JP3440095B1 - データ伝送装置及びデータ伝送方法 - Google Patents
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Abstract
【要約】
【課題】 雑音振幅が大きい信号に対して比較的ダイナ
ミックレンジの狭いＡ／Ｄ変換器を適用しながら精度の
良いデータ再生を可能にする受信部を提供することを目
的とする。 【解決手段】 入力信号に対してＰＮ系列を乗積してス
ペクトラム拡散処理を施す乗積器５２と、スペクトラム
拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処
理を施すＡ／Ｄ変換器５４と、前記アナログ・ディジタ
ル変換処理後の信号に対して上記同様のＰＮ系列を乗積
して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆
拡散処理を施す乗積器５５とよりなる構成である。
ミックレンジの狭いＡ／Ｄ変換器を適用しながら精度の
良いデータ再生を可能にする受信部を提供することを目
的とする。 【解決手段】 入力信号に対してＰＮ系列を乗積してス
ペクトラム拡散処理を施す乗積器５２と、スペクトラム
拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処
理を施すＡ／Ｄ変換器５４と、前記アナログ・ディジタ
ル変換処理後の信号に対して上記同様のＰＮ系列を乗積
して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆
拡散処理を施す乗積器５５とよりなる構成である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、データ伝送装置及
びデータ伝送方法に係り、特に電力線を用いて高速デー
タ通信を行うための電力線搬送通信用モデム等に適用さ
れ、入力信号のダイナミックレンジが大きい場合であっ
ても精度の高い受信データを得られる構成を有するデー
タ伝送装置及びデータ伝送方法に関する。
びデータ伝送方法に係り、特に電力線を用いて高速デー
タ通信を行うための電力線搬送通信用モデム等に適用さ
れ、入力信号のダイナミックレンジが大きい場合であっ
ても精度の高い受信データを得られる構成を有するデー
タ伝送装置及びデータ伝送方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に電力線搬送通信システムの構成例
を示す。同図の例において、電力線は、配電変電所９−
１と柱上変圧器９−３との間に配される６．６ｋＶの高
圧配電線９−２と、柱上変圧器９−３と家屋９−６との
間に配される１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線９−４及び
引込み線９−５とから成る。 当該電力線搬送通信システムでは、配電変電所９−１の
アクセスノード９−１１と柱上変圧器９−３内に設けら
れたモデムとの間に、高圧配電線９−２と並行して光フ
ァイバを設置してその間の光信号によるデータ伝送を可
能としている。又、柱上変圧器９−３と家屋９−６内の
コンセントに差し込まれたモデムとの間は、１００Ｖ／
２００Ｖ低圧配電線９−４と引込線９−５と屋内配線９
−７とを経由したデータ伝送が可能である。 ここで、上記データ伝送において、低圧配電線９−4、
引込線９−５及び屋内配線９−7には、多くの家電機器
が接続され、該家電機器のスイッチング電源やインバー
タ回路などからランダムな雑音が放出され、それらの雑
音によって通信品質が劣化するおそれがある。このた
め、このような電力線搬送通信によるデータ伝送には、
雑音に強いと言われるＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式、Ｐ
ＳＫ変調方式又はスペクトラム拡散方式等を用いたり、
或いはマルチキャリア変調方式やＯＦＤＭ(Ｏｒｔｈｏ
ｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕ１ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)方式等を導入し、雑音の多い
キャリア帯域を避けて通信を行う等の技術の適用が試み
られている。
を示す。同図の例において、電力線は、配電変電所９−
１と柱上変圧器９−３との間に配される６．６ｋＶの高
圧配電線９−２と、柱上変圧器９−３と家屋９−６との
間に配される１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線９−４及び
引込み線９−５とから成る。 当該電力線搬送通信システムでは、配電変電所９−１の
アクセスノード９−１１と柱上変圧器９−３内に設けら
れたモデムとの間に、高圧配電線９−２と並行して光フ
ァイバを設置してその間の光信号によるデータ伝送を可
能としている。又、柱上変圧器９−３と家屋９−６内の
コンセントに差し込まれたモデムとの間は、１００Ｖ／
２００Ｖ低圧配電線９−４と引込線９−５と屋内配線９
−７とを経由したデータ伝送が可能である。 ここで、上記データ伝送において、低圧配電線９−4、
引込線９−５及び屋内配線９−7には、多くの家電機器
が接続され、該家電機器のスイッチング電源やインバー
タ回路などからランダムな雑音が放出され、それらの雑
音によって通信品質が劣化するおそれがある。このた
め、このような電力線搬送通信によるデータ伝送には、
雑音に強いと言われるＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式、Ｐ
ＳＫ変調方式又はスペクトラム拡散方式等を用いたり、
或いはマルチキャリア変調方式やＯＦＤＭ(Ｏｒｔｈｏ
ｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕ１ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)方式等を導入し、雑音の多い
キャリア帯域を避けて通信を行う等の技術の適用が試み
られている。
【０００３】他方、このような電力線搬送通信システム
では、当該電力線搬送通信の信号搬送に伴う電力線から
の放射漏洩電磁界によって他の通信又は放送メディアに
影響が生ずるおそれがある。特に短波放送の受信機に対
するノイズによって短波放送の放送内容が聴きづらくな
る等の問題点の発生が危惧される。
では、当該電力線搬送通信の信号搬送に伴う電力線から
の放射漏洩電磁界によって他の通信又は放送メディアに
影響が生ずるおそれがある。特に短波放送の受信機に対
するノイズによって短波放送の放送内容が聴きづらくな
る等の問題点の発生が危惧される。
【０００４】このような放射漏洩電磁界による他の通信
等へのノイズ等による影響低減のための対策として、当
該電力線搬送における送信レベルを低下させることが考
えられる。ところがこのように電力線搬送通信の送信レ
ベルを低下させた場合、上述の如く家電機器のスイッチ
ング電源やインバータ回路などから放出される雑音等に
よって電力線搬送の通信品質が著しく劣化してしまうこ
とになる。 図２は、例えば図１に示す電力線搬送通信システムにお
ける、柱上変圧器９−３内に設けれたモデムで低圧配電
線９−４経由で受信された受信信号の状態の例を示す。
同図に示される如く、上述の如くの通信状況により、入
力信号は大きな振幅の雑音レベルＲＮに小さな振幅の受
信信号ＲＳが重畳された形態で受信される。
等へのノイズ等による影響低減のための対策として、当
該電力線搬送における送信レベルを低下させることが考
えられる。ところがこのように電力線搬送通信の送信レ
ベルを低下させた場合、上述の如く家電機器のスイッチ
ング電源やインバータ回路などから放出される雑音等に
よって電力線搬送の通信品質が著しく劣化してしまうこ
とになる。 図２は、例えば図１に示す電力線搬送通信システムにお
ける、柱上変圧器９−３内に設けれたモデムで低圧配電
線９−４経由で受信された受信信号の状態の例を示す。
同図に示される如く、上述の如くの通信状況により、入
力信号は大きな振幅の雑音レベルＲＮに小さな振幅の受
信信号ＲＳが重畳された形態で受信される。
【０００５】このような状態の入力信号から伝送データ
を適切に抽出するためには、図２、（ｂ）に示される如
く、雑音レベルＲＮと受信信号ＲＳとの合成信号の全領
域の振幅ＲＩＮについてＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）で取込
み、ディジタル信号に変換後にディジタル信号処理部
（ＤＳＰ）にて処理する必要がある。
を適切に抽出するためには、図２、（ｂ）に示される如
く、雑音レベルＲＮと受信信号ＲＳとの合成信号の全領
域の振幅ＲＩＮについてＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）で取込
み、ディジタル信号に変換後にディジタル信号処理部
（ＤＳＰ）にて処理する必要がある。
【０００６】しかしながらこの場合、合成信号の振幅Ｒ
ＩＮが大きく、現在の段階で製品化されているＡ／Ｄ変
換器には、該当するような大きな入力振幅に対応したダ
イナミックレンジ（１３０ｄＢ以上）を有するものが見
当たらない。従って、電力線経由で得られた信号を直接
Ａ／Ｄ変換器に取込むような回路構成とすることは困難
である。
ＩＮが大きく、現在の段階で製品化されているＡ／Ｄ変
換器には、該当するような大きな入力振幅に対応したダ
イナミックレンジ（１３０ｄＢ以上）を有するものが見
当たらない。従って、電力線経由で得られた信号を直接
Ａ／Ｄ変換器に取込むような回路構成とすることは困難
である。
【０００７】図３は、上記課題を解決するための手法の
一例について示す図である。この場合、Ａ／Ｄ変換器
（ＡＤＣ）の前段階において、利得制限器（ゲインコン
トローラ）ＧＣを設け、当該利得制限器ＧＣによって入
力信号の振幅を減衰させ、もってＡ／Ｄ変換器ＡＤＣが
有するダイナミックレンジに適合させるものである。当
該構成により、汎用Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣを用いて受信回
路を構成する事が可能となる。
一例について示す図である。この場合、Ａ／Ｄ変換器
（ＡＤＣ）の前段階において、利得制限器（ゲインコン
トローラ）ＧＣを設け、当該利得制限器ＧＣによって入
力信号の振幅を減衰させ、もってＡ／Ｄ変換器ＡＤＣが
有するダイナミックレンジに適合させるものである。当
該構成により、汎用Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣを用いて受信回
路を構成する事が可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに利得制限器ＧＣを用いて入力信号の振幅を減衰させ
た場合、伝送データを含む受信信号ＲＳそのものの振幅
も同時に減衰されるため、伝送データの検出精度が劣化
し、結果として受信特性劣化を招くことになってしま
う。
うに利得制限器ＧＣを用いて入力信号の振幅を減衰させ
た場合、伝送データを含む受信信号ＲＳそのものの振幅
も同時に減衰されるため、伝送データの検出精度が劣化
し、結果として受信特性劣化を招くことになってしま
う。
【０００９】上記汎用Ａ／Ｄ変換器適用の際のダイナミ
ックレンジに関する課題の解決のための他の方法とし
て、オーバーサンプリング方式Ａ／Ｄコンバータの適用
等が考えられる。しかしながら、単純なオーバーサンプ
リング方式では、やはり結果的に十分な受信信号検出精
度を得ることが困難と考えられる。
ックレンジに関する課題の解決のための他の方法とし
て、オーバーサンプリング方式Ａ／Ｄコンバータの適用
等が考えられる。しかしながら、単純なオーバーサンプ
リング方式では、やはり結果的に十分な受信信号検出精
度を得ることが困難と考えられる。
【００１０】本発明は上記課題に鑑み、雑音振幅が大き
い入力信号に対して比較的ダイナミックレンジの狭いＡ
／Ｄ変換器を適用しながら精度の良いデータ再生を可能
にするデータ伝送方式を提供することを目的とする。
い入力信号に対して比較的ダイナミックレンジの狭いＡ
／Ｄ変換器を適用しながら精度の良いデータ再生を可能
にするデータ伝送方式を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的の達成のため、
本発明では、入力信号に対してＰＮ系列の乗積等による
スペクトラム拡散処理を施し、当該スペクトラム拡散処
理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施
す。更にアナログ・ディジタル変換処理後の信号に対し
て上記同様のＰＮ系列の乗積当によって前記スペクトラ
ム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施す。
本発明では、入力信号に対してＰＮ系列の乗積等による
スペクトラム拡散処理を施し、当該スペクトラム拡散処
理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施
す。更にアナログ・ディジタル変換処理後の信号に対し
て上記同様のＰＮ系列の乗積当によって前記スペクトラ
ム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施す。
【００１２】このようにアナログ・ディジタル変換処理
にスペクトラム拡散処理を組み込むことによって実質的
にアナログ・ディジタル変換処理の精度を向上可能であ
り、比較的ダイナミックレンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器
を適用しながら入力信号に含まれる伝送データを精度良
くディジタル信号として再生可能にし得る。
にスペクトラム拡散処理を組み込むことによって実質的
にアナログ・ディジタル変換処理の精度を向上可能であ
り、比較的ダイナミックレンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器
を適用しながら入力信号に含まれる伝送データを精度良
くディジタル信号として再生可能にし得る。
【００１３】
【発明の実施の形態】図４は、本発明の一実施例による
データ伝送装置としての、例えば図１の柱上変圧器９−
３内のモデムの装置構成例を示す。同図において、スクラ
ンブラ(ＳＣＲ、Ｓ／Ｐ)１１は、送信信号（ＳＤ）のス
クランブル処理を行うと共にシリアル信号をパラレル信
号に変換し、ベクトル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分）１２に
送出する。 ベクトル和分回路１２は入力されたパラレル信号に対
し、グレイバイナリコード（Ｇ）であった信号をナチュ
ラルバイナリコード（Ｎ）に変換する処理を施し、更に、
受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路
（差分、Ｎ／Ｇ）２９に対応したベクトル和分演算処理
を施した後、信号点発生部１３に送出する。
データ伝送装置としての、例えば図１の柱上変圧器９−
３内のモデムの装置構成例を示す。同図において、スクラ
ンブラ(ＳＣＲ、Ｓ／Ｐ)１１は、送信信号（ＳＤ）のス
クランブル処理を行うと共にシリアル信号をパラレル信
号に変換し、ベクトル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分）１２に
送出する。 ベクトル和分回路１２は入力されたパラレル信号に対
し、グレイバイナリコード（Ｇ）であった信号をナチュ
ラルバイナリコード（Ｎ）に変換する処理を施し、更に、
受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路
（差分、Ｎ／Ｇ）２９に対応したベクトル和分演算処理
を施した後、信号点発生部１３に送出する。
【００１４】信号点発生部１３は、入力送信データを所
定の変調単位で所定のビット数ずつ区切り、そのビット
数に対応した信号点を１つ発生する。そして、このように
して得られた信号点よりなる送信信号は、ゼロ点挿入部
１４によりゼロ点信号が挿入された後、ロールオフフィ
ルタ（ＲＯＦ１）１５によりその帯域が電力線搬送通信
に許容された帯域に制限されて波形成形される。更に送
信信号は変調回路（ＭＯＤ）１６によって変調され、Ｄ
／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）１７によりデジタル信号からア
ナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１８により電力線搬送波の周波数帯域を含む低周波
帯域の信号が抽出され、送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅに送出
される。 送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅへと送出された送信信号は、対
向するモデム（例えば図１の家庭９−６内の屋内配線９
−７の終端部分に設けられたモデム）によって受信線路
ＲＸ−ｌｉｎｅから受信され、そのバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２１により所定の周波数帯域成分のみが抽出
され、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ）２２によりデジタル信
号に戻される。 このデジタル化された信号は復調回路（ＤＥＭ）２３に
よりべ一スバンドの信号に変換され、ロールオフフィル
タ（ＲＯＦ２）２４により波形成形され、その出力信号
はＶＣＸＯ(Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ＣｒｙｓｔａｌＯｓｃｉｌａｔｏｒ:電圧制御水晶発振)
型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ)３１に送出
される。 当該ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路３１は、信号内の
ゼロ点の位相を抽出し、該ゼロ点の位相をＡ／Ｄ変換回
路（Ａ／Ｄ）２２へのサンプリングタイミング信号とし
て与えると共に、受信部のクロック（ＲＸ−ＣＬＫ)分
配部３２へも与える。
定の変調単位で所定のビット数ずつ区切り、そのビット
数に対応した信号点を１つ発生する。そして、このように
して得られた信号点よりなる送信信号は、ゼロ点挿入部
１４によりゼロ点信号が挿入された後、ロールオフフィ
ルタ（ＲＯＦ１）１５によりその帯域が電力線搬送通信
に許容された帯域に制限されて波形成形される。更に送
信信号は変調回路（ＭＯＤ）１６によって変調され、Ｄ
／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）１７によりデジタル信号からア
ナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１８により電力線搬送波の周波数帯域を含む低周波
帯域の信号が抽出され、送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅに送出
される。 送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅへと送出された送信信号は、対
向するモデム（例えば図１の家庭９−６内の屋内配線９
−７の終端部分に設けられたモデム）によって受信線路
ＲＸ−ｌｉｎｅから受信され、そのバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２１により所定の周波数帯域成分のみが抽出
され、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ）２２によりデジタル信
号に戻される。 このデジタル化された信号は復調回路（ＤＥＭ）２３に
よりべ一スバンドの信号に変換され、ロールオフフィル
タ（ＲＯＦ２）２４により波形成形され、その出力信号
はＶＣＸＯ(Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ＣｒｙｓｔａｌＯｓｃｉｌａｔｏｒ:電圧制御水晶発振)
型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ)３１に送出
される。 当該ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路３１は、信号内の
ゼロ点の位相を抽出し、該ゼロ点の位相をＡ／Ｄ変換回
路（Ａ／Ｄ）２２へのサンプリングタイミング信号とし
て与えると共に、受信部のクロック（ＲＸ−ＣＬＫ)分
配部３２へも与える。
【００１５】受信部のロールオフフィルタ（ＲＯＦ２）
２４からの出力信号は又、ゼロ点削除部２５により、そ
のゼロ点が削除された後、自動利得制御器（ＡＧＣ）２
６により所定のレベルに利得制御される。その後、自動
キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２７により位相合わせ
がなされ、更に判定回路（ＤＥＣ）２８により受信信号
の信号判定が行なわれる。そしてその判定結果がベクト
ル差分回路(差分、Ｎ／G)２９に出力される。
２４からの出力信号は又、ゼロ点削除部２５により、そ
のゼロ点が削除された後、自動利得制御器（ＡＧＣ）２
６により所定のレベルに利得制御される。その後、自動
キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２７により位相合わせ
がなされ、更に判定回路（ＤＥＣ）２８により受信信号
の信号判定が行なわれる。そしてその判定結果がベクト
ル差分回路(差分、Ｎ／G)２９に出力される。
【００１６】ベクトル差分回路２９は、送信部のベクト
ル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分)１２でナチュラルバイナリ
コード（Ｎ）で送信されたと信号に対し、同回路による
処理とは逆のベクトル差分演算を行った後、グレイバイ
ナリコード（Ｇ）に戻してデスクランブラ（Ｐ／Ｓ、Ｄ
ＳＣＲ）３１に送出する。デスクランブラ（Ｐ／Ｓ、Ｄ
ＳＣＲ）３１は、このパラレルグレイコードをシリアル
信号に変換してデスクランブル処理し、受信データ（Ｒ
Ｄ）を得る。
ル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分)１２でナチュラルバイナリ
コード（Ｎ）で送信されたと信号に対し、同回路による
処理とは逆のベクトル差分演算を行った後、グレイバイ
ナリコード（Ｇ）に戻してデスクランブラ（Ｐ／Ｓ、Ｄ
ＳＣＲ）３１に送出する。デスクランブラ（Ｐ／Ｓ、Ｄ
ＳＣＲ）３１は、このパラレルグレイコードをシリアル
信号に変換してデスクランブル処理し、受信データ（Ｒ
Ｄ）を得る。
【００１７】又、送信部において、送信クロック分配回路
（ＴＸ−ＣＬＫ)１９は、送信クロック信号をゼロ点挿入
部１４、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１７及びその他の各送
信回路部へ分配する。また、受信部において、受信クロッ
ク（ＲＸ−ＣＬＫ）分配部３２は、ＶＣＸＯ型位相ロッ
クループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ)３１から受信クロッ
ク信号を抽出し、該受信クロック信号をゼロ点削除部２
５及びその他の各受信回路部へ分配する。
（ＴＸ−ＣＬＫ)１９は、送信クロック信号をゼロ点挿入
部１４、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１７及びその他の各送
信回路部へ分配する。また、受信部において、受信クロッ
ク（ＲＸ−ＣＬＫ）分配部３２は、ＶＣＸＯ型位相ロッ
クループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ)３１から受信クロッ
ク信号を抽出し、該受信クロック信号をゼロ点削除部２
５及びその他の各受信回路部へ分配する。
【００１８】尚、受信クロック（ＲＸ−ＣＬＫ)分配部３
２は、ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣ
ＸＯ）３１から抽出されたゼロ点の位相を示すサンプリ
ングタイミング信号を通過させているだけであり、この
信号は単なるシンボルタイミング信号である。 図５は、図４における、受信部のＡ／Ｄ変換回路２２内
部の回路構成を示すブロック図である。同図の回路にお
いて、まず、バンドパスフィルタ２１で帯域制限処理を
受けた入力信号は、例えば図２、（ａ）の如くの波形を
有するものであり、利得制限回路５１にて、Ａ／Ｄ変換
器５４のダイナミックレンジの範囲に収まるようにその
振幅が減衰される。その後、当該信号に対し乗積器５２
にて、ＰＮ系列発生器５７から供給される所定のＰＮ
（疑似雑音）系列が乗積され、高速サンプリングによる
スペクトラム拡散が施される。
２は、ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣ
ＸＯ）３１から抽出されたゼロ点の位相を示すサンプリ
ングタイミング信号を通過させているだけであり、この
信号は単なるシンボルタイミング信号である。 図５は、図４における、受信部のＡ／Ｄ変換回路２２内
部の回路構成を示すブロック図である。同図の回路にお
いて、まず、バンドパスフィルタ２１で帯域制限処理を
受けた入力信号は、例えば図２、（ａ）の如くの波形を
有するものであり、利得制限回路５１にて、Ａ／Ｄ変換
器５４のダイナミックレンジの範囲に収まるようにその
振幅が減衰される。その後、当該信号に対し乗積器５２
にて、ＰＮ系列発生器５７から供給される所定のＰＮ
（疑似雑音）系列が乗積され、高速サンプリングによる
スペクトラム拡散が施される。
【００１９】尚、ここで上記ＰＮ系列はスペクトラム拡
散における拡散変調において対象信号に対して乗積され
る拡散符号の総称である。この拡散符号としては、例え
ばＭ系列符号、ゴールド系列符号、Ｗａｖｅｌｅｔ系列
符号、アダマール系列符号等があり、そのいずれでもよ
い。
散における拡散変調において対象信号に対して乗積され
る拡散符号の総称である。この拡散符号としては、例え
ばＭ系列符号、ゴールド系列符号、Ｗａｖｅｌｅｔ系列
符号、アダマール系列符号等があり、そのいずれでもよ
い。
【００２０】又、ここではＡ／Ｄ変換器５４の分解能向
上のために多チップのＰＮ系列の乗積が必要なことか
ら、乗積器５２による当該拡散処理は高速サンプリング
を伴う処理となる。
上のために多チップのＰＮ系列の乗積が必要なことか
ら、乗積器５２による当該拡散処理は高速サンプリング
を伴う処理となる。
【００２１】その後低域通過フィルタ５３にて信号の余
分な高域成分が除かれた後、Ａ／Ｄ変換器５４に入力さ
れ、当該Ａ／Ｄ変換器５４にてＡ／Ｄ変換がなされる。
ここでもＡ／Ｄ変換器５４の分解能向上のため、高速サ
ンプリング(但し、ビットレート的には低ビットレート)
を伴う処理がなされる。
分な高域成分が除かれた後、Ａ／Ｄ変換器５４に入力さ
れ、当該Ａ／Ｄ変換器５４にてＡ／Ｄ変換がなされる。
ここでもＡ／Ｄ変換器５４の分解能向上のため、高速サ
ンプリング(但し、ビットレート的には低ビットレート)
を伴う処理がなされる。
【００２２】そして、その後、乗積器５５にて再びＰＮ
系列発生器５７から供給される上記同様のＰＮ系列が乗
積されることにより、スペクトラム逆拡散処理が施され
る。この場合も上記の如く前段の乗積器５２にて多チッ
プのＰＮ系列が乗積されているため、当該逆拡散処理に
おいても多チップのＰＮ系列が乗積される。従って本逆
拡散処理も高速サンプリング処理（但しビットレート的
には低ビットレート）を伴う。
系列発生器５７から供給される上記同様のＰＮ系列が乗
積されることにより、スペクトラム逆拡散処理が施され
る。この場合も上記の如く前段の乗積器５２にて多チッ
プのＰＮ系列が乗積されているため、当該逆拡散処理に
おいても多チップのＰＮ系列が乗積される。従って本逆
拡散処理も高速サンプリング処理（但しビットレート的
には低ビットレート）を伴う。
【００２３】その結果、ディジタル化した受信信号が得
られる。そして更に低域通過フィルタ５６にて余分な高
域成分が除かれた後に図４に示される復調器２３へと供
給される。尚、以降のディジタル信号処理にて低速サン
プリング処理を行うことによって本来所望される高ビッ
トレートの信号を得ることが出来る。
られる。そして更に低域通過フィルタ５６にて余分な高
域成分が除かれた後に図４に示される復調器２３へと供
給される。尚、以降のディジタル信号処理にて低速サン
プリング処理を行うことによって本来所望される高ビッ
トレートの信号を得ることが出来る。
【００２４】図６は、図５の回路構成中の各点における
信号波形の変遷について説明するための図である。即
ち、図６、（ｂ）に示される雑音信号に受信信号が重畳
されたアナログの入力信号ａ（ｔ）は乗積器５２にて図
６、（ｃ）に示すＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積される。乗積
結果であるアナログ信号 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ） は低域通過フィルタ５３を経て、Ａ／Ｄ変換器５４でデ
ィジタル信号 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ に変換される。その後更にＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積され
て以下の式で表されるディジタル信号が得られる。 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ） ＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ）＊ｃ（ｔ） ＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ 従って、上記の如く、入力アナログ信号ａ（ｔ）をディ
ジタル化した信号 ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ が得られる。
信号波形の変遷について説明するための図である。即
ち、図６、（ｂ）に示される雑音信号に受信信号が重畳
されたアナログの入力信号ａ（ｔ）は乗積器５２にて図
６、（ｃ）に示すＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積される。乗積
結果であるアナログ信号 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ） は低域通過フィルタ５３を経て、Ａ／Ｄ変換器５４でデ
ィジタル信号 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ に変換される。その後更にＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積され
て以下の式で表されるディジタル信号が得られる。 ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ） ＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ）＊ｃ（ｔ） ＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ 従って、上記の如く、入力アナログ信号ａ（ｔ）をディ
ジタル化した信号 ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ が得られる。
【００２５】次に上記乗積器５２，５５にて入力信号に
乗積されるＰＮ系列の所用系ＰＮ列数の算出方法につい
て説明する。尚ここで、以降、「ＰＮ系列数」とは、Ｐ
Ｎ系列の一周期毎のチップ数を示すものとする。図５に
示すＡ／Ｄ変換回路２２への入力信号を所定の精度でデ
ィジタル信号に変換するために要されるダイナミックレ
ンジを１３０（ｄＢ）とした場合、当該全領域の検出に
必要なビット数は２２ビット以上と仮定する。そして、
この２２ビット以上のビット数を確保するために必要な
ＰＮ系列数は、以下の表１に示す通り、６５，５３５で
ある。
乗積されるＰＮ系列の所用系ＰＮ列数の算出方法につい
て説明する。尚ここで、以降、「ＰＮ系列数」とは、Ｐ
Ｎ系列の一周期毎のチップ数を示すものとする。図５に
示すＡ／Ｄ変換回路２２への入力信号を所定の精度でデ
ィジタル信号に変換するために要されるダイナミックレ
ンジを１３０（ｄＢ）とした場合、当該全領域の検出に
必要なビット数は２２ビット以上と仮定する。そして、
この２２ビット以上のビット数を確保するために必要な
ＰＮ系列数は、以下の表１に示す通り、６５，５３５で
ある。
【００２６】
【表１】
以下に、上記表１の数値の算出根拠について説明する。
まず、ＰＮ系列数ＮＰ ＮのＰＮ系列の乗積による信号Ｓ
／Ｎ、即ち分解能は、以下の数式（公知）に従って向上
する。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ 又、このＰＮ系列の乗積による信号Ｓ／Ｎの向上によ
り、実質的に、図５に示されるＡ／Ｄ変換器５４の分解
能（ビット数）が以下の数式（公知）中のｎの分、向上
したことと同等の効果が得られる。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ＝６．０２×ｎ＋１．７６ よって ｎ＝（１０ｌｏｇＮＰＮ―１．７６）／６．０２ 即ち、ＰＮ系列の乗積による分解能の向上によって最終
的に得られる分解能は、以下の式で求められる。 ＡＤＣビット数＋向上ビット数（ｎ）＝合計ビット数 上記表１に戻り、ダイナミックレンジ１３０ｄＢを必要
とする入力信号から所定の精度で受信データを検出する
ための２２ビット分の分解能を得るためには、元のＡ／
Ｄ変換器５４の分解能を構成するビット数１４に対して
８ビット分分解能を向上させる必要があり、従って表１
の最下行が適用され、各乗積器５２，５５では、６５，
５３５のＰＮ系列数を有するＰＮ系列を乗積する必要が
ある。
まず、ＰＮ系列数ＮＰ ＮのＰＮ系列の乗積による信号Ｓ
／Ｎ、即ち分解能は、以下の数式（公知）に従って向上
する。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ 又、このＰＮ系列の乗積による信号Ｓ／Ｎの向上によ
り、実質的に、図５に示されるＡ／Ｄ変換器５４の分解
能（ビット数）が以下の数式（公知）中のｎの分、向上
したことと同等の効果が得られる。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ＝６．０２×ｎ＋１．７６ よって ｎ＝（１０ｌｏｇＮＰＮ―１．７６）／６．０２ 即ち、ＰＮ系列の乗積による分解能の向上によって最終
的に得られる分解能は、以下の式で求められる。 ＡＤＣビット数＋向上ビット数（ｎ）＝合計ビット数 上記表１に戻り、ダイナミックレンジ１３０ｄＢを必要
とする入力信号から所定の精度で受信データを検出する
ための２２ビット分の分解能を得るためには、元のＡ／
Ｄ変換器５４の分解能を構成するビット数１４に対して
８ビット分分解能を向上させる必要があり、従って表１
の最下行が適用され、各乗積器５２，５５では、６５，
５３５のＰＮ系列数を有するＰＮ系列を乗積する必要が
ある。
【００２７】ここで、図７、図８と共に、本発明の実施
例においてＡ／Ｄ変換器５４の分解能が向上する理由に
ついて更に詳細に説明する。図７は図６に示す如くの本
発明の実施例において、図７，（ａ）は図６、（ｂ）に
示す入力波形に対応し、図７、（ｂ）は図６、（ｃ）に
示すＰＮ系列波形に対応し、図７、（ｃ）は図６、
（ｄ）に示すＰＮ系列乗積後の信号波形に対応し、図
７、（ｄ）はＡ／Ｄ変換器５４におけるサンプリングタ
イミングを示し、図７，（ｅ）は図６，（ｅ）に示され
るＡ／Ｄ変換器５４にて抽出された信号に対応する。
例においてＡ／Ｄ変換器５４の分解能が向上する理由に
ついて更に詳細に説明する。図７は図６に示す如くの本
発明の実施例において、図７，（ａ）は図６、（ｂ）に
示す入力波形に対応し、図７、（ｂ）は図６、（ｃ）に
示すＰＮ系列波形に対応し、図７、（ｃ）は図６、
（ｄ）に示すＰＮ系列乗積後の信号波形に対応し、図
７、（ｄ）はＡ／Ｄ変換器５４におけるサンプリングタ
イミングを示し、図７，（ｅ）は図６，（ｅ）に示され
るＡ／Ｄ変換器５４にて抽出された信号に対応する。
【００２８】他方、図８は、従来の、ＰＮ系列による拡
散処理を施さない場合の信号波形例を示す。この場合、
図８，（ａ）は図７，（ａ）と同様の元信号を示し、図
８、（ｂ）はその場合のＡ／Ｄ変換器のサンプリングタ
イミングを示し、図８、（ｃ）はこのＡ／Ｄ変換器で抽
出された信号波形を示す。
散処理を施さない場合の信号波形例を示す。この場合、
図８，（ａ）は図７，（ａ）と同様の元信号を示し、図
８、（ｂ）はその場合のＡ／Ｄ変換器のサンプリングタ
イミングを示し、図８、（ｃ）はこのＡ／Ｄ変換器で抽
出された信号波形を示す。
【００２９】このように、本発明の実施例では、入力波
形に対してＰＮ系列を乗積すると同時に、Ａ／Ｄ変換器
５４のサンプリングタイミングもこれに応じて増加させ
る。その場合、図８、（ｂ）に示す従来のＡ／Ｄ変換器
のサンプリングタイミングを本発明の実施例で使用する
ＰＮ系列における「ビットレート」と同一と仮定する。
更にその場合、適用されるＰＮ系列のＰＮ系列数は、上
記の如く当該ＰＮ系列の１周期毎のチップ数である。そ
こで、ＰＮ系列を乗積することによって元信号のビット
レートが「ＰＮ系列数」倍となるものと仮定する。
形に対してＰＮ系列を乗積すると同時に、Ａ／Ｄ変換器
５４のサンプリングタイミングもこれに応じて増加させ
る。その場合、図８、（ｂ）に示す従来のＡ／Ｄ変換器
のサンプリングタイミングを本発明の実施例で使用する
ＰＮ系列における「ビットレート」と同一と仮定する。
更にその場合、適用されるＰＮ系列のＰＮ系列数は、上
記の如く当該ＰＮ系列の１周期毎のチップ数である。そ
こで、ＰＮ系列を乗積することによって元信号のビット
レートが「ＰＮ系列数」倍となるものと仮定する。
【００３０】そしてそのビットレートの改善度たる倍率
としての「ＰＮ系列数」と同じ倍数分、Ａ／Ｄ変換器の
サンプリングタイミング、即ちサンプリングレートを増
加させる構成とする。その結果、実質的にＡ／Ｄ変換器
５４による信号抽出の分解能を向上させることが可能と
なるのである。即ち、上の表１の場合、元のＡ／Ｄ変換
器のサンプリングレートが１ＭＨｚであったと仮定する
と、ＰＮ系列数３１のＰＮ系列を乗積した場合、即ち表
１の最上段の場合、Ａ／Ｄ変換器５４のサンプリングレ
ートも同じく３１倍して３１ＭＨｚとする。その結果、
乗積器５２にて乗積されるＰＮ系列の周波数、即ちピッ
チレートとＡ／Ｄ変換器５４のサンプリングレートとが
共に３１ＭＨｚとなるように構成するのである。
としての「ＰＮ系列数」と同じ倍数分、Ａ／Ｄ変換器の
サンプリングタイミング、即ちサンプリングレートを増
加させる構成とする。その結果、実質的にＡ／Ｄ変換器
５４による信号抽出の分解能を向上させることが可能と
なるのである。即ち、上の表１の場合、元のＡ／Ｄ変換
器のサンプリングレートが１ＭＨｚであったと仮定する
と、ＰＮ系列数３１のＰＮ系列を乗積した場合、即ち表
１の最上段の場合、Ａ／Ｄ変換器５４のサンプリングレ
ートも同じく３１倍して３１ＭＨｚとする。その結果、
乗積器５２にて乗積されるＰＮ系列の周波数、即ちピッ
チレートとＡ／Ｄ変換器５４のサンプリングレートとが
共に３１ＭＨｚとなるように構成するのである。
【００３１】その結果、図７に示す如く、ＰＮ系列の乗
積によってプラス／マイナスの双方向に振られた元信号
の振動と同じタイミングでＡ／Ｄ変換器５４によるサン
プリングが行われ、もってＡ／Ｄ変換器５４による高精
度の信号抽出が可能となるのである。
積によってプラス／マイナスの双方向に振られた元信号
の振動と同じタイミングでＡ／Ｄ変換器５４によるサン
プリングが行われ、もってＡ／Ｄ変換器５４による高精
度の信号抽出が可能となるのである。
【００３２】ここで、上記数式の根拠について説明す
る。まず、 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ は、伝送量の基本式である以下の数式 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（ＰＳ／ＰＮ） に基づくものである。ここで上式中のＰＳ、ＰＮは、夫
々信号パワー、ノイズパワーを示す。上式の根拠につい
ては例えば、酒井洋、諏訪秀策著、「デシベル伝送量の
扱い方」、日刊工業新聞社発行等を参照されたい。
る。まず、 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ は、伝送量の基本式である以下の数式 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（ＰＳ／ＰＮ） に基づくものである。ここで上式中のＰＳ、ＰＮは、夫
々信号パワー、ノイズパワーを示す。上式の根拠につい
ては例えば、酒井洋、諏訪秀策著、「デシベル伝送量の
扱い方」、日刊工業新聞社発行等を参照されたい。
【００３３】又、上記信号パワーとノイズパワーとの比
がＰＮ系列数ＮＰＮと一致する理由について以下に説明
する。即ち、一般にＡ／Ｄ変換器のＳ／Ｎ決定要因であ
る量子化雑音はそのサンプリング周波数に比例する。従
って例えばＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を２倍と
することにより、Ｓ／Ｎを３ｄＢ改善することが出来
る。この点の詳細については、例えば米山寿一書、「Ａ
／Ｄコンバータ入門」オーム社発行に開示されている。
がＰＮ系列数ＮＰＮと一致する理由について以下に説明
する。即ち、一般にＡ／Ｄ変換器のＳ／Ｎ決定要因であ
る量子化雑音はそのサンプリング周波数に比例する。従
って例えばＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を２倍と
することにより、Ｓ／Ｎを３ｄＢ改善することが出来
る。この点の詳細については、例えば米山寿一書、「Ａ
／Ｄコンバータ入門」オーム社発行に開示されている。
【００３４】即ち、上式に数値を代入すると以下の通り
となる。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（（ＰＳ／（ＰＮ／２））＝１０ｌ
ｏｇ２＝３（ｄＢ） このことから、Ｓ／Ｎの改善度として、上式におけるＰ
Ｓ／ＰＮの部分をＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング周
波数の比と置き換えることが可能と言える。更に上記の
如くＰＮ系列数をＡ／Ｄ変換器５４における改善度とし
てのサンプリング周波数の比（倍率）と同一とすること
により、上式、即ち Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ が導き出されるのである。
となる。 Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（（ＰＳ／（ＰＮ／２））＝１０ｌ
ｏｇ２＝３（ｄＢ） このことから、Ｓ／Ｎの改善度として、上式におけるＰ
Ｓ／ＰＮの部分をＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング周
波数の比と置き換えることが可能と言える。更に上記の
如くＰＮ系列数をＡ／Ｄ変換器５４における改善度とし
てのサンプリング周波数の比（倍率）と同一とすること
により、上式、即ち Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ が導き出されるのである。
【００３５】又、
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ＝６．０２×ｎ＋１．７６
については、量子化に関するＳ／Ｎの基本式である以下
の式に基づいている。 Ｓ／Ｎ＝２０ｌｏｇ２ｎ・√３／２＝６．０２×ｎ＋
１．７６ 尚、上式の根拠については、例えば、金子尚著、「ＰＣ
Ｍ通信の技術」、産業出版株式会社発行等を参照された
い。
の式に基づいている。 Ｓ／Ｎ＝２０ｌｏｇ２ｎ・√３／２＝６．０２×ｎ＋
１．７６ 尚、上式の根拠については、例えば、金子尚著、「ＰＣ
Ｍ通信の技術」、産業出版株式会社発行等を参照された
い。
【００３６】このように本発明の実施例によれば、Ａ／
Ｄ変換回路２２において入力信号に対して高速サンプリ
ングを行なってスペクトラム拡散処理を行うことによ
り、実質的にＡ／Ｄ変換器５４の分解能の向上が図れ
る。その結果、受信信号検出精度劣化を防止したデータ
伝送装置を実現可能である。
Ｄ変換回路２２において入力信号に対して高速サンプリ
ングを行なってスペクトラム拡散処理を行うことによ
り、実質的にＡ／Ｄ変換器５４の分解能の向上が図れ
る。その結果、受信信号検出精度劣化を防止したデータ
伝送装置を実現可能である。
【００３７】尚、本発明の実施例の効果について以下に
更に詳細に説明する。
更に詳細に説明する。
【００３８】即ち、高振幅の入力信号に対して直接適合
しないダイナミックレンジを有する汎用Ａ／Ｄ変換器を
適用するための手法として、従来の如くに単に汎用Ａ／
Ｄ変換器の前段に利得制限器（ゲインコントローラ）を
設けて信号振幅を減衰させる方法を適用した場合、汎用
Ａ／Ｄ変換器は高々１４ビットの分解能しか有せず、そ
の場合の分解能は以下の式で求められる。 分解能＝ＦＳＲ／２１４＝ＦＳＲ／１６３８４ 尚、ＦＳＲはフル・スケール・レンジを意味する。
しないダイナミックレンジを有する汎用Ａ／Ｄ変換器を
適用するための手法として、従来の如くに単に汎用Ａ／
Ｄ変換器の前段に利得制限器（ゲインコントローラ）を
設けて信号振幅を減衰させる方法を適用した場合、汎用
Ａ／Ｄ変換器は高々１４ビットの分解能しか有せず、そ
の場合の分解能は以下の式で求められる。 分解能＝ＦＳＲ／２１４＝ＦＳＲ／１６３８４ 尚、ＦＳＲはフル・スケール・レンジを意味する。
【００３９】他方、本発明の実施例では上記の如くにＰ
Ｎ系列数６５，５３５のＰＮ系列を乗積することによっ
て、１４ビットの解像度を有する汎用Ａ／Ｄ変換器を使
用しながら実質的に２２ビット相当のＡ／Ｄ変換器と同
等の性能を実現可能である。従ってその際の分解能は以
下の式で求められる。 分解能＝ＦＳＲ／２２２＝ＦＳＲ／４１９４４０４ 従って、上記従来技術の方法による場合に比して２５６
倍（＝４，１９４，４０４／１６，３８４）の分解能が
達成可能となる。
Ｎ系列数６５，５３５のＰＮ系列を乗積することによっ
て、１４ビットの解像度を有する汎用Ａ／Ｄ変換器を使
用しながら実質的に２２ビット相当のＡ／Ｄ変換器と同
等の性能を実現可能である。従ってその際の分解能は以
下の式で求められる。 分解能＝ＦＳＲ／２２２＝ＦＳＲ／４１９４４０４ 従って、上記従来技術の方法による場合に比して２５６
倍（＝４，１９４，４０４／１６，３８４）の分解能が
達成可能となる。
【００４０】図９は、本発明の実施例を適用可能なシス
テムについて更に一般化して示したものである。図示の
如く、本発明の実施例によるデータ伝送装置としてのモ
デムは、図９，（ａ）に示される電力線を介して実現さ
れる電力線搬送通信システムの終端部分である電力線搬
送モデムに相当する。
テムについて更に一般化して示したものである。図示の
如く、本発明の実施例によるデータ伝送装置としてのモ
デムは、図９，（ａ）に示される電力線を介して実現さ
れる電力線搬送通信システムの終端部分である電力線搬
送モデムに相当する。
【００４１】更に本発明の実施例は、図９、（ｂ）に示
される当該モデム中のハッチングで示すＡ／Ｄ変換回路
部に特徴を有する。当該Ａ／Ｄ変換回路は例えば図５に
示す構成を有し、上述の如く汎用のＡ／Ｄ変換器５４を
適用しながらＰＮ系列を使用した高速サンプリングを伴
うスペクトラム拡散処理の適用により、実質的にＡ／Ｄ
変換における分解能を効果的に向上可能である。その結
果、一般に雑音の比率が多いと言われる電力線搬送通信
システムにおいて伝送データの検出を確実に実施し得る
データ伝送装置を提供し得る。
される当該モデム中のハッチングで示すＡ／Ｄ変換回路
部に特徴を有する。当該Ａ／Ｄ変換回路は例えば図５に
示す構成を有し、上述の如く汎用のＡ／Ｄ変換器５４を
適用しながらＰＮ系列を使用した高速サンプリングを伴
うスペクトラム拡散処理の適用により、実質的にＡ／Ｄ
変換における分解能を効果的に向上可能である。その結
果、一般に雑音の比率が多いと言われる電力線搬送通信
システムにおいて伝送データの検出を確実に実施し得る
データ伝送装置を提供し得る。
【００４２】図１０は、本発明の他の実施例によるデー
タ伝送装置の構成を示す回路ブロック図であり、当該デ
ータ伝送装置は、図９、（ｂ）に示すモデムに相当する
ものである。同図において、電力線を経て受信された入
力信号は電力搬送回線との分離を行う結合部１５１及び
所望信号成分を抽出する受信部１５２を経たのち、利得
制限部１５３にてその振幅が制限された後、拡散変調部
１５４に供給される。拡散変調部１５４では入力信号に
ＰＮ系列を乗積し拡散変調を実施する。拡散符号生成部
１５９は上記ＰＮ系列を生成して拡散変調部１５４へ供
給する。
タ伝送装置の構成を示す回路ブロック図であり、当該デ
ータ伝送装置は、図９、（ｂ）に示すモデムに相当する
ものである。同図において、電力線を経て受信された入
力信号は電力搬送回線との分離を行う結合部１５１及び
所望信号成分を抽出する受信部１５２を経たのち、利得
制限部１５３にてその振幅が制限された後、拡散変調部
１５４に供給される。拡散変調部１５４では入力信号に
ＰＮ系列を乗積し拡散変調を実施する。拡散符号生成部
１５９は上記ＰＮ系列を生成して拡散変調部１５４へ供
給する。
【００４３】次に、上記拡散変調された信号は低域通過
フィルタ１５５にて高域の不要成分が取り除かれ、その
後、Ａ／Ｄ変換器１５６にてディジタル信号へ変換され
る。その後、拡散復調部１５７にて、上記同様のＰＮ系
列が乗積されることによって逆拡散がなされる。拡散符
号生成部１６０は上記ＰＮ系列を生成して拡散復調部１
５７へ供給する。
フィルタ１５５にて高域の不要成分が取り除かれ、その
後、Ａ／Ｄ変換器１５６にてディジタル信号へ変換され
る。その後、拡散復調部１５７にて、上記同様のＰＮ系
列が乗積されることによって逆拡散がなされる。拡散符
号生成部１６０は上記ＰＮ系列を生成して拡散復調部１
５７へ供給する。
【００４４】その後、低域通過フィルタ１５８にて不要
高域成分が除去され、ディジタル信号処理部１４２にて
所定の信号処理がなされて元信号へと再生され、その後
インタフェース部１４１にて他のネットワークに対する
インタフェース処理が施された後、出力される。
高域成分が除去され、ディジタル信号処理部１４２にて
所定の信号処理がなされて元信号へと再生され、その後
インタフェース部１４１にて他のネットワークに対する
インタフェース処理が施された後、出力される。
【００４５】他方、他のネットワークを介して受信され
た信号はインタフェース部１４１にて所定のインタフェ
ース処理を経た後、ディジタル信号処理部１４２にて所
定の信号処理が施され、Ｄ／Ａ変換器１４３によってア
ナログ信号へ変換される。その後低域通過フィルタ１４
４にて不要高域成分が除かれ、利得制限部１４５にて振
幅の調整がなされる。そして、駆動部１４６にて増幅さ
れた後に結合部１５１を経て電力線へと発信される。
た信号はインタフェース部１４１にて所定のインタフェ
ース処理を経た後、ディジタル信号処理部１４２にて所
定の信号処理が施され、Ｄ／Ａ変換器１４３によってア
ナログ信号へ変換される。その後低域通過フィルタ１４
４にて不要高域成分が除かれ、利得制限部１４５にて振
幅の調整がなされる。そして、駆動部１４６にて増幅さ
れた後に結合部１５１を経て電力線へと発信される。
【００４６】図１０の回路構成において、利得制限部１
５３、拡散変調部１５４，低域通過フィルタ１５５，Ａ
／Ｄ変換器１５６，拡散復調部１５７，低域通過フィル
タ１５８及び拡散符号生成部１５９，１６０は、夫々図
５の回路構成における利得制限部５１，乗積部５２，低
域通過フィルタ５３，Ａ／Ｄ変換器５４，乗積器５５，
低域通過フィルタ５６及びＰＮ系列生成部５７に対応
し、夫々において同様の処理が実施される。
５３、拡散変調部１５４，低域通過フィルタ１５５，Ａ
／Ｄ変換器１５６，拡散復調部１５７，低域通過フィル
タ１５８及び拡散符号生成部１５９，１６０は、夫々図
５の回路構成における利得制限部５１，乗積部５２，低
域通過フィルタ５３，Ａ／Ｄ変換器５４，乗積器５５，
低域通過フィルタ５６及びＰＮ系列生成部５７に対応
し、夫々において同様の処理が実施される。
【００４７】尚、本発明の実施例は上述のものに限られ
ず、本発明の基本思想に従う限り様々な応用例が導出し
得る。
ず、本発明の基本思想に従う限り様々な応用例が導出し
得る。
【００４８】
【発明の効果】本発明によれば、上述の如くの手法にて
アナログ・ディジタル変換処理にスペクトラム拡散処理
を組み込むことによって実質的にアナログ・ディジタル
変換処理の精度を向上可能であり、比較的ダイナミック
レンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器を適用しながら入力信号
に含まれる伝送データを精度良くディジタル信号として
再生可能にし得る。
アナログ・ディジタル変換処理にスペクトラム拡散処理
を組み込むことによって実質的にアナログ・ディジタル
変換処理の精度を向上可能であり、比較的ダイナミック
レンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器を適用しながら入力信号
に含まれる伝送データを精度良くディジタル信号として
再生可能にし得る。
【図１】本発明の実施例を適用可能な電力線搬送通信シ
ステムの構成を説明するための図である。
ステムの構成を説明するための図である。
【図２】図１に示される如くの電力線搬送通信システム
における課題について説明するための図である。
における課題について説明するための図である。
【図３】図１に示される如くの電力線搬送通信システム
に適用する従来の一例のデータ伝送装置としてのモデム
の構成を説明するためのブロック図である。
に適用する従来の一例のデータ伝送装置としてのモデム
の構成を説明するためのブロック図である。
【図４】本発明の実施例によるデータ伝送装置としての
モデムの回路構成を説明するためのブロック図である。
モデムの回路構成を説明するためのブロック図である。
【図５】図４に示すＡ／Ｄ変換回路の内部構成を説明す
るための回路ブロック図である。
るための回路ブロック図である。
【図６】図５に示す回路構成における信号波形の変遷に
ついて説明するための図である。
ついて説明するための図である。
【図７】本発明の実施例による効果を説明するための波
形図（その１）である。
形図（その１）である。
【図８】本発明の実施例による効果を説明するための波
形図（その２）である。
形図（その２）である。
【図９】本発明の適用例について更に説明するための図
である。
である。
【図１０】本発明の他の実施例によるデータ伝送装置と
してのモデムの回路構成を示すブロック図である。
してのモデムの回路構成を示すブロック図である。
５１ ゲインコントローラ
５２ 乗積器
５３ 低域通過フィルタ
５４ Ａ／Ｄコンバータ
５５ 乗積器
５６ 低域通過フィルタ
５７ ＰＮ系列発生器
─────────────────────────────────────────────────────
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03M 1/00
H03M 3/00
H04J 13/00
Claims (10)
- 【請求項１】入力信号に対してスペクトラム拡散処理を
施すスペクトラム拡散手段と、 スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディ
ジタル変換処理を施すＡ／Ｄ手段と、 前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前
記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処
理を施すスペクトラム逆拡散手段とよりなるデータ伝送
装置。 - 【請求項２】前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系
列を使用して行なわれる構成の請求項１に記載のデータ
伝送装置。 - 【請求項３】前記ＰＮ系列のＰＮ系列数に応じて前記Ａ
／Ｄ変換手段のサンプリングレートを増加させることを
特徴とする請求項２に記載のデータ伝送装置。 - 【請求項４】前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に
含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前
記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上
させるのに十分な数値とされてなる請求項２に記載のデ
ータ伝送装置。 - 【請求項５】電力線を介してデータを伝送する構成の電
力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての電
力線を終端する請求項１乃至４のうちのいずれか一項に
記載のデータ伝送装置。 - 【請求項６】入力信号に対してスペクトラム拡散処理を
施すスペクトラム拡散段階と、 スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディ
ジタル変換処理を施すＡ／Ｄ変換段階と、 前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前
記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処
理を施すスペクトラム逆拡散段階とよりなるデータ伝送
方法。 - 【請求項７】前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系
列を使用して行なわれる構成の請求項５に記載のデータ
伝送方法。 - 【請求項８】前記ＰＮ系列のＰＮ系列数に応じて前記Ａ
／Ｄ変換段階のサンプリングレートを増加させることを
特徴とする請求項７に記載のデータ伝送方法。 - 【請求項９】前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に
含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前
記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上
させるのに十分な数値とされてなる請求項７に記載のデ
ータ伝送方法。 - 【請求項１０】電力線を介してデータを伝送する構成の
電力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての
電力線を終端する際に実施される請求項６乃至８のうち
のいずれか一項に記載のデータ伝送方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002243578A JP3440095B1 (ja) | 2002-08-23 | 2002-08-23 | データ伝送装置及びデータ伝送方法 |
| US10/626,432 US20040125860A1 (en) | 2002-08-23 | 2003-07-23 | Data transmission apparatus and data transmission method |
| EP20030016577 EP1392002B1 (en) | 2002-08-23 | 2003-07-25 | Power line communication system |
| DE2003617279 DE60317279T2 (de) | 2002-08-23 | 2003-07-25 | Netzleitungsübertragungssystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002243578A JP3440095B1 (ja) | 2002-08-23 | 2002-08-23 | データ伝送装置及びデータ伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3440095B1 true JP3440095B1 (ja) | 2003-08-25 |
| JP2004088222A JP2004088222A (ja) | 2004-03-18 |
Family
ID=27785594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002243578A Expired - Fee Related JP3440095B1 (ja) | 2002-08-23 | 2002-08-23 | データ伝送装置及びデータ伝送方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20040125860A1 (ja) |
| EP (1) | EP1392002B1 (ja) |
| JP (1) | JP3440095B1 (ja) |
| DE (1) | DE60317279T2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7542505B2 (en) * | 2003-10-20 | 2009-06-02 | Northrop Grumman Corporation | Systems and methods for signal conversion |
| US7599348B2 (en) * | 2003-11-04 | 2009-10-06 | Lg Electronics Inc. | Digital E8-VSB reception system and E8-VSB data demultiplexing method |
| US7656932B2 (en) * | 2005-05-04 | 2010-02-02 | Stmicroelectronics (Rousset) Sas | Digital receiver device |
| JP4635947B2 (ja) | 2005-10-12 | 2011-02-23 | パナソニック株式会社 | 電力線通信装置、集積回路、及び電力線通信方法 |
| DE102008050045B4 (de) * | 2008-06-24 | 2012-09-27 | Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. | Verfahren und Vorrichtung zur Übertragung von Daten über eine elektrische Stromversorgungsleitung |
| CN102165710B (zh) * | 2008-08-28 | 2014-12-10 | 阿克拉拉输电线系统股份有限公司 | 电力线上低频率数据传输的通用方法 |
| JP2010273307A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Canon Inc | 信号伝送装置 |
| CN102158299B (zh) * | 2010-11-19 | 2015-05-27 | 中国电力科学研究院 | 一种工频通信多路传输正交编码方法 |
| KR101773612B1 (ko) | 2011-01-13 | 2017-08-31 | 삼성전자주식회사 | 터치 영역 확인 장치 및 방법 |
| US9077363B2 (en) | 2013-12-03 | 2015-07-07 | Analog Devices, Inc. | Stochastic encoding in analog to digital conversion |
| US11888548B2 (en) | 2021-05-28 | 2024-01-30 | Massachusetts Institute Of Technology | Power line communication for low-bandwidth control and sensing |
| CN117572169B (zh) * | 2023-11-20 | 2024-05-14 | 浙江大学 | 一种基于超声数据处理技术进行局放检测的方法及探头 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5448593A (en) * | 1984-03-06 | 1995-09-05 | Cyplex Corporation | Frequency hopping time-diversity communications systems and transceivers for local area networks |
| BE1005232A3 (nl) * | 1991-01-21 | 1993-06-01 | Vynckier Nv | Werkwijze en inrichting voor het over een ruisrijk medium overdragen van data. |
| US5564097A (en) * | 1994-05-26 | 1996-10-08 | Rockwell International | Spread intermediate frequency radio receiver with adaptive spurious rejection |
| JPH1070780A (ja) * | 1996-08-27 | 1998-03-10 | Uniden Corp | データ収集システム |
| JP4303373B2 (ja) * | 1999-09-14 | 2009-07-29 | 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー | 無線基地局装置 |
-
2002
- 2002-08-23 JP JP2002243578A patent/JP3440095B1/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-07-23 US US10/626,432 patent/US20040125860A1/en not_active Abandoned
- 2003-07-25 EP EP20030016577 patent/EP1392002B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2003-07-25 DE DE2003617279 patent/DE60317279T2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004088222A (ja) | 2004-03-18 |
| DE60317279D1 (de) | 2007-12-20 |
| EP1392002A1 (en) | 2004-02-25 |
| EP1392002B1 (en) | 2007-11-07 |
| US20040125860A1 (en) | 2004-07-01 |
| DE60317279T2 (de) | 2008-09-04 |
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