Aus
der
EP 0 180 084 B1 ist
eine Oszillatorschaltung mit einem Kondensator zur Erzeugung eines
Oszillationssignals durch Laden und Entladen des Kondensators über beide
Anschlüsse
des Kondensators bekannt.
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EP 1 158 677 A2 offenbart
eine Oszillatorschaltung mit einer ersten, zweiten, dritten und
vierten Konstantstromversorgung in einem Lade-/Entladekreis.
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US-A-4,972,162
zeigt eine Oszillatorschaltung mit einem ersten Komparator, der
ein Oszillatorsignal ausgibt.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Oszillatorschaltung zu
schaffen, die eine längere Periode
des Oszillationssignals erzeugt, ohne dass die Größe des Kondensators
erhöht
werden müsste, sowie
eine solche Oszillatorschaltung enthaltende integrierte Schaltung
zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch
die Merkmale der Ansprüche
1 und 15.
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Vorteilhafte
Ausführungsformen
der Oszillatorschaltung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Wie
vorstehend beschrieben, ermöglicht
die vorliegende Erfindung das Erzeugen einer längeren Schwingungsperiode des
Oszillationssignals ohne Vergrößerung des
Kondensators.
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Die
vorstehenden und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden durch die folgende detaillierte Beschreibung und
die begleitenden Zeichnungen, die lediglich zur Veranschaulichung
gegeben sind und somit nicht als Begrenzung der vorliegenden Erfindung
betrachtet werden, vollständig
verständlich.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHUNGEN
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1 ist
ein Schaltbild einer Oszillatorschaltung gemäß einer spezifischen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
eine grafische Darstellung der Signalformen einer Oszillatorschaltung
gemäß einer spezifischen
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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3 ist
ein schematisches Schaltbild eines Systems, in welchem eine Oszillatorschaltung
gemäß einer
spezifischen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eingebaut ist.
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4 ist
ein Schaltbild eines Beispiels der Diagnoselogik und der Eingangslogik
gemäß 3.
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5 ist
eine grafische Darstellung der Signalformen bezüglich des Betriebes des Systems
gemäß der 3 und 4.
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6 ist
eine grafische Darstellung anderer Signalformen bezüglich des
Betriebes des Systems gemäß der 3 und 4.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Um
die vorstehenden und weitere Zwecke, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung zu erkennen, werden die Ausführungsformen der Erfindung
im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
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1 zeigt
eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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1 veranschaulicht
eine Oszillatorschaltung 100 gemäß einer spezifischen Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. In der Oszillatorschaltung 100 ist
ein (erster) Anschluss A eines Kondensators 3 an einen
Eingangsanschluss eines ersten Komparators 1 angeschlossen.
Der Ausgang des ersten Komparators 1 ist als Ausgangssignal
OUT (Oszillationssignal) repräsentiert.
Der andere (zweite) Anschluss B des Kondensators 3 ist
an einen Eingangsanschluss eines zweiten Komparators 2 angeschlossen.
Das Ausgangssignal OUT wird den (dritten und vierten) Schaltern 4 und 5 zugeführt.
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Der
Schalter 4 besteht beispielsweise aus einem Inverter, der
mit dem Ausgangssignal OUT gespeist wird, und einem p-MOS-Transistor,
der mit dem Ausgang des Inverters gespeist wird. Der Schalter 5 besteht
aus beispielsweise einem Inverter, der mit dem Ausgangssignal OUT
gespeist wird, und einem n-MOS-Transistor, der mit dem Ausgang des
Inverters gespeist wird. Die beiden einen Anschlüsse der Schalter 4 und 5 sind
mit dem zweiten Anschluss B des Kondensators 3, der der
Knoten B ist, verbunden. Die beiden anderen Anschlüsse der
Schalter 4 und 5 sind an die (zweiten und vierten)
Stromversorgungen 8 bzw. 9 angeschlossen. Die
Stromversorgung 8 ist an eine erste Energieversorgung,
beispielsweise eine Vcc-Energieversorgung, angeschlossen und versorgt
mit Konstantstrom Ir3; die Stromversorgung 9 andererseits
ist an eine zweite Energieversorgung, beispielsweise die Masse,
angeschlossen und vorsorgt mit dem Konstantstrom Ir4. Der Schalter 4 ist
im EIN-Zustand, wenn der Logikpegel des Ausgangssignals OUT hoch
ist. Der Schalter 5 ist in dem EIN-Zustand, wenn der Logikpegel
des Ausgangssignals OUT niedrig ist. Der Schalter 4 kann
ein Transfergate der p-MOS-
und n-MOS-Transistoren sein, der parallel zwischen dem Knoten B und
der Stromversorgung 8 angeordnet ist. Der Schalter 5 kann
auch ein Transfergate der p-MOS- und
n-MOS-Transistoren sein, der parallel zwischen dem Knoten B und
der Stromversorgung 9 angeordnet ist.
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Der
Ausgangs des Komparators 2 wird als Steuersignal für die (ersten
und zweiten) Schalter 6 und 7 zugeführt. Der
Schalter 6 ist im EIN-Zustand, wenn der Ausgang des Komparators 2 auf
dem niedrigen Pegel ist, und besteht beispielsweise aus einem p-MOS-Transistor.
Der Schalter 7 ist im EIN-Zustand, wenn der Ausgang des
Komparators 2 auf dem hohen Pegel ist, und besteht beispielsweise
aus einem n-MOS-Transistor.
Beide einen Anschlüsse
der Schalter 6 und 7 sind an den ersten Anschluss
des Kondensators 3 angeschlossen, der ein Knoten ist. Die
beiden anderen Anschlüsse
der Schalter 6 und 7 sind an die (ersten und zweiten)
Stromversorgungen 10 bzw. 11 angeschlossen. Die
Stromversorgung 10 ist an die erste Energieversorgung angeschlossen, das
heißt
an die Vcc-Energieversorgung, und vorsorgt mit Konstantstrom Ir1.
Die Stromversorgung 11 ist an die zweite Energieversorgung
angeschlossen, das heißt
an Masse, und versorgt mit dem Konstantstrom Ir2. Jeder der Schalter 6 und 7 sowie
der Schalter 4 und 5 kann durch Transfergates
der p-MOS- und n-MOS-Transistoren
angeordnet sein.
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Wenn
der Schalter 6 und die Konstantstromversorgung 10,
die an den ersten Anschluss A des Kondensators 3 angeschlossen
ist, eine erste Schaltung bilden, bilden der Schalter 7 und
die Konstantversorgung 11 eine zweite Schaltung, der Schalter 4 und
die Konstantstromversorgung 8, die an den zweiten Anschluss
B des Kondensators 3 angeschlossen ist, bilden eine dritte
Schaltung und der Schalter 5 und die Konstantstromversorgung 9 bilden
eine vierte Schaltung, wobei wenigstens eine der ersten bis vierten
Schaltungen beispielsweise aus einem Widerstand oder einem Schalter
und einem Widerstand gebildet sein kann.
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Jeder
der anderen Eingangsanschlüsse
der Komparatoren 1 und 2 ist an den Knoten C angeschlossen.
Der Knoten C ist über
Schalter 12 und 13 an einen Referenzspannungsgenerator 14 angeschlossen.
Der Schalter 12 ist zwischen den Anschluss der höheren Referenzspannung
des Referenzspannungsgenerators 14 und den Knoten C geschaltet.
Der Schalter 12 besteht beispielsweise aus einem Transfergate
und befindet sich im EIN-Zustand, wenn der logische Ausgangspegel
des Komparators 2 niedrig ist. Der Schalter 13 ist
zwischen Anschluss mit der niedrigeren Referenzspannung des Referenzspannungsgenerators 14 und
den Knoten C geschaltet. Der Schalter 13 besteht beispielsweise
aus einem Transfergate, welches sich im EIN-Zustand befindet, wenn
der logische Ausgangspegel des Komparators 2 hoch ist.
Der Referenzspannungsgenerator 14 ist eine Konstantspannungsversorgung,
der eine höhere
Referenzspannung VH und eine niedrigere Referenzspannung VL erzeugt.
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Zusammengefasst
hat die Oszillatorschaltung 100 gemäß dieser Ausführungsform
den Kondensator 3, den Komparator 1 und eine Lade-/Entladeschaltung.
Der Komparator 1 gibt, wie vorstehend beschrieben, basierend
auf dem Ergebnis des Vergleichs zwischen der Spannung des ersten
Anschlusses A des Kondensators 3 und der höheren Referenzspannung
VH oder der niedrigeren Referenzspannung VL das Oszillationssignal
OUT aus. Die Lade-/Entladeschaltung steuert das Laden und Entladen
des Kondensators 3 über
jeden Anschluss. Bei dieser Ausführungsform
hat die Lade-/Entladeschaltung den Komparator 2, eine erste
Lade-/Entladeschaltung mit den Schaltern 6, 7 und
den Konstantstromversorgungen 10, 11, eine zweite Lade-Bntladeschaltung
mit den Schaltern 4, 5 und den Konstantstromversorgungen 8, 9 und
eine Referenzspannungs-Ausgangsschaltung, die den Referenzspannungsgenerator 14 und
die Schalter 12, 13 umfasst. Der Komparator 2 dient
als eine Steuerschaltung zum Steuern des Ladens und Entladens des Kondensators 3 durch
die erste Lade-/Entladeschaltung. Der Komparator 1 dient
als eine Steuerschaltung zum Steuern des Ladens und Entladens des Kondensators 3 durch
die zweite Lade/Entladeschaltung.
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Dann
wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 2 die Funktionsweise
der Oszillatorschaltung 100 gemäß 1 erläutert.
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Das
Ausgangssignal OUT und der Ausgang des Komparators 2 sind
während
t0 bis t2 beide auf dem niedrigen Pegel. Demgemäß resultiert der folgende Zustand;
der Schalter 6 ist EIN, der Schalter 7 ist AUS,
der Schalter 4 ist AUS und der Schalter 5 ist EIN.
Der Spannungspegel A steigt gemäß dem Strom
Ir1, der von der Energieversorgung 10 zugeführt wird,
und der Zeitkonstante des Kondensators 3. Die Spannung
des Knotens B ist an Masse gelegt. Zu diesem Zeitpunkt befindet
sich der Schalter 12 im EIN-Zustand und der Schalter 13 im
AUS-Zustand, so dass der Knoten C mit der höheren Referenzspannung VH gespeist
wird. Anzumerken ist, dass davon ausgegangen wird, dass der Stromwert
von den Stromversorgungen 8 bis 11 der gleiche
Wert ist.
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Die
Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen des Kondensators 3 ist
größer werdend, daher
ist die Zeitspanne zwischen t0 bis t2 eine Zeitspanne zum Laden
(erstes Laden).
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Zum
Zeitpunkt t2 erreicht die Spannung des Knotens A VH, bewirkt, dass
das Ausgangssignal OUT auf den hohen Pegel umschaltet. Durch diese Änderung
wird der Schalter 5 abgeschaltet und der Schalter 4 eingeschaltet.
Während
dieses Schaltens befinden sich daher beide Schalter 4 und 5 für einen Moment
im AUS-Zustand, woraus ein augenblicklicher schwebender Zustand
des Knotens B resultiert. Demgemäß wird der
Knoten A unabhängig
von der Zeitkonstante, so dass die Spannung des Knotens A sofort
von VH auf Vcc ansteigt. Und die Spannung des Knotens B wird beispielsweise
infolge des Kopplungseffektes auf VL angehoben. Dann steigt die Spannung
des Knotens B.
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Die
Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen des Kondensators 3 wird
vermindert, daher ist die Zeitspanne zwischen t2 und t3 eine Zeitspanne
für das
Entladen (erste Entladung).
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Zum
Zeitpunkt t3 überschreitet
die Spannung des Knotens B VH, wodurch der Ausgang des Komparators 2 von
dem niedrigen Pegel auf den hohen Pegel schalten kann. Durch diese Änderung
wird der Schalter 6 abgeschaltet und der Schalter 7 eingeschaltet.
Während
dieser Änderung
tritt ein Übergangszustand
auf, bei dem beide Schalter 6 und 7 in dem AUS-Zustand
sind. In diesem Zustand wird der Knoten A schwebend, so dass die
Spannung des Knotens B unabhängig
von der Zeitkonstante wird, und der Knoten B sofort auf Vcc geladen
wird. Die Spannung des Knotens A überschreitet Vcc, was den Kopplungseffekt
bewirkt, mittels welchem die Spannung des Knotens B auf Vcc angehoben
wird. Dann wird der Schalter 7 eingeschaltet und der Schalter 6 wird
ausgeschaltet, was es möglich
macht, dass die Spannung des Knotens A graduell entsprechend der Zeitkonstante
sinkt. Andererseits erfolgt durch die vorstehende Änderung,
dass der Ausgang des Komparators 2 auf hoch schaltet, um
den Schalter 12 abzuschalten und den Schalter 13 einzuschalten.
Demgemäß wird der
Pegel des Knotens C auf VL geschoben.
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Die
Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen des Kondensators 3 wird
größer, daher
ist die Zeitspanne zwischen t3 und t4 eine Zeitspanne zum Laden
(zweites Laden).
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Zum
Zeitpunkt t4 erreicht die Spannung des Knotens A VL, dann schaltet
der Ausgang des Komparators 1 von hoch auf niedrig, so
dass der Schalter 5 eingeschaltet und der Schalter 4 ausgeschaltet wird.
Während
dieses Umschaltens tritt der schwebende Zu stand des Knotens B auf
und die Spannung des Knotens A fällt
von VL auf Masse. Dieser Abfall bewirkt beispielsweise, dass die
Spannung des Knotens B von Vcc auf VH absteigt. Dann senkt sich
die Spannung des Knotens B graduell gemäß der Zeitkonstante.
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Die
Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen des Kondensators 3 vermindert
sich, daher ist die Zeitspanne zwischen t4 und t5 eine Zeitspanne
zum Entladen (zweite Entladung).
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Zum
Zeitpunkt t5 erreicht die Spannung des Knotens B VL und der Ausgang
des Komparators 2 schaltet auf den niedrigen Pegel. Gemäß dieser Änderung
des Ausgangs des Komparators 2 wird der Schalter 6 eingeschaltet
und der Schalter 7 abgeschaltet. Während des Übergangs der Schalter 6 und 7 tritt
der schwebende Zustand des Knotens A auf, der bewirkt, dass die
Spannung des Knotens B von VL auf Masse fällt. So dass die Spannung des
Knotens A infolge des Kopplungseffektes unter den Massepegel fällt.
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Wie
vorstehend beschrieben, wird bei dieser Erfindung, nachdem der Kondensator 3 über den
einen Anschluss (Knoten A) mit dem Strom Ir1 (während t0–t2) geladen wird, dieser über den
anderen Anschluss (Knoten B) mit dem Strom Ir3 (während t2–t3) entladen
und dann, nachdem der Kondensator 3 über den einen Anschluss mit
dem Strom Ir2 (während
t3–t4)
geladen wird, wird er über
den anderen Anschluss mit dem Strom Ir4 (während t4–t5) entladen.
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Während ein
Anschluss des herkömmlichen Kondensators
an Masse gelegt ist und nur der andere Anschluss für das Laden
und Entladen verwendet wird, verwendet somit die vorliegende Erfindung
beide Anschlüsse
des Kondensators 3 für
das Laden und Entladen. Daher ermöglicht die vorliegende Erfindung
eine längere
Periode des Oszillationssignals als der Stand der Technik.
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Wenn
bei der Konfiguration gemäß dem Stand
der Technik eine längere
Periode erhalten werden sollte, sollte zusätzlich der Strom zum Kondensator
verringert werden. In diesem Fall würde die Konfiguration gegenüber Rauschen
empfindlich und es wäre
schwierig, wegen der Änderung
des zugeführten
Stromes infolge von Leckage eine konstante Periode zu erzielen.
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Die 3 veranschaulicht
ein Schaltbild eines Beispiels eines Systems, in welchem die Oszillatorschaltung 100 gemäß der vorliegenden
Erfindung eingebaut ist. Das durch diese Ausführungsform veranschaulichte
System ist in Automobile eingebaut. Das System 200 besteht
aus einer Steuereinheit 201 mit der vorstehend beschriebenen
Oszillatorschaltung 100, einer Batterie 221, einem
Chassis 222, einer Lampe 223 usw.
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Wie
in der 3 angegeben, ist die Steuereinheit 201 an
die Batterie 221 und das Chassis 222 angeschlossen.
Die Steuereinheit 201 hat einen Mikrocomputer 202,
der das System basierend auf dem Steuersignal (nicht dargestellt)
steuert, eine Spannungseinstellschaltung 203, die die 12V-Energieversorgung
von der Batterie 221 in die Energieversorgung für den Mikrocomputer 202 umwandelt
und ein Leistungsgerät
mit einer Steuerfunktion, das heißt ein IPD (intelligentes Leistungsgerät) 204.
Das Leistungsgerät 204 hat
beispielsweise eine Eingangslogik 211, die mit dem Lampensteuersignal
vom Mikrocomputer 202 gespeist wird, um die Lampe 223 zu betreiben,
eine Treiberschaltung 212, die ein Lampensteuersignal basierend
auf dem Lampensteuersignal erzeugt, und einen Leistungs-MOSFET 213,
der die Lampe 223 basierend auf dem Lampensteuersignal
treibt. Das Leistungsgerät 204 hat
ferner eine Diagnoselogik 214, die mit dem Ausgang des
MOSFET 213 und dem Lampensteuersignal gespeist wird und ein
Diagnosesignal ausgibt, welches die Anomalie der Lampe 223 anzeigt.
Die Diagnoselogik 214 hat ferner die Oszillatorschaltung 100 gemäß der vorliegenden
Erfindung. Das Leistungsgerät 204 ist
beispielsweise in einen integrierten Schaltungschip eingebaut.
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4 zeigt
ein Beispiel der Diagnoselogik 214 und der Eingangslogik 211 gemäß 3.
Die Diagnoselogik 214 hat einen Hochzyklussignalgenerator 101,
der basierend auf dem Ausgang der Oszillatorschaltung 100 dieser
Ausführungsform
ein Hochzyklussignal erzeugt. Es ist nicht notwendig, den Hochzyklusgenerator 101 zu
verwenden, da es einfach ist, die Oszillationsperiode zu verkürzen. Beispielsweise
kann die Oszillations periode einfach durch Erhöhen der Stromwerte Ir1, Ir2,
Ir3, Ir4 der Konstantstromversorgungen 10, 11, 8 bzw. 9,
welche in der 1 angegeben sind, verringert
werden. Die Diagnoselogik 214 hat ferner eine Maskensignalgeneratorschaltung 102,
die, nachdem die Lampe 223 gezündet ist, ein Aktivpegelmaskensignal α3 (siehe 5)
für beispielsweise
ein paar 100 μs
bis ein paar ms, basierend auf dem Hochzyklussignal und dem Lampensteuersignal α1, vom Mikrocomputer 202 erzeugt.
In der 5 repräsentiert
die vertikale Achse für
das Lampensteuersignal, welches durch α1 angegeben ist, und das Maskensignal,
das durch α3
angegeben ist, die Spannungswerte und die für den Lampenstrom, der durch α2 angegeben
ist, repräsentiert den
Stromwert.
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Die
Diagnoselogik 214 hat ferner eine Maskenschaltung 103,
die mit dem Maskensignal α3
auf dem Strom α2
von der Lampe 223 und dem Strom α2 von der Lampe 223 gespeist
wird, und eine Diagnoseschaltung 104, die bestimmt, ob
der Ausgang der Maskenschaltung 103 anormal ist oder nicht.
Die Maskenschaltung 103 erzeugt den Strom α4, in welchem
der Lampenstrom α2
während ΔT von T0
bis T1 basierend auf dem Maskensignal α3 maskiert ist und leitet den
Strom α4
zur Diagnoseschaltung 104. Der Lampenstrom α2, der in
der Lampe 223 verbraucht wird, ergibt einen Spannungsstoß, wenn
der Strom zum Zeitpunkt T0 angelegt wird. Um zu verhindern, dass
der Mikrocomputer 202 den Spannungsstrom als einen Fehler
detektiert, maskiert die Maskenschaltung 103 den Strom α2 bis zum
Zeitpunkt T1, zu welchem der Strom als normal bestimmt wird. Somit
empfängt
die Diagnoseschaltung 104 vor dem Zeitpunkt T1 den maskierten
Strom, der maskiert ist, um als normaler Strom bestimmt zu werden,
während sie
nach dem Zeitpunkt T1 den tatsächlichen
Lampenstrom α2
am Ausgangsanschluss empfängt,
der nicht maskiert ist.
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Die
Diagnoselogik 214 hat einen Niedrigzyklussignalgenerator 105,
der ein Niedrigzyklussignal für
ein paar 10 ms erzeugt, basierend auf dem Ausgang der Oszillatorschaltung 100 gemäß dieser
Ausführungsform.
Wie vorstehend beschrieben, ist es möglich, den Niedrigzyklussignalgenerator 105 wie einen
Teiler zu verkleinern oder zu eliminieren, da die Oszillatorschaltung 100 gemäß dieser
Ausführungsform
das Oszillati onssignal mit einer langen Periode erzeugen kann. Die
Diagnoseschaltung 104 leitet beispielsweise einen hohen
Pegel eines Signals, welches für
die Anomalie Indikativ ist, zum Mikrocomputer 202, wenn
dieser beispielsweise während
der Zeitpunkte T1 bis T2 einen anormalen Strom detektiert.
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Die
Eingangslogik 211 hat ein UND-Gatter 21, das vom
Mikrocomputer 202 mit dem Steuersignal, welches das Lampensteuersignal α1 dieser
Ausführungsform
ist, gespeist wird und mit einem vom Inverter 22 invertierten
Signal des Signals von der Diagnoseschaltung, das für eine Anomalie
Indikativ ist, gespeist wird. Das Steuersignal vom Mikrocomputer 202 wird
aktiv, beispielsweise hoch, wenn die Last, wie beispielsweise die
Lampe 223, getrieben wird, ansonsten wird es niedrig. Demgemäß wird,
wenn der Mikrocomputer 202 die Lampe 223 treibt,
das UND-Gatter 21 mit dem Lampensteuersignal α1 auf hohem
Pegel und dem Hochpegelsignal, das vom Inverter 22 invertiert
worden ist, gespeist, dessen Eingang der Ausgang der Diagnoseschaltung 104 ist, welcher
dafür indikativ
ist, dass der Ausgang (Strom α4)
der Maskenschaltung 103 normal ist. Zu diesem Zeitpunkt
gibt das UND-Gatter 21 einen hohen Pegel aus. Andererseits
bleibt der Ausgang β1
des UND-Gatters 23 auf dem niedrigen Pegel, weil der Ausgang
der Diagnoseschaltung 104 auf dem niedrigen Pegel ist.
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Wenn
als Nächstes
der Ausgang der Diagnoseschaltung 104 eine Anomalie anzeigt,
schaltet der Ausgang des Inverters 22 auf den niedrigen
Pegel, so dass der Ausgang des UND-Gatters 21 auf den niedrigen
Pegel fixiert ist. Zu diesem Zeitpunkt wird, während das Lampensteuersignal α1 auf dem
hohen Pegel ist, der Ausgang β1
des UND-Gatters 23 ein Impulssignal (siehe 6)
mit der Periode von beispielsweise ein paar 10 ms, was die Antwort
auf das Niedrigzyklussignal vom Niedrigzyklussignalgenerator 105 ist.
Ein ODER-Gatter 24 gibt ein logisches ODER von den Ausgängen der
UND-Gatter 21 und 23 aus. Anders ausgedrückt, wenn
der Mikrocomputer 202 die Last treibt, das heißt, wenn
das Lampensteuersignal α1
auf einem hohen Pegel ist und in der Last ein Kurzschluss auftritt
(der Ausgang der Diagnoseschaltung 104 auf dem hohen Pegel
ist), gibt die Eingangslogik 211 das Niedrigzyklusoszillationssignal
aus. Der Leistungs- MOSFET 213 wird
basierend auf dem periodischen Niedrigpulssignal β1 getrieben und
der übermäßige Strom,
welcher durch den Kurzschluss zwischen dem Ausgangsanschluss des
Leistungs-MOSFET 213 und dem Chassis 222 verursacht
wird, wird periodisch in der Diagnoseschaltung 104 überwacht.
Der Mikrocomputer 202 hält
den Betrieb der Niedrigzyklusselbstoszillation für eine vorbestimmte Zeit aufrecht.
Das heißt,
wenn das Signal β2,
welches für
eine Anomalie indikativ ist (siehe 6) für eine vorbestimmte
Zeit detektiert worden ist, schaltet der Mikrocomputer 202 den
Betrieb des Leistungsgerätes 204 ab,
indem der Pegel des Lampensteuersignals α1 auf niedrig geschoben wird. Wenn
andererseits der Zustand des Kurzschlusses innerhalb einer vorbestimmten
Zeit entfernt worden ist, bleibt der Ausgang der Diagnoseschaltung 104 auf
dem niedrigen Pegel, was für
den Normalzustand indikativ ist, woraus resultiert, dass der Ausgang
des UND-Gatters 21 auf den Ausgang vom Mikrocomputer 202 antwortet
und der Ausgang des UND-Gatters 23 zwangsweise der niedrige
Pegel ist. Somit kann bei dem System 200 gemäß der vorliegenden
Ausführungsform,
selbst wenn ein Übergangskurzschluss
auftritt, der Zustand des Lampensteuersignals α1 für das Treiben des Leistungsgerätes 204 aufrecht
erhalten werden und der Zustand eines Übergangskurzschlusses kann
ignoriert werden, wobei das Leistungsgerät 204 getrieben wird.
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Wenn
der zugeführte
Strom zum Kondensator 3 verringert wird, um die Oszillationsperiode
länger
zu machen, ist es gerade wie bei der herkömmlichen Oszillatorschaltung
schwierig, infolge von Rauschen eine konstante Periode zu erhalten.
Demgemäß kann die
Oszillatorschaltung 100 gemäß dieser Ausführungsform
die Spannung an beiden Anschlüssen
des Kondensators 3 steuern. Somit kann die Oszillatorschaltung 100,
verglichen mit der herkömmlichen
Oszillatorschaltung, die die Spannung an einem Anschluss desselben
Kondensators steuert, eine längere
Schwingungsperiode des Signals erzeugen. Es ist dadurch möglich, den
Niedrigzyklusgenerator 105 zu verkleinern oder zu eliminieren,
welcher das Niedrigzyklussignal zum Detektieren des Kurzschlusses in
der Lampe 223 erzeugt.
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Anzumerken
ist, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die vorstehend beschriebenen
Ausführungsformen
begrenzt ist und es ist offensichtlich, dass jegliche Änderung für jede Ausführungsform
innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung möglich ist.
Während
beispielsweise der Ausgang OUT des Komparators 1 als Oszillationssignal
bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform verwendet wird,
kann stattdessen auch der Ausgang des Komparators 2 verwendet
werden. Ferner ist das Auftreten von übermäßigem Strom bei der vorstehend
beschriebenen Ausführungsform
durch die Lampe verursacht, die Last, welche vom Mikrocomputer gesteuert
wird, ist jedoch nicht auf die Lampe begrenzt, sondern kann ein
Motor usw. sein, da der Motor sowie auch die Lampe eine ähnliche
Stromänderung,
wie in 5 gezeigt, zeigen kann. Zusätzlich kann der Kurzschlusszustand
nicht nur in der Lampe, sondern auch in der anderen Last, wie beispielsweise dem
Motor, auftreten, daher ist es offensichtlich, dass die Konfiguration
der vorliegenden Erfindung an irgendeine andere, parallele Last
angepasst sein kann.
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Aus
der so beschriebenen Erfindung ist klar zu ersehen, dass die Ausführungsformen
der Erfindung auf viele Arten variiert werden können. Derartige Variationen
werden nicht als Abweichung vom Geist und Umfang der Erfindung betrachtet
und alle derartigen Modifikationen, wie sie für den Fachmann offensichtlich
sind, sollen innerhalb des Umfangs der folgenden Patentansprüche liegen.