-
TECHNISCHES GEBIET
-
Die vorliegende Erfindung betrifft einen PWM-Signalgenerator.
-
STAND DER TECHNIK
-
Verschiedene Nationen haben Sicherheitsstandards für Fahrzeugscheinwerfer, die beispielsweise verlangen, dass Scheinwerfer sogar während der Fahrt am Tag eingeschaltet werden, und zwar mit einer Intensität eines vorbestimmten Verhältnisses (beispielsweise 25%) zu derjenigen während der Fahrt bei Nacht. Im Hinblick dessen wurde ein Tageslichtsystem zum Leuchten der Scheinwerfer während des Tages durch eine PWM-Steuerung mit einer Intensität eines vorbestimmten Verhältnisses zu derjenigen während der Nacht vorgeschlagen. Eine Konstruktion für die PWM-Steuerung ist beispielsweise in der
JP 2003-188693 A beschrieben. In der Konstruktion wird auf der Grundlage der Spannung zwischen den Anschlüssen bzw. Zwischenanschlussspannung eines Kondensators, der ein Laden und Entladen wiederholt, ein Dreieckwellensignal für einen Hysterese-Komparator bereitgestellt. Der Hysterese-Komparator vergleicht die Größe des Pegels des Dreieckwellensignals mit zwei in ihm vorgesehenen Schwellenspannungen und gibt ein Ausgangssignal als ein PWM-Signal entsprechend der Pegelumkehr der Größenbeziehung aus. Somit wird der Hysterese-Komparator verwendet, und dadurch kann ein Zittern aufgrund eines Rauschens einer Fahrzeugenergieversorgung oder Ähnlichem verhindert werden, wenn eine Pegelumkehr zwischen dem Dreieckwellensignal und einer jeweiligen der Schwellenspannungen auftritt.
-
In der obigen Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet, kann die Schaltungskonstante des Hysterese-Komparators jedoch eine Variation aufweisen, die auf die Herstellung oder Ähnlichem zurückzuführen ist. 3 zeigt eine typische Schaltungskonstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet. Wie es in der Figur gezeigt ist, wird der Ausgangsanschluss des Komparators 1 an den positiven Eingangsanschluss über einen Rückführungswiderstand 2 zurückgeführt und ebenfalls mit einer Energieversorgungsleitung 4 (+B) über einen Widerstand 3 verbunden. Ein Dreieckwellensignal wird an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 1 angelegt, während eine geteilte Spannung, die durch Teilen einer Energieversorgungsspannung unter Verwendung von Widerständen 5, 6 erhalten wird, als eine Schwellenspannung an den positiven Eingangsanschluss angelegt wird. Gemäß der Konstruktion wird ein Ausgang des Hysterese-Komparators direkt als ein PWM-Signal verwendet. Die Widerstandswerte der Widerstandselemente (Widerstände 2, 3), die in dem Hysterese-Komparator enthalten sind, können jedoch eine Variation aufweisen, die der Herstellung zugeschrieben wird. Sogar wenn externe Widerstände als die Widerstände 5, 6 zum Abschwächen der Variation der Widerstände 5, 6 verwendet werden, können die Schwellenspannungen aufgrund einer Variation der Widerstände 2, 3 in dem Hysterese-Komparator variieren. Dadurch können Zeitpunkte, zu denen eine Pegelumkehr zwischen dem Dreieckwellensignal und den jeweiligen Schwellenspannungen auftritt, variieren, und demzufolge kann ein Tastverhältnis des Ausgangssignals (PWM-Signal) des Hysterese-Komparators von einem Produkt zu einem anderen variieren. Dann entsteht ein Problem, dass die Scheinwerfer nicht stabil mit einer vorbestimmten Intensität während des Tages leuchten können.
-
Die
US 6342822 B1 beschreibt einen PWM-Signalgenerator, der aufweist: eine Oszillator-Schaltung, die ausgelegt ist, ein Oszillator-Signal auszugeben; einen Komparator, der ausgelegt ist, das Oszillator-Signal von der Oszillator-Schaltung und ein Bezugssignal zu empfangen, und außerdem ausgelegt ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer Größenbeziehung zwischen einem Pegel des Oszillator-Signals und einem Pegel des Bezugssignals für eine Pulsbreitenmodulationssteuerung auszugeben.
-
Die
JP H11-041077 A beschreibt eine Ansteuerschaltung, die ein Schaltelement unter Verwendung eine Pulssignals steuert, so dass die Schaltzeitpunkte des Schaltelements gegenüber einem Ausgangs-Pulssignal einer Logikschaltung verzögert ist. Die
JP H11-097989 A beschreibt eine Pulssignalerzeugungsvorrichtung mit einer Fehlfunktionsverhinderungsfunktion. Die
JP H08-204517 A beschreibt eine Oszillationsschaltung, die in einer integrierten Schaltung eingesetzt wird und deren Ausgangssignalschwankung aufgrund von Herstellungsvariationen verringert wird.
-
Die
US 5113158 A beschreibt eine Pulsbreitenmodulationsschaltung, in der ein Kompensationssignal auf der Grundlage einer Abweichung eines Eingangssignals von einem ersten Bezugswert und einer Abweichung einer Versorgungsspannung von einem zweiten Bezugswert erzeugt wird und der Pegel eines Fehlersignals von einem Fehlerverstärker und/oder eines Bezugswellensignals entsprechend dem Kompensationssignal geändert wird, so dass sich eine relativer Pegel, der durch eine Pegeldifferenz-zwischen einem Fehlersignal und dem Bezugswellensignal definiert wird, entsprechend dem Kompensationssignal ändert.
-
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
-
Die vorliegende Erfindung entstand im Hinblick auf die vorhergehenden Umstände, und es ist ihre Aufgabe, einen PWM-Signalgenerator zu schaffen, der in der Lage ist, ein PWM-Signal mit einem stabilen Tastverhältnis zu erzeugen, das gegenüber einem Rauschen einer Fahrzeugenergieversorgung, einer Herstellungsvariation von Schaltungskonstanten oder Ähnlichem immun ist.
-
(Mittel zum Lösen des Problems)
-
Ein PWM-Signalgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung enthält eine Oszillator-Schaltung, die ausgelegt ist, ein Oszillator-Signal auszugeben, und eine Komparator-Schaltung, die ausgelegt ist, das Oszillator-Signal von der Oszillator-Schaltung und ein Bezugssignal zu empfangen, und weiter ausgelegt ist, ein Ausgangssignal eines Pulszuges, das vom Pegel her entsprechend einer Größenbeziehung zwischen einem Pegel des Oszillator-Signals und einem Pegel des Bezugssignals umgekehrt ist, als ein PWM-Signal für eine Pulsbreitenmodulationssteuerung auszugeben. Der PWM-Signalgenerator enthält außerdem eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung, die ausgelegt ist, eine Pegelumkehr des Ausgangssignals bis zu einem Zeitpunkt zu verhindern, bevor das Ausgangssignal anschließend zu einem geeigneten Zeitpunkt entsprechend einem gewünschten Tastverhältnis des PWM-Signals im Pegel umgekehrt wird, und zwar durch Ändern eines Pegels, der mit einem Pegel des anderen Signals durch die Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, unabhängig von einem Signalpegel des Oszillator-Signals oder des Bezugssignals, so dass das Ausgangssignal im Pegel nicht umgekehrt wird. Gemäß dieser Konstruktion hält die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung, nachdem das Ausgangssignal im Pegel umgekehrt ist, erzwungenermaßen den umgekehrten Zustand, um eine Pegelumkehr zu verhindern. Insbesondere kann ein Pegel, der durch die Komparator-Schaltung hinsichtlich der Größe mit dem Pegel des Bezugssignals zu vergleichen ist, erzwungenermaßen und unabhängig von dem Pegel des Oszillator-Signals auf einen absolut höheren Pegel als der Pegel des Bezugssignals geändert werden, wenn der Pegel des Oszillator-Signals beispielsweise den Pegel des Bezugssignals überschreitet. Außerdem kann ein Pegel, der durch die Komparator-Schaltung hinsichtlich der Größe mit dem Pegel des Oszillator-Signals zu vergleichen ist, erzwungenermaßen und unabhängig von dem Pegel des Bezugssignals, auf einen absolut höheren Pegel als der Pegel des Oszillator-Signals geändert werden, wenn der Pegel des Oszillator-Signals beispielsweise auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals abfällt.
-
Danach wird der Pegelumkehrungsverhinderungszustand freigegeben, so dass eine Pegelumkehr erlaubt wird, bevor eine Pegelumkehr anschließend zu einem geeigneten Zeitpunkt entsprechend einem gewünschten Tastverhältnis des PWM-Signals (d. h. zu einem Zeitpunkt einer Pegelumkehr während einer normalen Zeit, wenn ein Rauschen oder Ähnliches nicht aufgetreten ist) auftritt. Wenn eine anschließende Pegelumkehr aufgetreten ist, wird der umgekehrte Zustand erneut erzwungenermaßen aufrechterhalten, und danach wird der Pegelumkehrungsverhinderungszustand freigegeben, bevor eine anschließende Pegelumkehr auftritt. Dadurch kann ein Zittern sogar dann verhindert werden, wenn der Pegel des Bezugssignals oder des Oszillator-Signals aufgrund eines Rauschens einer Fahrzeugenergieversorgung oder Ähnlichem schwankt. Außerdem kann im Gegensatz zu einer herkömmlichen Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet, ein PWM-Signal mit einem stabilen Tastverhältnis erzeugt werden, und zwar sogar dann, wenn die Schaltungskonstanten Variationen aufgrund der Herstellung aufweisen.
-
In der obigen Erfindung ist es vorteilhaft, eine Umkehrung eines Änderungstrends des Oszillator-Signals durch eine Trendumkehrungsdetektorschaltung zu erfassen und den Pegelumkehrungsverhinderungszustand, der durch die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung bewirkt wird, freizugeben, wenn eine Umkehr des Änderungstrends auftritt.
-
Außerdem enthält die Komparator-Schaltung vorzugsweise ein erstes Stromsteuerelement, durch das ein Strom, der einem Pegel des Oszillator-Signals entspricht, fließt, und ein zweites Stromsteuerelement, durch das ein Strom, der einem Pegel des Bezugssignals entspricht, fließt. Das Ausgangssignal wird im Pegel entsprechend einer Größenbeziehung zwischen dem Strom, der durch das erste Stromsteuerelement fließt, und dem Strom, der durch das zweite Stromsteuerelement fließt, umgekehrt. Vorzugsweise ist die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung ausgelegt, ein erstes Kurzschlussschaltelement, das parallel zu dem ersten Stromsteuerelement geschaltet ist, in einen Kurzschlusszustand zu schalten, wenn das Ausgangssignal im Pegel während eines Aufwärtstrends des Stroms, der durch das erste Stromsteuerelement fließt, umgekehrt wird, und ein zweites Kurzschlussschaltelement, das parallel zu dem zweiten Stromsteuerelement geschaltet ist, in einen Kurzschlusszustand zu schalten, wenn das Ausgangssignal im Pegel während eines Abwärtstrends des Stroms, der durch das zweite Stromsteuerelement fließt, umgekehrt wird.
-
Weiterhin enthält die Oszillator-Schaltung vorzugsweise einen Kondensator als ein Frequenzbestimmungselement zum Bestimmen einer Oszillationsfrequenz, ein Widerstandselement, das mit einer Energiequelle verbunden ist, und eine Stromspiegelschaltung, in die ein Strom von der Energiequelle über das Widerstandselement fließt. Ein Spiegelstrom von der Stromspiegelschaltung fließt in den Kondensator, um den Kondensator zu laden und entladen. Gemäß dieser Konstruktion kann ein PWM-Signal mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugt werden, das immun gegenüber einer Schwankung der Energieversorgungsspannung ist.
-
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
-
[1] ist ein schematisches Diagramm, das einen PWM-Signalgenerator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
[2] ist ein Zeitdiagramm eines Oszillator-Signals, eines Bezugssignals und von Spannungspegeln an verschiedenen Punkten; und
-
[3] ist ein Schaltungsdiagramm, das einen typischen PWM-Signalgenerator zeigt, der einen Hysterese-Komparator aufweist.
-
Bezugszeichenliste
-
- 10
- PWM-Signalgenerator
- 11
- Frequenzsteuerschaltung (Oszillator-Schaltung)
- 21
- Kondensator (Frequenzbestimmungselement)
- 28
- Stromspiegelschaltung
- 50
- Komparator (Komparator-Schaltung)
- 51
- Erster FET (erstes Stromsteuerelement)
- 52
- Zweiter FET (zweites Stromsteuerelement)
- 55
- Erster Kurzschluss-FET (erstes Kurzschlussschaltelement)
- 56
- Zweiter Kurzschluss-FET (zweites Kurzschlussschaltelement)
- R6
- Widerstand (Widerstandselement)
- S1
- PWM-Signal (Ausgangssignal)
- S2
- Oszillator-Signal
-
BESTER MODUS ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
-
Ein PWM-Signalgenerator 10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzeugt und stellt ein PWM-Signal S1 mit einem gewünschten Tastverhältnis für ein Schaltelement (beispielsweise ein Leistungs-MOSFET oder ein Halbleiterschaltelement, das eine Schutzfunktion aufweist (z. B. eine IPD: intelligente Leistungsvorrichtung)) bereit, das zwischen eine Energiequelle und eine Last geschaltet ist, um einen EIN/AUS-Betrieb zu erzielen. Dadurch führt der PWM-Signalgenerator 10 eine PWM-Steuerung (Pulsbreitenmodulationssteuerung) für eine Energieversorgung der Last durch. In der vorliegenden Ausführungsform ist der PWM-Signalgenerator 10 an einem nicht gezeigten Fahrzeug installiert und wird zur Ansteuerungssteuerung für eine Last wie z. B. eine Fahrzeuglampe oder einen Motor für einen Kühllüfter oder für einen Scheibenwischer verwendet.
-
Im Folgenden wird der PWM-Signalgenerator 10 mit Bezug auf die 1 und 2 erläutert.
-
1. Schaltungskonstruktion der vorliegenden Ausführungsform
-
1 ist ein schematisches Diagramm, das den PWM-Signalgenerator 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Wie es in der Figur gezeigt ist, enthält der PWM-Signalgenerator 10 hauptsächlich eine Frequenzsteuerschaltung 11 zum Ausgeben eines Oszillator-Signals S2, eine Schalt-Schaltung 12 zum Schalten zwischen einer Tagbeleuchtung, die unten beschrieben wird, und einer Nachtbeleuchtung oder Ähnlichem, eine Leckstromunterbrechungsschaltung 13 und eine Tastverhältnissteuerschaltung 14.
-
(1) Frequenzsteuerschaltung
-
Die Frequenzsteuerschaltung 11 (d. h. ein Beispiel einer ”Oszillator-Schaltung” der vorliegenden Erfindung) enthält einen Komparator 20 (oder alternativ einen Operationsverstärker). Der negative Eingangsanschluss des Komparators 20 ist mit dem Anschluss höheren Potenzials (Vcc) einer Energiequelle (z. B. einer Batterie) über eine Parallelschaltung 27 aus einem Kondensator 21 als ein Frequenzbestimmungselement und einem Widerstand R1 verbunden. Das heißt, ein Spannungssignal eines Pegels, der der Zwischenanschlussspannung des Kondensators 21 entspricht, wird an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt. Im Folgenden wird ein Spannungspegel an einem Punkt ”A”, der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden ist, als ”Va” bezeichnet. Man beachte, dass ein Signal, das dem Spannungspegel Va an dem Punkt ”A” entspricht, als ein Oszillator-Signal S2 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt wird.
-
Andererseits wird ein geteiltes Potenzial einer Spannungsteilerschaltung, die Spannungsteilungswiderstände R2 und R3 enthält, die seriell zwischen den Anschluss höheren Potenzials und den Anschluss niedrigeren Potenzials (GND) der Energiequelle geschaltet sind, an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt. Außerdem wird der Ausgang B des Komparators 20 in den positiven Eingangsanschluss über einen Rückführungswiderstand R4 zurückgeführt. Das heißt, ein Spannungssignal eines Pegels, der von den Widerstandswerten der Spannungsteilungswiderstände R2, R3 und dem Rückführungswiderstand R4 abhängt, wird an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt. Im Folgenden wird ein Spannungspegel an einem Punkt ”C”, der mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden ist, als ”Vc” bezeichnet.
-
Der Ausgang des Komparators 20 wird in Vorwärtsrichtung einer NICHT-Schaltung 22 bereitgestellt. Andererseits ist die Seite niedrigeren Potenzials der Parallelschaltung 27 mit der Anschlussseite niedrigeren Potenzials der Energiequelle über drei n-Kanal-FETs 23, 24, 25 und einen Widerstand R5, die seriell geschaltet sind, verbunden. Ein Spannungssignal, das dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 entspricht, wird an das Gate der Seite höheren Potenzials des FET 23 der FETs angelegt.
-
Der FET 24 bildet zusammen mit einem n-Kanal-FET 26 eine Stromspiegelschaltung 28. Das Gate und der Drain des FET 26 sind kurzgeschlossen, und der Drain ist mit dem Anschluss höheren Potenzials der Energiequelle über einen Widerstand R6 (entspricht einem ”Widerstandselement” der vorliegenden Erfindung) verbunden.
-
(2) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
-
Die Schalt-Schaltung 12 enthält zwei PNP-Transistoren 30, 31. Der Emitter des Transistors 30 ist mit der Anschlussseite höheren Potenzials der Energiequelle verbunden, während der Kollektor mit der Anschlussseite niedrigeren Potenzials der Energiequelle über zwei Spannungsteilungswiderstände R7, R8 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 31 ist mit der Anschlussseite höheren Potenzials der Energiequelle verbunden, während der Kollektor mit dem Verbindungspunkt E zwischen den Spannungsteilungswiderständen R7, R8 verbunden ist. Ein Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E entspricht, wird als ein Bezugssignal S3 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt. Das Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E entspricht, wird ebenfalls dem Gate des FET 25 bereitgestellt.
-
Der Transistor 31 schaltet sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen einer ”Nachtbeleuchtung”, beispielsweise einer Beleuchtung der Scheinwerfer mit einem Tastverhältnis von 100%, von einem Betriebsabschnitt des Fahrzeugs, der nicht gezeigt ist, empfangen wird. Der Transistor 30 schaltet sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen einer ”Tagbeleuchtung (Tageslicht)”, beispielsweise einer Beleuchtung der Scheinwerfer mit einem Tastverhältnis von 25% (d. h. einem Beispiel eines ”gewünschten Tastverhältnisses” der vorliegenden Erfindung) empfangen wird. Der FET 25 schaltet sich ein, wenn einer der Transistoren 30, 31 eingeschaltet ist, und schaltet sich aus, wenn beide Transistoren 30, 31 ausgeschaltet sind. Das heißt, wenn sich die Scheinwerfer in einem anderen Zustand als Nachtbeleuchtung oder Tagbeleuchtung wie beispielsweise einem AUS-Zustand befinden, schaltet sich der FET 25 aus, um eine Funktion zum Verhindern eines Leckstroms zu schaffen.
-
(3) Tastverhältnissteuerschaltung
-
Die Tastverhältnissteuerschaltung 14 enthält einen Komparator 50 (d. h. ein Beispiel einer ”Komparator-Schaltung” der vorliegenden Erfindung). Der Komparator 50 enthält einen ersten FET 51 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines ”ersten Stromsteuerelements” der vorliegenden Erfindung), der mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 50 verbunden ist und als Antwort auf das Oszillator-Signal S2 zwischen Ein und Aus schaltet, und enthält außerdem einen zweiten FET 52 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines ”zweiten Stromsteuerelements” der vorliegenden Erfindung), der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 50 verbunden ist und als Antwort auf das Bezugssignal S3 zwischen Ein und Aus schaltet.
-
Die Source des ersten FET 51 ist mit einer Konstantstromquelle 60 verbunden, während der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem FET 24 und dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 53 verbunden ist. Andererseits ist die Source des zweiten FET 52 ebenfalls mit der Konstantstromquelle 60 verbunden, während der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem FET 24 und dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 54 verbunden ist. Der FET 53, dessen Gate und Drain kurzgeschlossen sind, bildet zusammen mit dem FET 54 eine Stromspiegelschaltung.
-
Ein Ausgangssignal S4, das in Abhängigkeit von einer Größenbeziehung zwischen den Pegeln des Oszillator-Signals S2 und des Bezugssignals S3 umgekehrt wird, wird einer NICHT-Schaltung 57 bereitgestellt. Die NICHT-Schaltung 57 gibt ein im Pegel umgekehrtes Ausgangssignal S4' als ein PWM-Signal S1 aus. Im Folgenden wird ein Spannungspegel des Ausgangspunkts F des Komparators 50 als ”Vf” bezeichnet, während ein Spannungspegel an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 als ”Vh” bezeichnet wird.
-
In der vorliegenden Ausführungsform ist ein erster Kurzschluss-FET 55 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines ”ersten Kurzschlussschaltelements” der vorliegenden Erfindung) parallel zu dem ersten FET 51 geschaltet. Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn er ein Steuersignal S5 eines niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt, um eine Funktion zum Bilden eines Kurzschlusses zwischen der Source und dem Drain des ersten FET 51 bereitzustellen. Außerdem ist ein zweiter Kurzschluss-FET 56 vom p-Kanal-Typ (d. h. ein Beispiel eines ”zweiten Kurzschlussschaltelements” der vorliegenden Erfindung) parallel zu dem zweiten FET 52 geschaltet. Der zweite Kurzschluss-FET 56 schaltet sich ein, wenn er ein Steuersignal S6 eines niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt, um eine Funktion zum Bilden eines Kurzschlusses zwischen der Source und dem Drain des zweiten FET 52 bereitzustellen.
-
Der PWM-Signalgenerator 10 enthält zwei NICHT-UND-Schaltungen 58, 59. Ein Spannungspegel Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und ein Spannungspegel Vh an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 werden den Eingängen der NICHT-UND-Schaltung 58 zugeführt. Deren Ausgang wird an das Gate der ersten Kurzschluss-FET 55 angelegt. Andererseits werden ein Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 und ein Spannungspegel Vf an dem Eingangspunkt F der NICHT-Schaltung 57 an die Eingänge der NICHT-UND-Schaltung 59 angelegt. Deren Ausgang wird an das Gate des zweiten Kurzschluss-FET 56 angelegt.
-
Dieses ist das Ende der Schaltungskonstruktion des PWM-Signalgenerators 10. Man beachte, dass in der vorliegenden Ausführungsform die Schaltungen auf einem einzigen Chip 70 mit der Ausnahme des Kondensators 21 und des Widerstands R1, die zum Bestimmen der Oszillationsfrequenz der Frequenzsteuerschaltung 11 vorgesehen sind, und der Schalt-Schaltung 12 ausgelegt sind. Daher kann die Frequenz eines Oszillator-Signals S2 durch Ändern des Kondensators 21 und des Widerstands R1, die außerhalb des Chips 70 angeordnet sind, eingestellt werden. Außerdem kann das Tastverhältnis eines PWM-Signals S1 durch Ändern der Spannungsteilungswiderstände R7 und R8 eingestellt werden.
-
2. Betrieb der vorliegenden Ausführungsform
-
(1) Frequenzsteuerschaltung
-
Wenn dem PWM-Signalgenerator 10 Energie zugeführt wird und ein Nachtlichtsignal oder ein Tageslichtsignal in die Schalt-Schaltung 12 eingegeben wird, schaltet sich der FET 25 ein. Zu Beginn liegt der Punkt ”A”, der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden ist, an der Seite der Anschlussspannung höheren Potenzials Vcc der Energiequelle, und der Komparator 20 ist ausgeschaltet, das heißt, die Spannung Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 liegt auf einem niedrigen Pegel. Daher schaltet sich der FET 23 als Antwort auf ein Spannungssignal Vd eines hohen Pegels von der NICHT-Schaltung 22 ein. Dadurch fließt ein Strom von der Energiequelle durch die Parallelschaltung 27, die FETs 23, 24, 25 und den Widerstand R5, und das Laden des Kondensators 21 beginnt.
-
Die FETs 24, 26 bilden eine Stromspiegelschaltung 28, wie es oben beschrieben ist. Daher hängt der Betrag eines Stroms i1, der durch die FETs 23, 24 fließt, von dem Betrag eines Stroms i2, der durch den Widerstand R6 und den FET 26 fließt, ab, d. h. er hängt von dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle ab. Wenn sich das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle aufgrund einer Schwankung der Energieversorgungsspannung oder Ähnlichem verringert, verringert sich dementsprechend der Betrag des Ladestroms i1 für den Kondensator 21. Wenn sich umgekehrt das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle erhöht, erhöht sich dementsprechend der Betrag des Ladestroms i1 für den Kondensator 21. Als Ergebnis kann die Ladezeit für den Kondensator 21, d. h. die Frequenz des Oszillator-Signals S2 am Punkt ”A”, stabil und immun gegenüber einer Schwankung des höheren Potenzials Vcc der Energiequelle sein.
-
Zu dem Zeitpunkt ist der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 fast gleich dem niedrigeren Potenzial GND der Energiequelle. In der vorliegenden Ausführungsform sind die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände R2, R3 einander gleich, und der Widerstandswert des Rückführungswiderstands R4 wird beispielsweise auf die Hälfte desjenigen des Spannungsteilungswiderstands R2 (R3) eingestellt. Daher ist, wie es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist, der Spannungspegel Vc an dem Punkt ”C” gleich 1/4Vcc, der an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt wird.
-
Danach verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt ”A” graduell, wenn das Laden des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn der Spannungspegel auf unterhalb 1/4Vcc abfällt, wird der Pegel des Spannungspegels Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 auf einen hohen Pegel umgekehrt (siehe die Figur (das zweite Feld von dem oberen Teil des Zeitdiagramms)). Dieses bewirkt, dass sich der FET 23 ausschaltet, so dass das Laden des Kondensators 21 aufhört und das Entladen beginnt. Zu diesem Zeitpunkt ist der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 fast gleich dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle. Daher ist, wie es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist, der Spannungspegel Vc an dem Punkt ”C” gleich 3/4Vcc, der an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt wird.
-
Danach erhöht sich der Spannungspegel Va an dem Punkt ”A” graduell, wenn das Entladen des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn der Spannungspegel 3/4Vcc überschreitet, schaltet sich der Komparator 20 aus (siehe die Figur (das zweite Feld von dem oberen Teil des Zeitdiagramms)), und dadurch wird der Pegel des Spannungspegels Vb an dem Ausgangspunkt B auf einen niedrigen Pegel umgekehrt. Somit wird der Pegel des Spannungspegels Va an dem Punkt ”A” zwischen 1/4Vcc und 3/4Vcc umgekehrt, um sich in einem Dreieckwellenmuster zu ändern, das als ein Oszillator-Signal S2 an den positiven Eingangsanschluss (d. h. das Gate des ersten FET 51) des Komparators 50 der Tastverhältnissteuerschaltung 14 angelegt wird.
-
(2) Tastverhältnissteuerschaltung
-
In der Tastverhältnissteuerschaltung 14 wird das Oszillator-Signal S2 von der Frequenzsteuerschaltung 11 in den positiven Eingangsanschluss des Komparators 50 eingegeben, während der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E für dessen negativen Eingangsanschluss von der Schalt-Schaltung 12 bereitgestellt wird. In der vorliegenden Ausführungsform werden die Widerstandswerte der Widerstände R7, R8 derart eingestellt, dass der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E, wenn die Schalt-Schaltung 12 ein Tageslichtsignal empfängt, auf einen Pegel (zwischen 1/4Vcc und 3/4Vcc, aber näher bei 1/4Vcc) eingestellt wird, der in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist. Genauer gesagt wird dieser derart eingestellt, dass das Tastverhältnis des PWM-Signals S1 beispielsweise 25% beträgt. Wie es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist, entspricht ein Zeitpunkt, zu dem die Größenbeziehung zwischen dem Pegel des Oszillator-Signals S2 und dem Spannungspegel Ve während einer normalen Zeit, während der ein Energieversorgungsrauschen oder Ähnliches nicht aufgetreten ist (d. h. einer Zeit, die einem Tastverhältnis von 25% entspricht), umgekehrt ist, ”einer richtigen Zeit entsprechend einem gewünschten Tastverhältnis” und ”einer Zeit, zu der das Ausgangssignal anschließend im Pegel umgekehrt wird” der vorliegenden Erfindung.
-
Wenn der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Spannungspegel Ve des Verbindungspunkts E überschreitet, ist der erste FET 51 des Komparators 50 ausgeschaltet, und der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 liegt auf einem hohen Pegel. Wenn andererseits der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des Spannungspegels Ve des Verbindungspunkts E fällt, schaltet sich der erste FET 51 ein, und der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 wird im Pegel auf einen niedrigen Pegel umgekehrt. Dadurch pulsiert der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 in einem Rechteckwellenmuster, wie es in 2 (d. h. in dem vierten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist.
-
Der Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel Ve an der Verbindung E) der Schalt-Schaltung 12 kann beispielsweise aufgrund eines Rauschens oder Ähnlichem während einer Fahrzeugbeschleunigung oder -verzögerung schwanken. In diesem Fall wird ein Zittern zu dem Zeitpunkt einer Pegelumkehr zwischen dem Pegel des Oszillator-Signals S2 und dem Pegel des Bezugssignals S3 auftreten (siehe 2 (das vierte und fünfte Feld von oben in dem Zeitdiagramm)). Dadurch wird das Tastverhältnis des PWM-Signals S1 schwanken, und die stabile PWM-Steuerung für eine Tagbeleuchtung kann nicht bereitgestellt werden.
-
Aus diesem Grund sind gemäß der vorliegenden Ausführungsform die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56 in dem Komparator 50 vorgesehen, wie es oben beschrieben ist. Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn ein Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und der Spannungspegel Vh an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 beide einen hohen Pegel aufweisen, von der NICHT-UND-Schaltung 58 empfangen wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und daher ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet. Das heißt, der erste Kurzschluss-FET 55 ist eingeschaltet (d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umgekehrt wird (d. h. von einem Abwärtstrend in einen Aufwärtstrend umgekehrt wird), nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals S3 abgefallen ist, wie es in 2 (d. h. in dem sechsten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist. Ansonsten ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet (d. h. in einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
-
Gemäß dieser Konstruktion stellt der erste Kurzschluss-FET 55 einen Kurzschluss zwischen dem Drain und der Source des ersten FET 51, der an der Seite des positiven Eingangsanschlusses angeordnet ist, her, wenn der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals S3 abfällt. Dadurch fließt ein höherer Strom durch den FET 54, der zusammen mit dem FET 53, der mit dem ersten FET 51 verbunden ist, eine Stromspiegelschaltung bildet. Daher wird in diesem Fall der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 erzwungenermaßen auf einem niedrigen Pegel gehalten, und zwar sogar dann, wenn der Pegel des Bezugssignals S3 schwankt. Somit kann eine Pegelumkehr verhindert werden. Der Kondensator 21 wird zu diesem Zeitpunkt geladen. Daher verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt ”A”, und ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt, erhöht sich. Der Strom, der durch den ersten FET 51 fließt (d. h. ein Strom, der dem Pegel des Oszillator-Signals S2 entspricht), fließt ebenfalls durch die FETs 53, 54. Wenn der erste Kurzschluss-FET 55 eingeschaltet wird, fließt ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch den ersten FET 51 fließt, wenn der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet ist, durch die FETs 53, 54. Dieses bedeutet, dass ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel des Bezugssignals S3 zu vergleichen ist, unabhängig von dem Pegel des Oszillator-Signals S2 geändert wird, so dass der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt wird. Dieses entspricht der Phrase ”Änderung eines Pegels, der mit einem Pegel des anderen Signals der Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, unabhängig von einem Signalpegel des Oszillator-Signals oder des Bezugssignals, so dass das Ausgangssignal im Pegel nicht umgekehrt wird” der vorliegenden Erfindung.
-
Andererseits schaltet sich der zweite Kurzschluss-FET 56 ein, wenn ein Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 und der Spannungspegel Vf an dem Eingangspunkt F der NICHT-Schaltung 57 beide einen hohen Pegel aufweisen, von der NICHT-UND-Schaltung 59 empfangen wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und daher ist der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet. Das heißt, der zweite Kurzschluss-FET 56 ist eingeschaltet (d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umgekehrt wird (d. h. von einem Aufwärtstrend in einen Abwärtstrend umgekehrt wird), nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet, wie es in 2 (d. h. in dem siebten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist. Ansonsten ist der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet (d. h. in einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
-
Somit errichtet der zweite Kurzschluss-FET 56 einen Kurzschluss zwischen dem Drain und der Source des zweiten FET 52, der an der Seite des negativen Eingangsanschlusses angeordnet ist, wenn der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet. Daher wird in diesem Fall der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 erzwungenermaßen auf einem hohen Pegel gehalten, und zwar sogar dann, wenn der Pegel des Bezugssignals S3 schwankt. Somit wird eine Pegelumkehr verhindert. Der Kondensator 21 wird zu diesem Zeitpunkt entladen. Daher erhöht sich der Spannungspegel Va an dem Punkt ”A”, und ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt, wird verringert. Andererseits fließt ein Strom, der dem Pegel des Bezugssignals S3 entspricht, durch den zweiten FET 52. Wenn sich der zweite Kurzschluss-FET 56 einschaltet, fließt ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch den zweiten FET 52 fließt, wenn der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet ist, durch den zweiten Kurzschluss-FET 56. Dieses bedeutet, dass ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel des Oszillator-Signals S2 zu vergleichen ist, unabhängig von dem Pegel des Bezugssignals S3 geändert wird, so dass der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt wird. Dieses entspricht der Phrase ”Ändern eines Pegels, der mit einem Pegel des anderen Signals durch die Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, unabhängig von einem Signalpegel des Oszillator-Signals oder des Bezugssignals, so dass das Ausgangssignal im Pegel nicht umgekehrt wird” der vorliegenden Erfindung. Wie es anhand Obigem zu beobachten ist, dienen die NICHT-UND-Schaltungen 58, 59 als eine ”Trend-Umkehrungsdetektorschaltung” und eine ”Kurzschlusssteuerschaltung” der vorliegenden Erfindung, und außerdem bilden sie zusammen mit den ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56 eine ”Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung” der vorliegenden Erfindung.
-
(3) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
-
Der Betrieb während der Tagbeleuchtung wurde oben erläutert. In dem Fall des Schaltens zur Nachtbeleuchtung wird der Schalt-Schaltung 12 ein Nachtlichtsignal bereitgestellt. Dadurch schaltet sich der Transistor 30 aus, und der Transistor 31 schaltet sich ein. Dann wird der Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel Ve an der Verbindung E) fast gleich dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle, wie es an der rechten Seite der (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 2 gezeigt ist. Daher überschreitet der Pegel des Bezugssignals S3 kontinuierlich den Pegel des Oszillator-Signals S2. Dadurch wird eine Nachtbeleuchtung mit einem Tastverhältnis von 100% durchgeführt.
-
In dem Fall, in dem eine Beleuchtung der Scheinwerfer nicht benötigt wird, sind die Transistoren 30, 31 der Schalt-Schaltung 12 beide ausgeschaltet. Dann schaltet sich der FET 25 ebenfalls aus, und dadurch kann ein Leckstrom von der Energiequelle 80 während eines AUS-Zustands unterbrochen werden.
-
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform werden ein Schalten zwischen einer Nachtbeleuchtung und einer Tagbeleuchtung der Scheinwerfer und ein Unterbrechen des Leckstroms während eines AUS-Zustands der Scheinwerfer durch eine Schaltsteuerung unter Verwendung der Schalt-Schaltung 12 erzielt.
-
3. Wirkungen der vorliegenden Ausführungsform
-
- (1) Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird, nachdem das Ausgangssignal S4 (und außerdem das Ausgangssignal S4') im Pegel umgekehrt werden, der umgekehrte Zustand von diesen durch die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56, die als eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung vorgesehen sind, aufrechterhalten. Danach wird die Verhinderung der Pegelumkehr automatisch freigegeben, wenn der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umkehrt. Dadurch kann ein Zittern sogar dann verhindert werden, wenn der Pegel des Bezugssignals S3 aufgrund eines Rauschens oder Ähnlichem beispielsweise während einer Fahrzeugbeschleunigung schwankt. Außerdem wird gemäß der vorliegenden Erfindung im Gegensatz zu einer herkömmlichen Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet, der Pegel des Bezugssignals S3 hauptsächlich in Abhängigkeit von den Spannungsteilungswiderständen R7, R8 bestimmt, die in der Schalt-Schaltung 12 vorgesehen sind, d. h. im Wesentlichen unbeeinflusst von den Widerstandskomponenten in dem Komparator 50. Die Spannungsteilungswiderstände R7, R8 sind als externe Widerstände vorgesehen, und daher können diejenigen, die geeignete Widerstandswerte aufweisen, sogar nach der Herstellung des PWM-Signalgenerators 10 ausgewählt werden. Demzufolge kann ein PWM-Signal S1, das ein stabiles Tastverhältnis aufweist, sogar dann erzeugt werden, wenn Schaltungskonstanten aufgrund der Herstellung Variationen aufweisen (siehe 2 (das unterste Feld des Zeitdiagramms)).
- (2) Außerdem erfasst die NICHT-UND-Schaltung 58, wenn sich der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umkehrt, nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals S3 abfällt, und gibt den Kurzschlussbetrieb des ersten Kurzschluss-FET 55 zu dem Zeitpunkt der Erfassung frei. Das heißt, das Verhindern der Pegelumkehr wird dann freigegeben. Andererseits erfasst die NICHT-UND-Schaltung 59, wenn sich der Änderungstrend des Oszillator-Signals S2 umkehrt, nachdem der Pegel des Oszillator-Signals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet, und gibt den Kurzschlussbetrieb des zweiten Kurzschluss-FET 56 zu dem Zeitpunkt der Erfassung frei. Das heißt, das Verhindern der Pegelumkehr wird dann freigegeben. Somit kann eine Freigabe der Verhinderung der Pegelumkehr ohne Verwendung eines Zeitgebers oder Ähnlichem erzielt werden.
-
<Weitere Ausführungsformen>
-
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die Ausführungsform, die in der obigen Beschreibung mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert wurde, begrenzt, sondern es können beispielsweise die folgenden Ausführungsformen in dem technischen Bereich der vorliegenden Erfindung enthalten sein.
- (1) Die obigen FETs 23–25, 51–56 können Bipolartransistoren sein.
- (2) Die Transistoren 30, 31 können Unipolartransistoren wie z. B. FETs sein.
- (3) Die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung kann anstelle der Konstruktion gemäß der obigen Ausführungsform eine Konstruktion aufweisen, bei der beispielsweise der Pegel des Bezugssignals S3 oder der Pegel des Oszillator-Signals S2, der an den Komparator 50 angelegt wird, erzwungenermaßen heraufgezogen oder herabgezogen wird.
- (4) In der obigen Ausführungsform wird der Komparator 50 als eine Komparator-Schaltung verwendet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Konstruktion begrenzt. Es kann stattdessen ein Operationsverstärker verwendet werden. In diesem Fall können die jeweiligen Kurzschlussschaltelemente der vorliegenden Erfindung parallel zu zwei Schaltelementen geschaltet sein, die eine Push-Pull-Schaltung des Operationsverstärkers bilden.
- (5) In der obigen Ausführungsform wird eine Oszillator-Schaltung vom Herunterzieh-Typ (die ein Oszillator-Signal auf der Grundlage des Potenzials des Anschlusses des niedrigeren Potenzials des Kondensators 21 ausgibt) verwendet. Es kann jedoch stattdessen eine Oszillator-Schaltung vom Heraufzieh-Typ (die ein Oszillator-Signal auf der Grundlage des Potenzials des Anschlusses des höheren Potenzials des Kondensators 21 ausgibt) verwendet werden. In dem Fall des Herunterzieh-Typs ähnlich der obigen Ausführungsform, bei der ein Bezugssignal auf der Grundlage der Seite des niedrigeren Potenzials des Oszillierbereiches erzeugt wird, besteht der Vorteil einer kürzeren Zeitdauer für die Möglichkeit des Zittern, da die Wellenform des Oszillator-Signals für diese Seite steil ist.
- (6) Die obige Ausführungsform kann zu einer Konstruktion modifiziert werden, bei der der Pegel, der hinsichtlich der Größe mit dem Pegel eines Oszillator-Signals durch eine Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, erzwungenermaßen unabhängig von dem Pegel eines Bezugssignals in einen absolut niedrigeren Pegel als der Pegel des Oszillator-Signals geändert wird, wenn der Pegel des Oszillator-Signals den Pegel des Bezugssignals überschreitet, oder beispielsweise eine Konstruktion, bei der der Pegel, der hinsichtlich der Größe mit dem Pegel eines Bezugssignals durch die Komparator-Schaltung zu vergleichen ist, erzwungenermaßen unabhängig von dem Pegel eines Oszillator-Signals in einen absolut niedrigeren Pegel als der Pegel des Bezugssignals geändert wird, wenn der Pegel des Oszillator-Signals auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals fällt.
