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Technisches Gebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein System zum Codieren eines Analogsignals auf einem stochastischen Signal, wobei das codierte Signal dann durch einen Analog-Digital-Umsetzer in ein Digitalsignal umgesetzt wird, wobei der Analog-Digital-Umsetzer danach aus dem codierten Signal ein Digitalsignal decodiert, das dem Analogsignal entspricht.
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Hintergrundinformationen
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Es gibt verschiedene Arten von Analog-Digital-Umsetzern zum Durchführen einer wiedergabetreuen Umsetzung von Analogsignalen in digitale Form. Im Allgemeinen nehmen solche Analog-Digital-Umsetzer als Eingabe ein kontinuierliches Analogsignal an und stellen dann als Ausgabe ein Digitalsignal bereit, das einem bestimmten gemessenen Aspekt des kontinuierlichen Analogsignals entspricht. Obwohl der gemessene Aspekt des kontinuierlichen Signals typischerweise die Amplitude ist, kann der gemessene Aspekt andere Merkmale des Signals repräsentieren. In bestimmten Fällen ist das kontinuierliche Analogsignal ein Spannungssignal, und in anderen Fällen ist das kontinuierliche Analogsignal ein Stromsignal. Das produzierte Digitalsignal ist definitionsgemäß zeitdiskret und amplitudendiskret.
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Es gibt verschiedene Arten von Analog-Digital-Umsetzern jeweils mit unterschiedlichem Schaltungsentwurf. Bestimmte dieser Analog-Digital-Umsetzer umfassen sukzessive Approximierer, Integrierer (darunter Δ-Σ-Umsetzer), Flash und Subranger. Jede Art von Analog-Digital-Umsetzer weist eine Kenngröße auf, durch die seine Anwendung auf der Basis seiner Linearität und/oder Auflösung und/oder Bandbreite und/oder Kosten und/oder seines Rauschabstands für Benutzer nützlich werden kann.
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Ein allgemeines Problem bei Analog-Digital-Umsetzern ist, dass der Umsetzungsprozess Rauschen einführt. Rauschen kann das Ausgangssignal stark stören und kann zu schwerwiegender Signalverschlechterung oder Signalverlust führen. Der Rauschabstand (SNR) drückt die Genauigkeit der digitalen Ausgabe relativ zu der Menge an Rauschen aus, die der Analog-Digital-Umsetzungsprozess eingeführt hat; Kunden, die Analog-Digital-Umsetzer mit geringem Rauschen auf dem Signal benötigen, wählen somit Umsetzer mit hohen Rauschabständen (SNR). Bei bestimmten Umsetzern kann das Rauschen aus dem Signal herausgefiltert werden, aber der spätere Filterungsprozess nimmt zusätzliche Zeit in Anspruch, was oft nicht wünschenswert ist, wenn auch schnelle Umsetzungsgeschwindigkeit erwünscht ist. Die vorliegende Erfindung liefert eine Lösung, um ohne zusätzliche Filterung mit übermäßigem Rauschen umzugehen, indem das gewünschte Analogsignal vor dem Umsetzungsprozess auf einem stochastischen Signal codiert wird. Ferner stellt die Erfindung auf der Basis der Anzahl der Abtastwerte, die genommen werden können, eine wiedergabetreue Umsetzung des Signals bereit. Die vorliegende Erfindung kann insbesondere als Alternative zu DC- oder Niederbandbreiten-Analog-Digital-Umsetzertopologien vorteilhaft sein.
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Kurzfassung
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In der vorliegenden Erfindung werden ein Verfahren und ein System beschrieben, um Codierung eines Analogsignals auf einem stochastischen Signal zur Umsetzung durch einen Analog-Digital-Umsetzer und danach Decodierung eines Digitalsignals, das dem Analogsignal entspricht, aus dem codierten Signal zu implementieren. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden mindestens zwei Signale, darunter ein Analogsignal und ein stochastisches Signal, in Schaltkreise geleitet, die eine Multiplikation der zwei Signale durchführen können. Die stochastische Signalquelle, die auch Teil der vorliegenden Erfindung ist, erzeugt das stochastische Signal, das in die Multiplikationsschaltkreise geleitet wird. Das Produkt der zwei Signale wird dann in ein Analog-Digital-Verarbeitungs- und Decodierungssystem geleitet, das als Ausgabe ein decodiertes Digitalsignal zurückgibt, das dem Analogsignal entspricht.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt ein System 100 mit den Komponenten für die vorliegenden Codierungs- und Decodierungsaspekte der Erfindung.
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2A zeigt eine Gaußsche Normalverteilungskurve und Kenngrößen der Kurve.
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2B zeigt weitere Kenngrößen, die für eine Gaußsche Normalverteilungskurve typisch sind.
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3 zeigt ein Flussdiagramm des Verfahrens 300 zum Codieren und Decodieren gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Ausführliche Beschreibung
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Das hier besprochene stochastische Signal kann bei einer Ausführungsform durch ein weißes normiertes Rauschen exemplifiziert werden, das heißt, ein Rauschsignal, das auf eine Gaußsche Normalkurve passt. Eine Gaußsche Normalkurve wird typischerweise durch die folgende Formel repräsentiert:
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In der obigen Gaußschen Normalformel repräsentiert σ die Standardabweichung des Signals; σ2 repräsentiert die Varianz des Signals; und μ repräsentiert den Mittelwert des Signals.
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Bei einer Normalverteilung ist die statistische Standardabweichung des Signals gleich dem quadratischen Mittelwert (RMS) des Signals f(x), also σ = RMS. Als Folge dieser Beziehung stellt die Erfindung hohe Genauigkeitsgrade bereit, wenn keine DC-Komponente im Rauschsignal besteht oder die DC-Komponente klein ist und als vernachlässigbar betrachtet werden kann. Der quadratische Mittelwert, der manchmal als ein „quadratisches Mittel” bezeichnet wird, kann den Betrag einer variierenden Größe messen, wobei die Größe der Fehler sein kann. Der RMS-Wert kann entweder für eine kontinuierliche Signalform oder für diskrete Werte berechnet werden, durch Anwendung der folgenden Formel:
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In der obigen RMS-Formel repräsentiert {x1, x2, x3, ..., xn} eine Reihe von Abtastwerten und n repräsentiert die Gesamtzahl der genommenen Abtastwerte.
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Eine andere häufig verwendete probabilistische Bestimmung, die auf die Erfindung anwendbar ist, ist die Root Sum Square (RSS), die auch manchmal als „Addition in Quadratur” bezeichnet wird. Die Root Sum Square misst den Gesamtbetrag einer variierenden Größe, die der Fehler sein kann. Der RSS-Wert kann auch für eine kontinuierliche Signalform oder für diskrete Werte berechnet werden. Die RSS wird typischerweise durch die folgende Formel repräsentiert:
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In der obigen RSS-Formel repräsentiert {x1, x2, x3, ..., xn} eine Reihe von Abtastwerten und n repräsentiert die Gesamtzahl der genommenen Abtastwerte.
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Durch Implementieren von Schaltkreisen, die die zwei Signale multiplizieren, wird das Analogsignal als die variierende Größe auf das Rauschsignal codiert und kann als der „Fehler” des Rauschsignals beschrieben werden. Das codierte Rauschsignal ist eine Leistungsmessung des Rauschsignals und ist deshalb proportional zum Analogsignal. Nach der Implementierung des Codierungsprozesses wird das codierte Rauschsignal dann durch den decodierenden Analog-Digital-Umsetzer geleitet, der das Analogsignal aus dem codierten Rauschsignal in Form einer digitalen Ausgabe decodiert.
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Der Analog-Digital-Umsetzer decodiert das codierte Rauschsignal durch Verarbeiten des codierten Rauschsignals durch die folgenden Operationen: eine Erfassungsoperation (wie etwa Track and Hold oder Sample and Hold), einen Quantisierer, eine algebraische Funktion und eine Signalabbildung. Zum Decodieren des codierten Rauschsignals muss die algebraische Funktion den „Fehler” des Rauschsignals dekonstruieren. Bei einer Ausführungsform kann die Dekonstruktion durch Ausführen einer RSS-Funktion durchgeführt werden. Bei einer anderen Ausführungsform kann die Dekonstruktion durch Anwenden einer RMS-Funktion und dann weiteres Manipulieren des Signals durch digitale Verarbeitung, um das Element
zu entfernen, durchgeführt werden.
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Obwohl das oben und hier besprochene stochastische Signal als ein Rauschsignal spezifiziert werden kann, das auf eine Gaußsche Normalkurve passt, ist das auf eine Gaußsche Normalkurve passende Rauschsignal nur eine Ausführungsform der Erfindung im Allgemeinen. Jedes stochastische Signal oder jedes Signal, das einer Menge bekannter probabilistischer Regeln folgt, kann als das Rauschsignal ausgewählt und zum Codieren und Decodieren dieses Rauschsignals verwendet werden, um dieses Verfahren der Analog-Digital-Umsetzung zu ermöglichen.
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In 2A und 2B bilden zwei Kurven eine Gaußsche Normalverteilung ab. In 2A ist die Normalverteilung zur leichteren Abbildung über einer ”Z”-Achse (mit z = X-μ / σ ) aufgetragen, wobei ein σ von 1 und ein μ von 0 dargestellt ist. Wie zuvor beschrieben, repräsentiert σ die Standardabweichung des Signals und μ den Mittelwert des Signals. In 2B ist dieselbe Normalverteilung dargestellt, und die Kurve zeigt ferner bestimmte typische Kenngrößen einer Normalverteilung. Normalverteilungen weisen Symmetrie um ihr Zentrum auf, und 50% der Daten liegen über dem Mittelwert, während die anderen 50% der Daten unter dem Mittelwert liegen. Die Verteilung der Daten des Signals variiert ferner auf eine Weise, die vorhergesagt werden kann, was manchmal als „Empirische Regel” (im Z-Bereich) bezeichnet wird, wie in 2B abgebildet. Die Kurve zeigt, dass 68,27% der Werte des Signals in eine Standardabweichung (zwischen Z-Werten von μ – 1σ und μ + 1σ) fallen, und die Kurve zeigt ferner andere kategorische Verteilungen der Daten des Signals. Die Standardabweichung der Normalverteilung ist auch gleich dem quadratischen Mittelwert des Signals. Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird ein Rauschsignal, das auf eine Gaußsche Normalkurve wie die in 2A und 2B passt, als das stochastische Signal ausgewählt, das dann mit einem Analogsignal zu multiplizieren ist.
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Um den Analog-Digital-Umsetzer zu implementieren, werden mindestens zwei Signale, darunter ein analoges Eingangssignal und ein stochastisches Signal, als die Eingaben für Multiplikationsschaltkreise gesetzt. In 1 kann das analoge Eingangssignal ein analoges Spannungseingangssignal Vin 101 sein, und das stochastische Signal kann S(σ) 103 sein, ein Rauschsignal, das auf eine Gaußsche Normalkurve passt.
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Bei dieser Ausführungsform wird S(σ) 103 als ein Signal aus einem stochastischen Signalgenerator 105 erzeugt, der teilweise einen analogen Rauschgenerator, wie etwa eine Rauschdiode, umfassen kann. Bei anderen Ausführungsformen kann das Rauschsignal jedoch aus mehreren in der Technik bekannten Verfahren erzeugt werden, die entweder auf analogen oder digitalen Komponenten basieren. Bei einer Ausführungsform kann das erzeugte Rauschsignal analog sein, und kann dennoch als Ergebnis einer Digital-Analog-Umsetzung einer Reihe von Bit gebildet werden, die aus einem digitalen Zufallszahlengenerator erzeugt werden, die auf eine Gaußsche Normalglockenkurve passen (pseudozufälliges normiertes Rauschen). Wie in der Ausführungsform von 1 mit dem Signal S(σ) 103 gezeigt, wird das Rauschsignal unabhängig von dem analogen Eingangssignal erzeugt.
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Gemäß der Erfindung kann Vin 101 bereits Rauschen im Signal enthalten, da Rauschen in den meisten Analogsignalen naturgemäß ist. Bei einer anderen Ausführungsform kann das Analogsignal bereits gefiltert worden sein, um das Rauschen vor seiner Auswahl als Eingabe für die Multiplikationsschaltkreise auszuschließen. In einem beispielhaften Aspekt der Erfindung ist das analoge Eingangssignal ein Signal mit einer niedrigen Frequenz oder ein DC-Signal mit Rauschen. Vin 101 kann in einen Eingangspuffer 102 geleitet werden.
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Gemäß der Erfindung werden die Signale Vin 101 und S(σ) 103 in die Multiplikationsschaltkreise geleitet. Die Multiplikationsschaltkreise multiplizieren die Signale Vin 101 und S(σ) 103, um ein multipliziertes Signal Fout(σ) 109 zu erzeugen, das das analoge Produktsignal ist, aber auch als codiertes Rauschsignal beschrieben werden kann. Bei einer beispielhaften Ausführungsform kann die Multiplikation durch Schaltkreise eines Verstärkers mit variabler Verstärkung (VGA) 107 durchgeführt werden. Bei der beispielhaften Ausführungsform wurde Vin 101 als das Steuersignal oder die Verstärkung für den VGA 107 gesetzt. Es können jedoch aufgrund von Grundprinzipien der Multiplikation entweder Vin 101 oder S(σ) 103 als das Steuersignal wirken.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann die Multiplikation im Spannungsbereich stattfinden. Bei dieser konkreten Ausführungsform enthält das kontinuierliche analoge Eingangssignal Daten in Bezug auf Spannungspegel. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die Multiplikation im Strombereich stattfinden. Bei dieser alternativen Ausführungsform enthält das kontinuierliche analoge Eingangssignal Daten in Bezug auf Strompegel, die durch Anwendung einer Last bestimmbar sind. Ferner können die Multiplikationsschaltkreise eine beliebige Anzahl von mehreren analogen Schaltungselementen umfassen, die in der betreffenden Technik bekannt sind, und sind nicht auf Verstärker mit variabler Verstärkung beschränkt. Nachdem Fout(σ) 109 erzeugt wurde, wird Fout(σ) 109 dem Analog-Digital-Verarbeitungs- und Decodierungssystem 111 zugeführt. Wie oben besprochen, wird in dem Analog-Digital-Verarbeitungs- und Decodierungssystem 111 Fout(σ) 109 durch die folgenden Operationen verarbeitet: eine Signalakquisition (Sample and Hold, Track and Hold oder Äquivalent), einen Quantisierer, eine algebraische Funktion und eine Signalabbildung.
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Während der Analog-Digital-Verarbeitung und Decodierung 111 wird an Fout(σ) 109 zuerst durch eine „Sample and Hold”-Schaltung 113 operiert. Die Sample and Hold-Schaltung kann auf mehrere Weisen implementiert warden, so wie sie in der relevanten Technik etabliert sind. Bei einer Ausführungsform wird ein Puffer zum vorübergehenden Speichern von Daten aus dem Fout(σ) 109 verwendet.
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Nach der „Sample and Hold”-Operation 113 kann das Signal durch eine Quantisiereroperation 117 quantisiert werden, die durch den synchronen Takt 115 zeitgesteuert wird. Während der durch das Sample and Hold eingeleiteten vorübergehenden Datenspeicherung wird der im Puffer gespeicherte Wert quantisiert. Ferner kann bei einer anderen Ausführungsform der Sample and Hold-Prozess als Teil des Quantisierersystems implementiert werden. Die Rate des Abtastens wird mit einer Geschwindigkeit gesteuert, die gemäß einem zugeordneten Takt 115 gesetzt wird. Bei einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung wird das Signal vorzugsweise durch Verwendung eines 16-Bit-Quantisierers mit einer hohen Abtastrate getaktet, um so eine signifikante Anzahl von Ausgangsabtastwerten zu produzieren, um statistisch sinnvolle Leistungsmessungen vorzunehmen.
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Danach wird das Signal durch eine algebraische Operation 119 geleitet, die die codierten Werte aus dem Rauschsignal decodiert. Die algebraische Operation 119 kann als ein arithmetisches Mittel zum Produzieren eines decodierten digitalen Ausgangssignals angesehen werden, wobei das arithmetische Mittel durch eine Struktureinheit wie einen Prozessor oder eine Steuereinheit ausgeführt wird. Bei dieser Ausführungsform ist die ausgeführte algebraische Operation das Äquivalent einer RSS-Operation. Eine Ausführungsform der RSS-Operation kann durch eine Quadrierungsfunktion 121, eine Summierungsfunktion 123 und eine Quadratwurzelfunktion 125 implementiert werden. Bei dieser konkreten Ausführungsform der RSS würde zusätzliche digitale Verarbeitung 127 danach eine Divisionsfunktion berücksichtigen, bei der der Divisor die Quadratwurzel der Anzahl genommener Abtastwerte n ist. Bei anderen Ausführungsformen kann eine RSS-Operation auf mehrere Weisen implementiert werden.
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Bei einer weiteren Ausführungsform ist die durchgeführte Algebra das Äquivalent einer RMS-Operation. Die RMS-Operation kann als ein anderes arithmetisches Mittel zum Produzieren eines decodierten digitalen Ausgangssignals angesehen werden, wobei das arithmetische Mittel durch eine Struktureinheit wie einen Prozessor oder eine Steuereinheit ausgeführt wird. Eine Ausführungsform der RMS-Operation kann durch eine Quadrierungsfunktion, eine Summierungsfunktion, eine Quadratwurzelfunktion und Multiplizieren des Signals mit einem Faktor, wobei der Divisor des multiplizierenden Faktors die Quadratwurzel der Anzahl genommener Abtastwerte n ist, implementiert werden. Bei anderen Ausführungsformen kann eine RMS-Operation auf mehrere Weisen implementiert werden.
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Bei jeder ausgeführten algebraischen Operation wird das Signal decodiert, um das anfängliche Signal Vin 101 zu repräsentieren. Bei einer Ausführungsform der Erfindung führt eine Abbildungsfunktion bestimmte oder alle der zum Decodieren des Signals erforderlichen Algebra aus.
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Danach wird das decodierte Signal durch eine Abbildungsfunktion 129 abgebildet, um genau dem anfänglichen Signal Vin 101 zu entsprechen. Bei einer Ausführungsform kann die Abbildung durch Verwendung eines Dezimierers durchgeführt werden.
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Bei einer anderen Ausführungsform wird die Abbildungsfunktion 129 in Software implementiert, einschließlich mindestens in einer Hardwarebeschreibungssprache wie Verilog. Die als Hilfe bei der Softwareimplementierung verwendete Codierungssprache kann eine Reihe von Nachschlagetabellen zur Verwendung bei der Abbildung erfordern. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform erfordert der Abbildungsprozess Endpunktjustierung. Um Endpunkte von Von 101 zu justieren, muss der Umfang des Eingangssignals von seinem Minimum zu seinem Maximum in eine ausgewählte Anzahl von Pegeln getrennt werden. Der minimale Wert von Von 101 wird auf einem Pegel abgebildet, der kein Rauschsignal (σ = 0) repräsentiert, und der maximale Wert von Von 101 wird auf einem Pegel abgebildet, der das höchste Rauschsignal (σ = 2N – 1) repräsentiert, wobei N die gewünschte Auflösung der ADC-Abbildung in Bit ist. Zum Beispiel wäre eine gewünschte 8-Bit-Auflösung mit 256 Quantisierungspegeln möglich. Der niedrigste Quantisierungspegel wäre 0, und der höchste Pegel wäre 255 (28 – 1). Die Abbildungsfunktion 129 wird bei anderen Ausführungsformen verwendet, um die Genauigkeit des Signals durch Entfernung von fehlerhaftem Rauschen weiter zu vergrößern. Fehlerhaftes Rauschen könnte entweder aus einem anfänglich auf dem Signal Vin 101 enthaltenen Fehler stammen oder könnte aus den Multiplikationsschaltkreisen, wie etwa dem VGA 207, stammen. Die Abbildungsfunktion 129 wird bei dieser Ausführungsform kalibriert, um das Rauschen zu entfernen. Konstantes Fehlerrauschen auf dem Eingangssignal Vin 101 wird als Offsetfehler kalibriert. Durch den VGA 207 eingeführtes Rauschen wird durch Endpunktkorrektur kalibriert, bei der der Verstärkungsfehler aus dem Signal entfernt wird.
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Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung relinearisiert die Abbildungsfunktion 129 ferner die Integral-Nichtlinearität (INL) des Signals. Als Alternative können Komponenten des System Kalibration unterzogen werden, um ihre INL wiederherzustellen. Zu Systemkomponenten, die für eine Rekalibration empfänglich sein können, gehören mindestens die Multiplikationsschaltung und der Quantisierer. Zum Beispiel kann bei niedrigen Auflösungen beim Quantisierer das Risiko entstehen, die Gesamt-INL des Analog-Digital-Umsetzers zu ändern.
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Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist mehr als ein digitales Verarbeitungssystem eingerichtet. Die mehreren digitalen Abtastsysteme können instantiiert werden, um dieselben Operationen wie zuvor besprochen auszuführen, aber parallel. Bei dieser Ausführungsform würden die mehreren digitalen Abtastsysteme dasselbe kontinuierliche Analogsignal an verschiedenen Flanken des Takts quantisieren, und die quantisierten Signale würden gemittelt, wodurch eine Verbesserung der Ausgabeintegrität gewährleistet wird. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung können, wenn äußerste Genauigkeit erwünscht ist, mehrere der hier besprochenen stochastischen codierenden Analog-Digital-Umsetzer kaskadiert werden.
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Bei einer weiteren Ausführungsform kann die Sample and Hold-Schaltung und die Quantisiereroperation mit einem stochastischen codierenden Analog-Digital-Umsetzer, wie etwa dem System 100, ersetzt werden, der mit einer schnelleren Taktrate arbeitet als der stochastische codierende Analog-Digital-Umsetzer, in dem er eingebettet ist. Diese konkrete Ausführungsform kann ferner einen weiteren eingebetteten stochastischen codierenden Analog-Digital-Umsetzer anstelle sowohl der Sample and Hold-Schaltung als auch der Quantisiereroperation des eingebetteten stochastischen codierenden Analog-Digital-Umsetzers umfassen. Die Schichten eingebetteter stochastischer codierender Analog-Digital-Umsetzer werden wie gewünscht implementiert, solange die eingebetteten Ebenen mit einer schnelleren Taktrate als die vorherige Ebene abgetastet werden. Die Ausgabe der Abbildungsfunktion 129 ist ein decodiertes digitales Ausgangssignal 131, das eine Kette von Bit ist. Das decodierte digitale Ausgangssignal 131 ist proportional zu der Leistungsmessung des anfänglichen Analogsignals Vin 101.
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3 ist ein Flussdiagramm 300, das ein Verfahren zum stochastischen Codieren bei einer Analog-Digital-Umsetzung darstellt. Wenn das anfängliche Analogsignal Vin 201 durch einen Puffer gehalten wird und dann als Eingabe für die Multiplikationsschaltkreise, wie etwa den VGA 207, ausgewählt wird, beginnt das Verfahren im Schritt 302 mit dem Empfangen eines analogen Eingangssignals. Bei 304 erzeugt das System das stochastische Signal S(σ) 203 aus einer Rauschdiode 205. Bemerkenswerterweise wird die stochastische Signalerzeugung ohne Verwendung von Vin 201 durchgeführt. Im Schritt 306 werden die zwei Signale 201 und 203 multipliziert, wodurch ein analoges Produktsignal erzeugt wird, das dann durch einen Analog-Digital-Umsetzer im Schritt 308 in ein digitales Ausgangssignal umgesetzt wird. Das digitale Ausgangssignal wird dann im Schritt 310 durch arithmetische Mittel decodiert, die RMS oder RSS-Operationen umfassen können, wodurch ein decodiertes digitales Ausgangssignal produziert wird. Im Schritt 312 wird das decodierte digitale Ausgangssignal auf angemessene Weise auf Pegel abgebildet, um Endpunktjustierung und Linearitätjustierungen zu berücksichtigen. Die Ausgabe von Schritt 312 ist das decodierte digitale Ausgangssignal 231.
