KR101085697B1 - 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

대역 통과 필터(200)는, 입력 신호 X의 대역 중 일부의 부분 대역을 대역 통과 여파하고, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)는, 입력 신호(X)의 레벨에 따라서 변화하여 레벨 상관되는 백색 잡음 신호를 발생한다. 신호 처리 회로(400)는, 입력되는 백색 잡음 신호에 대하여, 소정의 대역 통과 여파 처리, 에코 부가 처리 및 레벨 조정 처리를 포함하고, 소정의 전달 함수를 승산하는 신호 처리를 실행하여, 처리 후의 백색 잡음 신호를 가산기(800)에 출력한다. 가산기(800)는 신호 처리 회로(400)로부터의 백색 잡음 신호와, 입력 신호 X를 가산하고, 가산 결과의 대역 확장된 신호를 출력 신호(W)로서 출력한다.

Description

오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법{AUDIO SIGNAL BAND EXPANSION APPARATUS AND METHOD}

본 발명은, 오디오 기기에 있어서의 오디오 신호의 재생음, 특히 고음역(高音域)의 재생 음질의 향상을 도모하고, 인간의 귀에 쾌적한 오디오 신호를 재생할 수 있는 오디오 신호의 대역을 확장하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이고, 특히, 입력되는 오디오 신호를 디지털 신호 처리함으로써 입력되는 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 관한 것이다. 또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치를 구비한 광 디스크 시스템, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법의 각각의 단계를 포함하는 프로그램, 및 상기 프로그램을 저장한 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체에 관한 것이다.

예로서, 국제 출원 공개 제WO 00/70769호 공보에, 오디오 신호의 대역을 확장하기 위한 방법 및 장치(이하에, 종래 예라고 한다)가 개시되어 있다. 이 종래 예에서는, 입력되는 오디오 신호에 따라서 고조파 성분을 생성하는 동시에 그 레벨을 검출하는 한쪽, 입력되는 오디오 신호와는 독립적으로 랜덤한 고조파 성분인 잡음 신호가 발생한다. 이어서, 발생한 잡음 신호의 레벨을 상기 검출한 레벨에 따라서 변화시킨 후, 레벨이 변화된 잡음 신호에 상기 생성한 고조파 성분을 가산하고, 그 가산 결과의 신호에 대하여 소정의 대역 통과 여파(濾波) 처리를 실행한다. 또한, 대역 통과 여파 처리를 실행한 신호에, 상기 입력된 오디오 신호를 그 레벨을 조정하면서 가산하고, 그 가산 결과의 신호를 이 장치의 출력 신호로서 출력한다.

상기의 종래 예에서는, 입력되는 오디오 신호와는 독립적으로 랜덤한 고조파 성분인 잡음 신호가 발생하므로, 입력되는 오디오 신호와의 레벨을 맞출 필요가 있어서, 레벨 검출 수단이나, 진폭 조정을 위한 가변 증폭 감쇠 수단이 필요하게 되므로, 오디오 신호의 상승이 지연되고, 스펙트럼 연속성이 부자연스러워지는 등, 주파수 특성 및 시간 특성 모두를 만족시키는 오디오 신호를 취득할 수 없었다.

본 발명의 목적은 이상의 문제점을 해결하고, 종래 예에 비교하여 간단한 구성을 가지며, 개선된 주파수 특성 및 시간 특성을 갖는, 대역 확장된 오디오 신호를 발생시킬 수 있는 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법을 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치를 구비한 광 디스크 시스템, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법의 각각의 단계를 포함하는 프로그램, 및 상기 프로그램을 저장한 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체를 제공하는 것에 있다.

이상의 문제점을 해결하기 위하여, 제1의 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치는,

입력 신호를 대역 통과 여파 수단으로써 대역 통과 여파한 부분 대역의 신호의 레벨과, 상기 입력 신호의 레벨 중 한쪽의 레벨에 따라서 변화되도록 레벨 상관시킨 잡음 신호를 발생시키는 잡음 발생 수단과,

상기 발생된 잡음 신호에 대하여, 가산 수단의 가산 시에 소정의 확장 대역 신호의 하한 주파수에 있어서 상기 입력 신호와 레벨이 실질적으로 일치하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 소정의 전달 함수를 승산(乘算)하고, 승산 결과의 신호를 출력하는 신호 처리 수단과,

상기 입력 신호와, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 가산하여, 가산 결과의 신호를 출력하는 가산 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서,

상기 대역 통과 여파 수단의 전단(前段)에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 A/D 변환하는 제1변환 수단과,

상기 신호 처리 수단과 상기 가산 수단의 사이에 삽입 설치되어서, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 D/A 변환하는 제2변환 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서,

상기 대역 통과 여파 수단의 전단(前段) 및 상기 가산 수단의 전단에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링(oversampling)하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 대역 통과 여파 수단 및 상기 가산 수단에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서,

상기 가산 수단의 전단에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 가산 수단에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 수단과,

상기 잡음 발생 수단과 상기 신호 처리 수단과의 사이에 삽입 설치되어서, 상기 잡음 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 오버샘플링하여 상기 신호 처리 수단에 출력하는 오버샘플링 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 한다.

그리고 또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 잡음 발생 수단은, 상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호의 레벨을 검출하고, 검출한 레벨을 갖는 레벨 신호를 발생시켜서 출력하는 레벨 신호 발생 수단과,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호에 따라서 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 잡음 신호 발생 수단과,

상기 레벨 신호 발생 수단으로부터의 레벨 신호와, 상기 잡음 신호 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 잡음 신호 발생 수단은, 델타 시그마 변조형 양자화기(量子化器)를 구비하고, 상기 잡음 신호 발생 수단에 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서, 상기 잡음 신호로서 출력하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 잡음 발생 수단은, 상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호로부터 소정의 상위 비트를 컷아웃(cut-out)하여 상위 비트를 포함하는 신호를 출력하는 제1컷아웃 수단과,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호로부터 소정의 중간 비트와 소정의 하위 비트 중 최소한 한쪽을 컷아웃하여 이 최소한 한쪽의 비트를 포함하는 신호를 출력하는 최소한 하나의 제2컷아웃 수단과,

상기 제1컷아웃 수단으로부터의 신호와, 상기 제2컷아웃 수단으로부터의 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

여기서, 상기 제2컷아웃 수단은, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 2개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다. 또는, 상기 제2컷아웃 수단은, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 2개의 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 3개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

또 다른 방법으로는, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서,

상기 입력 신호와는 독립인 잡음 신호를 발생시키는 독립 잡음 발생 수단과,

상기 제2컷아웃 수단으로부터의 잡음 신호와, 상기 독립 잡음 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 가산하여 상기 승산 수단에 출력하는 별도의 가산 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 수단은, 서로 상이한 복수의 잡음 신호를 발생시키고, 상기 복수의 잡음 신호를 가산하여 출력하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 수단은, 다이아몬드 디서(dither)형 잡음 신호를 발생시키는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 잡음 발생 수단은,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호를, 그 신호의 레벨에 대하여 불균일하게 양자화하여 출력하는 불균일 양자화 수단과,

상기 불균일 양자화 수단으로부터의 신호에 대하여, 상기 불균일 양자화 수단의 처리와는 역(逆)의 처리를 실행하여 출력하는 역양자화(逆量子化) 수단과,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호와, 상기 역양자화 수단으로부터의 신호와의 차를 계산함으로써, 상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 감산 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

여기서, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 입력 신호의 레벨이 커짐에 따라서, 양자화 폭이 커지게 되도록 입력 신호를 양자화하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, L 비트의 선형 부호(linear code)를 그 런 렝스(run length)를 1/N로 압축하여, M 비트의 데이터를 발생시켜서 출력하고, 여기서, L, M 및 N은 2 이상의 정(正)의 정수(整數)인 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 연속 데이터 Q0과, 상기 연속 데이터 Q0의 연속성을 브레이크(break)하는 반전(反轉) 비트 T0과, 상기 반전 비트 T0 이후의 하위 데이터 D0으로 구성되는 L 비트의 선형 부호를, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 압축하여 취득되는 압축된 연속 데이터 Q1과, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1과, 상기 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1과, 상기 하위 데이터 D0을 올림 처리(rounding up)하여 취득하도록 한 가수부(mantissa part) 데이터 D1로 구성되는 M 비트의 압축 데이터로 변환하여 출력하고,

여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스 L1과, 압축 잉여 데이터 F1은 L1=Int(L0/N) 및 F1=L0 mod N으로 표시되고, 여기서, Int는 인수(引數; argument)의 정수 값을 나타내는 함수이며, A mod B는 A를 B로 제산(除算)하였을 때의 잉여를 나타내는 함수인 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 역양자화 수단은, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 압축된 연속 데이터 Q1, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1, 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1 및 가수부 데이터 D1로 구성되는 압축 데이터를, 상기 Q1의 런 렝스를 N배로 신장(伸張)하고, 상기 F1의 값에 대응하는 길이의 연속 데이터를 부가하고, Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0을 부가하고, 계속해서 상기 가수부 데이터 D1을 부가하여, 연속 데이터 Q0, 반전 비트 T0 및 가수부 데이터 D0을 판독해서 신장 데이터를 출력하고,

여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, 압축 잉여 데이터 F1로부터 구하는 잉여를 F1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, L0=L1*n+F1 및 D0=D1로 표시되고, 여기서, *는 승산을 나타내는 산술 기호인 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 입력되는 선형 부호를, 소정의 유효 비트 길이를 갖는 플로팅[floating; 부동(浮動)] 부호화하여 그 부호화 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 잡음 발생 수단은,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호와, 그 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호와의 관계를 저장한 테이블 메모리 수단과,

상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호에 응답하여, 이 신호에 대응하는 잡음 신호를 상기 테이블 메모리 수단으로부터 판독하여 출력하는 변환 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 제1필터 수단을 구비하고, 상기 입력 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을 여파하여 추출하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 1/f 필터 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 고역(高域) 스펙트럼에 대하여, 1/f의 저감(低減) 특성을 부여하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 에코(반향) 부가 처리 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 고역 스펙트럼에 대하여, 에코 신호를 부가하는 것을 특징으로 한다.

그리고 또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 장치에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 제2필터 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을, 나이키스트(Nyquist) 주파수를 초과하는 주파수 대역을 포함하도록 여파하여 추출하는 것을 특징으로 한다.

제2의 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 방법은,

입력 신호를 대역 통과 여파 단계에 의해서 대역 통과 여파한 부분 대역의 신호의 레벨과, 상기 입력 신호의 레벨 중 한쪽의 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호를 발생시키는 잡음 발생 단계와,

상기 발생된 잡음 신호에 대하여, 가산 단계의 가산 시에 소정의 확장 대역 신호의 하한 주파수에 있어서 상기 입력 신호와 레벨이 실질적으로 일치하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 소정의 전달 함수를 승산하고, 승산 결과의 신호를 출력하는 신호 처리 단계와,

상기 입력 신호와, 상기 신호 처리 단계로부터의 출력 신호를 가산하여, 가산 결과의 신호를 출력하는 가산 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서,

상기 대역 통과 여파 단계의 전단에 삽입되어 실행되어서, 상기 입력 신호를 A/D 변환하는 제1변환 단계와,

상기 신호 처리 단계와 상기 가산 단계의 사이에 삽입되어 실행되어서, 상기 신호 처리 단계로부터의 출력 신호를 D/A 변환하는 제2변환 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서,

상기 대역 통과 여파 단계의 전단 및 상기 가산 단계의 전단에 삽입되어 실행되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 대역 통과 여파 단계 및 상기 가산 단계에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서,

상기 가산 단계의 전단에 삽입되어 실행되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 가산 단계에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 단계와,

상기 잡음 발생 단계와 상기 신호 처리 단계와의 사이에 삽입되어 실행되어서, 상기 잡음 발생 단계로부터의 잡음 신호를 오버샘플링하여 상기 신호 처리 단계에 출력하는 오버샘플링 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고 또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 잡음 발생 단계는,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호의 레벨을 검출하고, 검출한 레벨을 갖는 레벨 신호를 발생시켜서 출력하는 레벨 신호 발생 단계와,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호에 따라서 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 잡음 신호 발생 단계와,

상기 레벨 신호 발생 단계로부터의 레벨 신호와, 상기 잡음 신호 발생 단계로부터의 잡음 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 잡음 신호 발생 단계는, 델타 시그마 변조형 양자화 단계를 포함하고, 상기 잡음 신호 발생 단계에서 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서, 상기 잡음 신호로서 출력하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 잡음 발생 단계는, 상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호로부터 소정의 상위 비트를 컷아웃하여 상위 비트를 포함하는 신호를 출력하는 제1컷아웃 단계와,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호로부터 소정의 중간 비트와 소정의 하위 비트 중 최소한 한쪽을 컷아웃하여 이 최소한 한쪽의 비트를 포함하는 신호를 출력하는 최소한 하나의 제2컷아웃 단계와,

상기 제1컷아웃 단계로부터의 신호와, 상기 제2컷아웃 단계로부터의 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

여기서, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 제2컷아웃 단계는, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 2개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

또는, 상기 제2컷아웃 단계는, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 2개의 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 3개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

또 다른 방법으로는, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 입력 신호와는 독립인 잡음 신호를 발생시키는 독립 잡음 발생 단계와,

상기 제2컷아웃 단계로부터의 잡음 신호와, 상기 독립 잡음 발생 단계로부터의 잡음 신호를 가산하여 상기 승산 단계에 출력하는 다른 가산 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 단계는, 서로 상이한 복수의 잡음 신호를 발생시키고, 상기 복수의 잡음 신호를 가산하여 출력하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 단계는, 다이아몬드 디서형 잡음 신호를 발생시키는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 잡음 발생 단계는,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호를, 그 신호의 레벨에 대하여 불균일하게 양자화하여 출력하는 불균일 양자화 단계와,

상기 불균일 양자화 단계로부터의 신호에 대하여, 상기 불균일 양자화 단계의 처리와는 역의 처리를 실행하여 출력하는 역양자화 단계와,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호와, 상기 역양자화 단계로부터의 신호와의 차를 계산함으로써, 상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 감산 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 불균일 양자화 단계는, 입력 신호의 레벨이 커짐에 따라서, 양자화 폭이 커지게 되도록 입력 신호를 양자화하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 불균일 양자화 단계는, L 비트의 선형 부호를 그 런 렝스를 1/N로 압축하여, M 비트의 데이터를 발생시켜서 출력하고, 여기서, L, M 및 N은 2 이상의 정의 정수인 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 불균일 양자화 단계는, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 연속 데이터 Q0과, 상기 연속 데이터 Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0과, 상기 반전 비트 T0 이후의 하위 데이터 D0으로 구성되는 L 비트의 선형 부호를, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 압축하여 취득되는 압축된 연속 데이터 Q1과, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1과, 상기 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1과, 상기 하위 데이터 D0을 올림 처리(rounding up)하여 취득하도록 한 가수부 데이터 D1로 구성되는 M 비트의 압축 데이터로 변환하여 출력하고,

여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스 L1과, 압축 잉여 데이터 F1은 L1=Int(L0/N) 및 F1=L0 mod N으로 표시되고, 여기서, Int는 인수(引數)의 정수 값을 나타내는 함수이며, A mod B는 A를 B로 제산하였을 때의 잉여를 나타내는 함수인 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 역양자화 단계는, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 압축된 연속 데이터 Q1, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1, 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1 및 가수부 데이터 D1로 구성되는 압축 데이터를, 상기 Q1의 런 렝스를 N배로 신장하고, 상기 F1의 값에 대응하는 길이의 연속 데이터를 부가하고, Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0을 부가하고, 계속해서 상기 가수부 데이터 D1을 부가하여, 연속 데이터 Q0, 반전 비트 T0 및 가수부 데이터 D0을 판독해서 신장 데이터를 출력하고,

여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, 압축 잉여 데이터 F1로부터 구하는 잉여를 F1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, L0=L1*n+F1 및 D0=D1로 표시되고, 여기서, *는 승산을 나타내는 산술 기호인 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 불균일 양자화 단계는, 입력되는 선형 부호를, 소정의 유효 비트 길이를 갖는 플로팅 부호화하여 그 부호화 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 잡음 발생 단계는,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호와, 그 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호와의 관계를 저장한 테이블 메모리 단계와,

상기 잡음 발생 단계에서 입력되는 신호에 응답하여, 이 신호에 대응하는 잡음 신호를 상기 테이블 메모리 단계로부터 판독하여 출력하는 변환 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 신호 처리 단계는, 최소한 제1필터 단계를 포함하고, 상기 입력 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을 여파하여 추출하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 신호 처리 단계는, 최소한 1/f 필터 단계를 포함하고, 상기 신호 처리 단계에서 입력되는 신호의 고역 스펙트럼에 대하여, 1/f의 저감 특성을 부여하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 신호 처리 단계는, 최소한 에코 부가 처리 단계를 포함하고, 상기 신호 처리 단계에서 입력되는 신호의 고역 스펙트럼에 대하여, 에코 신호를 부가하는 것을 특징으로 한다.

그리고 또한, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서, 상기 신호 처리 단계는, 최소한 제2필터 단계를 포함하고, 상기 신호 처리 단계에서 입력되는 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을, 나이키스트 주파수를 초과하는 주파수 대역을 포함하도록 여파하여 추출하는 것을 특징으로 한다.

제3의 발명에 의한 광 디스크 시스템은, 광 디스크에 저장된 오디오 신호를 재생하는 재생장치와,

상기 재생된 오디오 신호의 대역을 확장하고, 확장 후의 오디오 신호를 출력하는 상기 오디오 신호 대역 확장 장치를 구비한 것을 특징으로 한다.

제4의 발명에 의한 프로그램은, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

제5의 발명에 의한, 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체는, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 프로그램을 저장한 것을 특징으로 한다.

따라서, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 입력 신호가 갖는 대역 이상으로 입력 신호의 레벨에 따라서 변화하여 레벨 상관하는 잡음 신호를 발생시켜서 입력 신호와, 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 가산함으로써, 종래 기술에 비교하여 용이하게 오디오 대역이 확장된 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 상기와 같이 취득된 대역 확장된 신호는 원음(原音)의 레벨에 따라서 변화하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하고 있으므로, 대역 확장된 신호의 고역 성분은 인공적인 것이 아니고, 원음에 대하여 자연스럽게 청취할 수 있는 특유한 효과를 나타낸다.

또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 대역 통과 여파 처리, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리, 신호 처리를 디지털 신호 처리로 실행함으로써, 회로를 구성하는 부품의 변동이나 온도 특성에 의해서 성능 변동이 발생하지 않는다. 또한, 오디오 신호가 회로를 통과할 때마다 음질 열화(劣化)가 발생하는 경우도 없다. 또한, 구성하고 있는 필터의 정밀도를 추구해도 아날로그 회로 구성과 비교하여, 회로 규모가 커지지도 않고, 제조 비용의 증가에 관계되지 않는다.

또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 대역 통과 여파 처리 및 최후의 가산 처리 전에, 오버샘플링 처리를 실행하고 또한 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, A/D 변환기의 전단에 낮은 차수(次數)의 아날로그 저역 통과 필터를 사용할 수 있고, 이에 따라서, 필터 처리에 따르는 위상 찌그러짐이나 잡음을 대폭적으로 경감할 수 있다. 또한, 양자화 잡음을 저감할 수 있고, 짧은 양자화 비트에 의한 변환을 용이하게 할 수 있다. 또한, 입력 신호 X의 더 높은 고조파 성분을 사전에 생성하여 이용할 수 있으므로, 더 높은 고조파 성분을 용이하게 발생시킬 수 있다.

그리고 또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리와 신호 처리와의 사이에 오버샘플링 처리를 삽입하여 실행하는 한편, 최후의 가산 처리 전에 입력 신호에 대하여 오버샘플링 처리 및 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, 오버샘플링형 저역 통과 필터 및 오버샘플링 회로보다도 후단(後段)의 회로에서 신호 속도를 높게 설정할 수 있다. 환언하면, 전단의 회로의 신호 속도를 낮게 설정할 수 있어서, 회로 구성을 간단하게 할 수 있다.

또한, 본 발명에 의한 광 디스크 시스템에 의하면, 광 디스크에 저장된 오디오 신호를 재생하여, 상기 재생된 오디오 신호의 대역을 확장하고, 확장 후의 오디오 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라서, 광 디스크에 저장된 오디오 신호를 기본으로 하여, 종래 기술에 비교하여 용이하게 오디오 대역이 확장된 신호를 발생시킬 수 있다.

또한, 본 발명에 의한 프로그램에 의하면, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 프로그램을 제공할 수 있다.

그리고 또한, 본 발명에 의한 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체에 의하면, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 프로그램을 저장한 기록매체를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명에 의한 제1의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)의 구성을 나타내는 블록도.

도 2는 본 발명에 의한 제2의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-2)의 구성을 나타내는 블록도.

도 3은 본 발명에 의한 제3의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 구성을 나타내는 블록도.

도 4는 본 발명에 의한 제4의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 구성을 나타내는 블록도.

도 5는 도 3 및 도 4에 도시된 오버샘플링형 저역 통과 필터(LPF)(120)의 구성을 나타내는 블록도.

도 6은 도 5의 오버샘플링 회로(11)의 동작을 나타내는 신호 파형도.

도 7은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제1실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-1)의 구성을 나타내는 블록도.

도 8은 도 7의 백색 잡음 신호 발생 회로(320)의 구성을 나타내는 블록도.

도 9는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제2실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2)의 구성을 나타내는 블록도.

도 10은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제3실시 예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-3)의 구성을 나타내는 블록도.

도 11은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제4실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-4)의 구성을 나타내는 블록도.

도 12는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제5실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)의 구성을 나타내는 블록도.

도 13은 도 11의 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)의 구성을 나타내는 블록도.

도 14는 도 13의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)(n=1, 2, …, N)의 구성을 나타내는 블록도.

도 15는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제6실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-6)의 구성을 나타내는 블록도.

도 16A는 도 9의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2, 300-5, 300-6)용 비트 컷아웃 위치를 나타내는 비트 배치도.

도 16B는 도 9의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2, 300-5, 300-6)용 비트 컷아웃 위치의 변형 예를 나타내는 비트 배치도.

도 17A는 도 10의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-3)용 비트 컷아웃 위치를 나타내는 비트 배치도.

도 17B는 도 11의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-4)용 비트 컷아웃 위치를 나타내는 비트 배치도.

도 18A는 도 13의 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)에 있어서 N=1인 경우에 발생되는 백색 잡음 신호의 진폭 레벨에 대한 확률 밀도 함수를 나타내는 그래프.

도 18B는 도 13의 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)에 있어서 N=2인 경우에 발생되는 다이아몬드형 잡음 신호의 진폭 레벨에 대한 확률 밀도 함수를 나타내는 그래프.

도 18C는 도 13의 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)에 있어서 N=3인 경우에 발생되는 벨(bell)형 잡음 신호의 진폭 레벨에 대한 확률 밀도 함수를 나타내는 그래프.

도 19는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제7실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-7)의 구성을 나타내는 블록도.

도 20은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제8실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-8)의 구성을 나타내는 블록도.

도 21은 도 19 및 도 20의 불균일 양자화기(351, 352 또는 353)에 의한 런 렝스 1/4 압축 플로팅 부호화, 및 8 비트, 16 비트 또는 24 비트의 선형 부호화에 있어서의 입력 레벨에 대한 순간 신호 대 잡음 비(순간 S/N)를 나타내는 그래프.

도 22는 도 19 및 도 20의 불균일 양자화기(351, 352 또는 353)에 의한 런 렝스 1/4 압축 플로팅 부호화, 및 8 비트, 16 비트 또는 24 비트의 선형 부호화에 있어서의 입력 레벨에 대한 양자화 잡음 레벨을 나타내는 그래프.

도 23A는 도 19 및 도 20의 불균일 양자화기(351, 352 또는 353)에 의한 런 렝스 1/4 압축 플로팅 부호화 전의 데이터 포맷을 나타내는 도면.

도 23B는 도 19 및 도 20의 불균일 양자화기(351, 352 또는 353)에 의한 런 렝스 1/4 압축 플로팅 부호화 후의 데이터 포맷을 나타내는 도면.

도 24는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제9실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-9)의 구성을 나타내는 블록도.

도 25는 도 1 내지 도 4의 신호 처리 회로(400)의 구성을 나타내는 블록도.

도 26은 도 25의 1/f 특성 필터(412)의 1/f 특성의 주파수 특성을 나타내는 그래프.

도 27은 도 25의 1/f 특성 필터(412)의 변형 예인 1/f² 특성의 주파수 특성을 나타내는 그래프.

도 28은 도 25의 에코(반향) 부가 회로(480)의 하나의 실시예인 지연선 필터(transversal filter)의 구성을 나타내는 블록도.

도 29A는 도 3의 제3의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 동작(p=2인 경우, 즉, 2배의 오버샘플링의 경우)에 있어서의, 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면.

도 29B는 도 29A와 마찬가지의 동작에 있어서의, LPF(120)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 29C는 도 29A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 29D는 도 29A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면.

도 29E는 도 29A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면.

도 30A는 도 4의 제4의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 동작(p=2인 경우, 즉, 2배의 오버샘플링의 경우)에 있어서의, 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면.

도 30B는 도 30A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 30C는 도 30A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면.

도 30D는 도 30A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면.

도 31A는 도 3의 제3의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 동작(p=4인 경우, 즉, 4배의 오버샘플링의 경우)에 있어서의, 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면.

도 31B는 도 31A와 마찬가지의 동작에 있어서의, LPF(120)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 31C는 도 31A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 31D는 도 31A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면.

도 31E는 도 31A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면.

도 32A는 도 4의 제4의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 동작(p=4인 경우, 즉 4배의 오버샘플링의 경우)에 있어서의, 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면.

도 32B는 도 32A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면.

도 32C는 도 32A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면.

도 32D는 도 32A와 마찬가지의 동작에 있어서의, 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면.

도 33A는 도 31A 내지 도 31E, 및 도 32A 내지 도 32D의 변형 예로서, 1/f 특성 필터(412)를 대신하는 에일리어싱(aliasing) 잡음 찌그러짐 제거용 필터의 특성을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면.

도 33B는 도 33A의 에일리어싱 잡음 찌그러짐 제거용 필터로부터의 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면.

도 34는 오디오 신호 대역 확장 장치의 애플리케이션의 일례인, 본 발명의 제5의 바람직한 실시형태에 의한 광 디스크 재생 시스템(500)의 구성을 나타내는 블록도.

이하에, 도면을 참조하여 본 발명에 의한 바람직한 실시형태에 대하여 설명한다. 또한 첨부한 도면에 있어서, 동일한 구성 요소에 대해서는, 동일한 부호를 붙이고, 그 상세한 설명을 생략한다.

(제1의 바람직한 실시형태)

도 1은 본 발명에 의한 제1의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제1의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)는, 도 1에 나타내는 바와 같이, 입력 단자(101)와 출력 단자(102)와의 사이에 삽입되는 아날로그 신호 처리 회로로서, 대역 통과 필터(BPF)(200)와, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)와, 신호 처리 회로(400)와, 가산기(800)를 포함하여 구성된다.

도 1에서, 아날로그 오디오 신호(이하에, 입력 신호라고 한다) X가 입력 단자(101)를 통하여 대역 통과 필터(200) 및 가산기(800)에 입력된다. 이 입력 신호 X는, 예로서 콤팩트 디스크(CD)로부터 재생된 신호이고, 예로서, 20 ㎐로부터 20 ㎑까지의 대역을 갖는 신호이다. 대역 통과 필터(200)는 입력 신호 X의 대역 중 일부의 대역(이하에, 부분 대역이라고 한다. 이것은, 예로서, 그 보다 높은 대역인 10 ㎑로부터 20 ㎑까지의 대역이다. 또는, 다른 예에서는, 5 ㎑로부터 15 ㎑까지의 대역이다.)을 대역 통과 여파한 후, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)에 출력한다. 이어서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)는, 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 부분 대역의 오디오 신호의 레벨에 따라서 변화되는 레벨을 갖는, 즉, 레벨 상관시킨 레벨을 갖는 백색 잡음 신호를 발생시켜서, 출력 단자(302)를 통하여 신호 처리 회로(400)에 출력한다. 또한, 신호 처리 회로(400)는 입력되는 백색 잡음 신호에 대하여, 소정의 대역 통과 여파 처리, 에코 부가 처리 및 레벨 조정 처리를 포함하고, 소위 소정의 전달 함수를 승산하는 신호 처리를 실행하여, 처리 후의 백색 잡음 신호를 가산기(800)에 출력한다. 그리고, 가산기(800)는 신호 처리 회로(400)로부터의 백색 잡음 신호와, 입력 신호 X를 가산하고, 가산 결과의 대역 확장된 신호를 출력 신호 W로서 출력한다.

또한, 신호 처리 회로(400)의 처리의 상세에 대해서는, 도 25를 참조하여 이후에 설명한다. 여기서, 신호 처리 회로(400)의 대역 통과 여파 처리에 있어서의 대역 통과 대역의 하한 주파수는, 바람직하게는, 입력 신호 X의 최대 주파수에 실질적으로 일치하고, 가산기(800)에서의 2개의 신호의 가산 처리에 의해서 이들 2개의 신호의 해당 하한 주파수에서의 레벨을 실질적으로 일치시켜서 스펙트럼의 연속성을 유지하는 것이 바람직하다. 또한, 상기 대역 통과 여파 처리에 있어서의 대역 통과 대역의 상한 주파수는, 바람직하게는, 입력 신호 X의 최대 주파수의 2배 또는 4배 이상으로 설정된다. 또한, 만일, 대역 통과 필터(200)의 대역 통과 특성이 예로서 10 ㎑로부터 20 ㎑까지와 같이, 그 상한 주파수가 나이키스트 주파수와 동일하면, 대역 통과 필터(200)를, 10 ㎑ 이상을 통과시키는 고역 통과 필터로 대체해도 좋다.

이상과 같이 구성된 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)에 의하면, 종래 예에 비교하여, 레벨 검출이 불필요해서, 간단한 구성으로써 용이하게 오디오 대역을 확장한 오디오 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 취득된 대역 확장된 신호는 입력 신호 X의 원음의 레벨에 따라서 변화하여 상관되어 있고, 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하고 있으므로, 대역 확장된 신호의 고역 성분은 인공적인 것이 아니고, 원음에 대하여 자연스럽게 청취할 수 있는 특유한 효과를 갖는다.

이상의 바람직한 실시형태에 있어서는, 대역 통과 필터(200)를 설치하였지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 설치하지 않아도 좋다. 이 경우, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)는, 입력 신호 X의 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관된 백색 잡음 신호를 발생시킨다.

(제2의 바람직한 실시형태)

도 2는 본 발명에 의한 제2의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-2)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제2의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-2)는, 도 1의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)에 비교하여, 대역 통과 필터(BPF)(200), 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300) 및 신호 처리 회로(400)의 각각의 처리를 아날로그 신호 처리에 대신하여, 디지털 신호 처리로 실행하기 위하여, 대역 통과 필터(200)의 전단에 A/D 변환기(130)를 삽입하는 동시에, 신호 처리 회로(400)의 후단에 D/A 변환기(131)를 삽입한 것을 특징으로 하고 있다. 이하에, 그 차이점에 대해서 상세하게 설명한다.

도 2에 있어서, 입력 신호 X는 A/D 변환기(130)에 의해서 A/D 변환되어서, 예로서, 샘플링 주파수 fs=44.1 ㎑와, 단어 길이=16 비트를 갖는 신호가 된다. 또한, D/A 변환기(131)는 신호 처리 회로(400)로부터의 출력 신호를 D/A 변환하여 아날로그 오디오 신호를 가산기(800)에 출력한다. 그리고, 가산기(800)는 아날로그 오디오 신호인 입력 신호와, D/A 변환된 대역 확장 신호를 가산하여, 가산 결과의 오디오 신호를 출력한다.

이상과 같이 구성된 오디오 신호 대역 확장 장치(100-2)에 의하면, 도 1의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)와 마찬가지의 작용 효과를 갖는 동시에, 대역 통과 필터(BPF)(200), 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300) 및 신호 처리 회로(400)의 각각의 처리를 디지털 신호 처리로 실행하고 있으므로, 디지털·시그널·프로세서(이하에, DSP라고 한다) 등을 이용하여 이 처리를 소프트웨어로써 지정하여 실행할 수 있어서, 하드웨어의 구성이 종래 예에 비교하여 간단하게 된다. 또한, 이 경우, 소프트웨어를 변경함으로써, 상기 디지털 신호 처리의 처리 내용을 용이하게 변경할 수 있다.

(제3의 바람직한 실시형태)

도 3은 본 발명에 의한 제3의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제3의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)는, 도 1의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1)에 비교하여, 이하의 점이 상이하다.

(1) 입력 신호 X 및 출력 신호 W를 디지털 오디오 신호로 하였다.

(2) 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3) 내의 처리를 모두 디지털 신호 처리로써 실행하였다.

(3) 대역 통과 필터(BPF)(200) 및 가산기(800)의 전단에, 오버샘플링형 저역 통과 필터(LPF)(120)를 삽입하였다.

이하에, 그 차이점에 대하여 상세하게 설명한다.

도 3에서, 디지털 오디오 신호인 입력 신호 X가 입력 단자(101)를 통하여 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)에 입력된다. 이 디지털 오디오 신호는, 예로서 콤팩트 디스크(CD)로부터 재생된 신호이고, 이때, 이 신호는, 샘플링 주파수 fs=44.1 ㎑와, 단어 길이=16 비트를 갖는 신호이다. 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)는, 도 5에 나타내는 바와 같이, 오버샘플링 회로(11)와, 디지털 저역 통과 필터(LPF)(12)를 포함하여 구성되고, 입력 단자(101)를 통하여 입력된 디지털 오디오 신호의 샘플링 주파수 fs를 p배[p는, 2 이상의 정(正)의 정수(整數)이다]로 하고, 또한 주파수 fs/2로부터 주파수 pfs/2까지의 불필요한 대역의 신호를 60 dB 이상 감쇠시키는 디지털 필터 회로이다.

예로서, p=2일 때, 샘플링 주파수 fs(샘플링 주기 Ts=1/fs)를 갖는 디지털 오디오 신호는, 오버샘플링 회로(11)에 입력되고, 오버샘플링 회로(11)는, 입력된 디지털 오디오 신호의 데이터 D1에 대하여, 도 6에 나타내는 바와 같이, 각각 인접하는 2개의 데이터 D1의 중간 위치(시간축에 대하여)에 샘플링 주기 Ts로 제로 데이터 D2를 삽입하여 보간함으로써 오버샘플링 처리를 실행하여, 샘플링 주파수 2fs(샘플링 주기 Ts/2)를 갖는 디지털 오디오 신호로 변환한 후, 디지털 저역 통과 필터(12)에 출력한다. 디지털 저역 통과 필터(12)는,

(a) 주파수 0∼0.45 fs의 통과 대역과,

(b) 주파수 0.45 fs∼fs의 저지(沮止) 대역과,

(c) 주파수 fs 이상에서 60 dB 이상의 감쇠량을

가지고, 입력 디지털 오디오 신호를 저역 통과 여파함으로써, 상기 오버샘플링 처리에 의해서 발생되는 에일리어싱 잡음을 제거하도록 대역 제한하여, 실질적으로 입력 디지털 오디오 신호가 갖는 유효한 대역(주파수 0∼0.45 fs)만을 통과시킨 후, 도 3의 가산기(800) 및 대역 통과 필터에 출력한다.

또한, 가산기(800)는, 오버샘플링되고 또한 저역 통과 여파된 디지털 오디오 신호와, 신호 처리 회로(400)로부터의 디지털 대역 확장 신호를 가산하여, 가산 결과의 오디오 신호를 출력 신호 W로서 출력한다.

이상과 같이 구성된 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)에 의하면, 도 1 및 도 2의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1, 100-2)와 마찬가지의 작용 효과를 갖는 동시에, 모든 처리를 디지털 신호 처리로 실행하고 있으므로, DSP 등을 이용하여 이 처리를 소프트웨어로 지정하여 실행할 수 있어서, 하드웨어의 구성이 종래 예에 비교하여 간단하게 된다. 또한, 이 경우, 소프트웨어를 변경함으로써, 상기 디지털 신호 처리의 처리 내용을 용이하게 변경할 수 있다. 또한, 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)를 사용하여 입력 신호 X를 오버샘플링 처리 및 저역 통과 여파 처리를 실행하고 있으므로, 이하의 특유한 효과를 갖는다.

(1) A/D 변환기의 전단에 낮은 차수의 아날로그 저역 통과 필터를 사용할 수 있고, 이에 따라서, 필터 처리에 따르는 위상 찌그러짐이나 잡음을 대폭적으로 경감할 수 있다.

(2) 양자화 잡음을 저감할 수 있어서, 짧은 양자화 비트에 의한 변환을 용이하게 할 수 있다.

(3) 입력 신호 X의 더 높은 고조파 성분을 사전에 생성하여 이용할 수 있으므로, 더 높은 고조파 성분을 용이하게 발생시킬 수 있다.

(제4의 바람직한 실시형태)

도 4는 본 발명에 의한 제4의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 제4의 바람직한 실시형태인 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)는, 도 3의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)에 비교하여, 이하의 점이 상이하다.

(1) 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)를, 입력 단자(101)와 가산기(800)와의 사이에 삽입하였다.

(2) 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)와 신호 처리 회로(400)와의 사이에, 오버샘플링 회로(121)를 삽입하였다.

이하에, 그 차이점에 대하여 상세하게 설명한다.

도 4에서, 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)는 입력 신호 X에 대하여 오버샘플링 처리 및 저역 통과 여파 처리를 실행하여 가산기(800)에 출력한다. 또한, 오버샘플링 회로(121)는 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)로부터 출력되는 백색 잡음 신호에 대하여 오버샘플링 처리를 실행한 후, 신호 처리 회로(400)에 출력한다. 따라서, 오버샘플링형 저역 통과 필터(120) 및 오버샘플링 회로(121)보다도 후단의 회로에서 신호 속도를 높게 설정할 수 있다. 환언하면, 전단의 회로의 신호 속도를 낮게 설정할 수 있어서, 회로 구성을 간단하게 할 수 있다. 이상과 같이 구성된 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)에 의하면, 제3의 바람직한 실시형태에 의 한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)와 마찬가지의 작용 효과를 갖는다.

제1실시예

도 7은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제1실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-1)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 7에 있어서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-1)는, 입력 단자(301)와 출력 단자(302)를 구비하고, 레벨 신호 발생 회로(310)와, 백색 잡음 신호 발생 회로(320)와, 승산기(340)를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하고 있다.

도 7에서, 소정의 부분 대역을 갖는 오디오 신호는 입력 단자(301)를 통하여 레벨 신호 발생 회로(310) 및 백색 잡음 신호 발생 회로(320)에 입력된다. 레벨 신호 발생 회로(310)는 입력되는 오디오 신호의 레벨을 검출하고, 검출한 레벨을 갖는 레벨 신호를 발생시켜서 승산기(340)에 출력한다. 이 레벨 신호 발생 회로(310)의 구체 예는, 도 9 내지 도 12의 상위 비트 컷아웃 회로(311)이고, 입력 신호의 상위 비트는 그 레벨을 나타내고 있으므로, 상위 비트 컷아웃 회로(311)로부터 출력되는 비트의 신호는 입력 신호의 개략 레벨을 나타내고 있다. 또한, 백색 잡음 신호 발생 회로(320)는, 예로서, 도 8의 1차 델타 시그마 변조형 양자화기(20)로 구성되고, 입력 신호의 레벨에는 관계없이 거의 고정 레벨의 백색 잡음 신호를 발생시켜서 승산기(340)에 출력한다. 그리고, 승산기(340)는 입력되는 백색 잡음 신호와 레벨 신호를 승산함으로써, 백색 잡음 신호의 레벨이 레벨 신호에 따라서 변화되는 백색 잡음 신호를 발생시켜서 출력 단자(302)를 통하여 출력한다.

도 8은 도 7의 백색 잡음 신호 발생 회로(320)의 구성을 나타내는 블록도이 다. 도 8에서, 백색 잡음 신호 발생 회로(320)는, 1차 델타 시그마 변조형 양자화기(20)로 구성되고, 이 양자화기(20)는 감산기(21)와, 양자화를 실행하는 양자화기(22)와, 감산기(23)와, 1 샘플의 지연을 실행하는 지연 회로(24)를 포함하여 구성된다.

도 8에서, 대역 통과 필터(200)로부터의 입력 신호는 입력 단자(301)를 통하여 감산기(21)에 출력된다. 감산기(21)는 대역 통과 필터(200)로부터의 오디오 신호에서, 지연 회로(24)로부터의 오디오 신호를 감산하고, 감산 결과의 오디오 신호를 지연 회로(24)를 통하여 감산기(21)에 출력한다. 상기 감산기(23)로부터 출력되는 감산 결과의 오디오 신호는 양자화 시에 발생하는 양자화 잡음을 나타내는 양자화 잡음 신호이고, 이 양자화 잡음 신호는 출력 단자(303)를 통하여 승산기(340)에 출력된다. 도 8에 나타내는 바와 같이 구성된 1차 델타 시그마 변조형 양자화기(20)에 있어서, 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)로부터의 디지털 오디오 신호에 따라서, 1차 델타 시그마 변조한 변조 신호를 발생시킨, 즉, 원음의 오디오 신호에 따라서 발생된 대역 신호인 잡음 신호를 발생시킬 수 있다.

또한, 도 8의 백색 잡음 신호 발생 회로(320)에서는, 1차 델타 시그마 변조형 양자화기(20)를 사용하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 복수차의 델타 시그마 변조형 양자화기를 사용해도 좋다. 또한, 델타 시그마 변조형 양자화기 대신에, 입력되는 오디오 신호를 시그마 델타 변조하는 시그마 델타 변조형 양자화기를 사용해도 좋다.

제2실시예

도 9는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제2실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 9에서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2)는, 입력 단자(301)와 출력 단자(302)를 구비하고, 상위 비트 컷아웃 회로(311)와, 하위 비트 컷아웃 회로(321)와, 승산기(340)를 포함하여 구성된다. 여기서, 상위 비트 컷아웃 회로(311)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 도 16A 또는 도 16B에 나타내는 바와 같이, 예로서 상위 10 비트(b0-b9)를 컷아웃하여, 이 10 비트의 신호를 레벨 검출 신호로서 승산기(340)에 출력한다. 여기서, 최상위 비트 b0은 부호 비트 P이다. 또한, 하위 비트 컷아웃 회로(321)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 16A에 나타내는 바와 같이 최하위 8 비트(b16-b23)를 컷아웃하거나, 또는 도 16B에 나타내는 바와 같이, 예로서 상기 상위 비트보다도 낮은 소정의 하위의 비트(b8-b15)를 컷아웃하여, 이 8 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 승산기(340)에 출력한다. 그리고, 승산기(340)는 입력되는 백색 잡음 신호와 레벨 신호를 승산함으로써, 백색 잡음 신호의 레벨이 레벨 신호에 따라서 변화되는 백색 잡음 신호를 발생시켜서 출력 단자(302)를 통하여 출력한다.

또한, 도 16B의 경우에 있어서는, 예로서, 입력 신호 X의 단어 길이의 소정의 유효 단어 길이 이하가 올림 처리(rounding up)되어서, 하위 부분이 고정 데이터로 되는 경우에, 유효 단어 길이 범위 내의 중간 부분의 비트를 소정의 비트 폭으로 컷아웃하였다.

제3실시예

도 10은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제3실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-3)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 10에서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-3)는, 입력 단자(301)와 출력 단자(302)를 구비하고, 상위 비트 컷아웃 회로(311)와, 중간 비트 컷아웃 회로(331)와, 하위 비트 컷아웃 회로(321)와, 승산기(340)를 포함하여 구성된다. 여기서, 상위 비트 컷아웃 회로(311)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 도 17A에 나타내는 바와 같이, 예로서 상위 10 비트(b0-b9)를 컷아웃하여, 이 10 비트의 신호를 레벨 검출 신호로서 승산기(340)에 출력한다. 또한, 중간 비트 컷아웃 회로(331)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 17A에 나타내는 바와 같이 중간 6 비트(b10-b15)를 컷아웃하여, 이 6 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 가산기(330)를 통하여 승산기(340)에 출력한다. 또한, 하위 비트 컷아웃 회로(321)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 17A에 나타내는 바와 같이 최하위 8 비트(b16-b23)를 컷아웃하여, 이 8 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 가산기(330)를 통하여 승산기(340)에 출력한다. 그리고, 승산기(340)는 입력되는 2개의 백색 잡음 신호와 레벨 신호를 승산함으로써, 백색 잡음 신호의 레벨이 레벨 신호에 따라서 변화되는 백색 잡음 신호를 발생시켜서 출력 단자(302)를 통하여 출력한다.

제4실시예

도 11은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제4실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-4)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 11에서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-4)는, 입력 단자(301)와 출력 단자(302)를 구비하고, 상위 비트 컷아웃 회로(311)와, 3개의 하위 비트 컷아웃 회로(321, 322, 323)와, 승산기(340)를 포함하여 구성된다. 여기서, 상위 비트 컷아웃 회로(311)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 도 17B에 나타내는 바와 같이, 예로서 상위 10 비트(b0-b9)를 컷아웃하여, 이 10 비트의 신호를 레벨 검출 신호로서 승산기(340)에 출력한다. 또한, 하위 비트 컷아웃 회로(321)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 17B에 나타내는 바와 같이 하위 6 비트(b16-b21)를 컷아웃하여, 이 6 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 가산기(330)를 통하여 승산기(340)에 출력한다. 또한, 하위 비트 컷아웃 회로(322)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 17B에 나타내는 바와 같이 하위 6 비트(b17-b22)를 컷아웃하여, 이 6 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 가산기(330)를 통하여 승산기(340)에 출력한다. 그리고 또한, 하위 비트 컷아웃 회로(323)는 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호 중, 예로서, 도 17B에 나타내는 바와 같이 최하위 6 비트(b18-b23)를 컷아웃하여, 이 6 비트의 신호를, 입력 신호에 상관시키지만, 랜덤하게 변화하는 백색 잡음 신호로서 발생시켜서 가산기(330)를 통하여 승산기(340)에 출력한다. 그리고, 승산기(340)는 입력되는 3개의 백색 잡음 신호와 레벨 신호를 승산함으로써, 백색 잡음 신호의 레벨이 레벨 신호에 따라서 변화되는 백색 잡음 신호를 발생시켜서 출력 단자(302)를 통하여 출력한다.

제5실시예

도 12는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제5실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 12에서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)는, 입력 단자(301)와 출력 단자(302)를 구비하고, 상위 비트 컷아웃 회로(311)와, 하위 비트 컷아웃 회로(321)와, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)와, 가산기(330)와, 승산기(340)를 포함하여 구성된다. 따라서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)는, 도 9의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-2)에 비교하여, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)와, 가산기(330)를 추가로 구비한 것을 특징으로 하고 있다. 이하에, 그 차이점에 대하여 설명한다.

도 13은 도 11의 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 13에서, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)는, 복수 N개의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)(n=1, 2, …, N)와, 가산기(31)와, DC 오프셋(offset) 제거용 정수(定數) 신호 발생기(32)와, 감산기(33)를 포함하여 구성되고, 입력 신호 X와는 독립적인 잡음 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하고 있다. 여기서, PN 계열은, 의사(擬似) 잡음 계열의 약칭이고, 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)는, 서로 독립된 초기치를 구비하여, 예로서, M 계열 잡음 신호인 균일하게 랜덤한 진폭 레벨을 갖는 의사 잡음 신호를 발생시켜서 가산기(31)에 출력한다. 이어서, 가산기(31)는 복수의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-1 내지 30-N)로부터 출력되는 복수 N개의 의사 잡음 신호를 가산하여, 가산 결과의 의사 잡음 신호를 감산기(33)에 출력한다. 한쪽, DC 오프셋 제거용 정수 신호 발생기(32)는 복수 N개의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-1 내지 30-N)로부터의 의사 잡음 신호의 시간 평균치의 합인 DC 오프셋 제거용 정수 신호를 발생시켜서 감산기(33)에 출력한다. 그리고, 감산기(33)는 의사 잡음 신호의 합으로부터 DC 오프셋 제거용 정수 신호를 감산함으로써, DC 오프셋이 없는 디서(dither) 신호를 발생시켜서 출력한다.

여기서, 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)(n=1, 2, …, N)는, 도 14에 나타내는 바와 같이, 32 비트 카운터(41)와, 배타적 논리합 게이트(42)와, 클록 신호 발생기(43)와, 초기치 데이터 발생기(44)를 포함하여 구성된다. 32 비트 카운터(41)에는, 초기치 데이터 발생기(44)로부터 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)마다 서로 상이한 32 비트의 초기치가 설정된 후, 클록 신호 발생기(43)에 의해서 발생되는 클록 신호에 따라서, 32 비트 카운터(41)는 1씩 증가하도록 계수한다. 32 비트 카운터(41)의 32 비트의 데이터(0∼31 번째의 비트의 데이터를 포함한다) 중, 최상위 비트(MSB; 31번째 비트)의 1 비트 데이터와, 그 3번째 비트의 1 비트 데이터는, 배타적 논리합 게이트(42)의 입력 단자에 입력되고, 배타적 논리합 게이트(42)는 배타적 논리합의 연산 결과인 1 비트 데이터를 32 비트 카운터(41)의 최하위 비트(LSB)에 설정한다. 그리고, 32 비트 카운터(41)의 하위 8 비트의 데이터는 PN 계열 잡음 신호로서 출력된다. 이와 같이 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)를 구성함으로써, 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)로부터 출력되는 PN 계열 잡음 신호는 서로 독립된 8 비트의 PN 계열 잡음 신호가 된다.

도 14의 예에서는, 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)로써 서로 독립된 8 비트의 PN 계열 잡음 신호를 발생시키기 위하여, 상기와 같이 구성하였지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 이하와 같이 구성해도 좋다.

(1) 32 비트 카운터(41)로부터 추출하는 PN 계열 잡음 신호의 8 비트의 비트 위치를 서로 상이하게 한다. 즉, PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-1)에서는 최하위 8 비트로부터 8 비트의 PN 계열 잡음 신호를 추출하고, PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-2)에서는 최하위 8 비트에서 바로 위의 8 비트로부터 PN 계열 잡음 신호를 추출하고, 이하 마찬가지로 하여 PN 계열 잡음 신호를 추출한다.

(2) 또 다른 방법으로는, 배타적 논리합 게이트(42)에 입력하는 1 비트 데이터를 추출하는 32 비트 카운터(41)의 비트 위치를 각각의 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)로써 서로 상이하게 한다.

(3) 또는, 도 14의 예와, 상기 (1)의 변형 예와, 상기 (2)의 변형 예 중 최소한 2개를 조합한다.

그리고, 서로 독립된 복수 개의 PN 계열 잡음을 가산함으로써, PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30)의 개수 N에 따라서, 도 18A, 도 18B 및 도 18C에 나타내는 바와 같이, 진폭 레벨에 대하여 소정의 확률 밀도를 갖는 PN 계열 잡음 신호를 발생시킬 수 있다. 예로서, N=1일 때는, 대체로, 도 18A에 나타내는 바와 같이, 진폭 레벨에 대하여 균일한 분포의 확률 밀도를 갖는 백색 잡음 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 만일 N=12일 때, 중심 극한 정리를 이용하면, 가우스 분포는 분산이 1/12이므로 12개의 일정한 난수를 발생시키는 PN 계열 잡음 신호 발생 회로(30-n)로부터의 각각의 PN 계열 잡음 신호를 가산함으로써, 대체로, 진폭 레벨에 대하여 가우스 분포의 확률 밀도를 갖는 가우스 분포형 잡음 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, N=2일 때, 도 18B에 나타내는 바와 같이, 삼각형상의 확률 밀도 함수를 갖는 다이아몬드형 잡음 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, N=3일 때, 도 18C에 나타내는 바와 같이, 가우스 분포에 가깝고, 가우스 분포로부터 약간 큰 분산을 가지며, 진폭 레벨에 대하여 벨형 분포 또는 범종형(梵鐘型) 분포의 확률 밀도를 갖는 벨 분포형(범종형) 잡음 신호를 발생시킬 수 있다. 이상 설명한 바와 같이, 도 13 및 도 14의 회로를 구성하고, 예로서, 도 18B 또는 도 18C의 잡음 신호를 발생시킴으로써, 소규모의 회로로써, 자연음이나 음악 신호에 가까운 잡음 신호인 디서(dither) 신호를 발생시킬 수 있다.

도 12를 다시 참조하면, 하위 비트 컷아웃 회로(321)로부터의 랜덤 잡음 신호는 가산기(330)에 출력된다. 한쪽, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)는, 상기한 바와 같이, 도 13에서 N=1일 때의 구성을 구비하여, 백색 잡음 신호를 발생시켜서 가산기(330)에 출력한다. 가산기(330)는 상기 입력되는 2개의 잡음 신호를 가산하여, 가산 결과의 잡음 신호를 승산기(340)에 출력한다. 도 12의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)에 있어서는, 입력 신호에 레벨 상관시키고 있지만, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)로부터의 백색 잡음 신호도 이용하고 있으므로, 레벨 상관의 정도를 경감시킨 백색 잡음 신호를 발생시킬 수 있다.

제6실시예

도 15는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제6실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-6)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 15의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-6)는, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-5)에 비교하여, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380) 대신에, 다이아몬드형 디서(dither)형 잡음 발생 회로(381)를 구비한 것을 특징으로 하고 있다. 여기서, 다이아몬드형 디서형 잡음 발생 회로(381)는 도 13의 백색 잡음 발생 회로(380)에서, N=2일 때의 구성을 갖도록 구성되고, 도 18B에 나타내는 진폭 레벨의 확률 밀도를 갖는 다이아몬드형 잡음 신호를 발생시켜서 출력한다. 도 15의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-6)에 있어서는, 도 12의 백색 잡음 발생 회로(300-5)와 마찬가지로, 입력 신호에 레벨 상관시키고 있지만, 독립형 백색 잡음 발생 회로(380)로부터의 백색 잡음 신호도 이용하고 있으므로, 레벨 상관의 정도를 경감시킨 백색 잡음 신호를 발생시킬 수 있다.

제7실시예

도 19는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제7실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-7)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 19의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-7)는, 입력 신호에 대하여 그 레벨에 대하여 불균일하게 양자화하는 불균일 양자화기(351)와, 불균일 양자화기(351)와는 역의 양자화 처리를 실행하는 역양자화기(361)와, 감산기(371)를 포함하여 구성된다. 여기서, 불균일 양자화기(351)는, 예로서, 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호화를 이용하여 양자화하고 있다.

도 19에서, 입력 단자(301)를 통하여 입력되는 입력 신호(여기서, 예로서, 샘플링 주파수 fs=44.1 ㎐, 단어 길이=16 비트인 오디오 신호이다)는 감산기(371)와, 불균일 양자화기(351)에 입력된다. 불균일 양자화기(351)는 입력되는 16 비트의 신호를 그 1/N로 압축한 후, 역양자화기(361)에 출력한다. 압축 방법에 대해서는 이후에 상세하게 설명한다. 역양자화기(361)는 불균일 양자화기(351)의 압축 특성과는 역특성(逆特性)이 되도록 하여 역양자화해서 16 비트의 신호로 신장(伸張)시킨다. 불균일 양자화기(351)와 역양자화기(361)에 의해서 재양자화(再量子化)된 재양자화 신호는 감산기(371)에 출력된다. 감산기(371)는 재양자화된 입력 신호와, 원래의 입력 신호와의 차(差) 신호, 즉, 양자화 잡음 신호를 출력 단자(302)를 통하여 출력한다.

도 19와 같이 구성함으로써, 역양자화기(361)로부터의 출력 신호와, 입력 신호와의 차를 연산함으로써, 그 차는 양자화 잡음이 되고, 그 값은 이후에 설명하는 바와 같이, 입력 신호의 레벨에 따라서 변화되는, 즉 레벨 상관된 잡음 신호를 얻을 수 있다.

도 19의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-7)에 있어서의 양자화 잡음 신호의 제특성에 대하여 상세하게 설명한다. 양자화 잡음의 원인은 양자화 계급의 조도(粗度)에 의해서 발생하는 오차 신호이다. 도 21은 도 19의 불균일 양자화기(351)와 역양자화기(361)를 조합한 경우의 순간 S/N 비 대 입력 신호 레벨의 특성을 나타내는 도면이다. 도면의 종축은 순간 S/N 비이고, 순간 S/N 비는 0 ㎐로부터 나이키스트 주파수(나이키스트 주파수는, 신호에 에일리어싱이 발생하지 않는 한계의 샘플링 주파수이고, 본 바람직한 실시형태에서는, 마진을 제로로 한 이상적인 상태로, 나이키스트 주파수=샘플링 주파수로 하였다)인 44.1 ㎑까지의 신호 대역에서의 신호 대 잡음 왜율(歪率)이다. 도 21로부터 알 수 있는 바와 같이, 종래 기술의 선형 부호(8 비트, 16 비트, 24 비트)에 비교하여, 입력 레벨의 거의 전역에 걸쳐서 순간 S/N 비를 대폭적으로 개선할 수 있다. 구체적인 불균일 양자화기(351)의 압축 방법으로서는, 상기와 같이, 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호화 방법을 사용하였다.

이어서, 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호화 방법을 도 23A를 참조하여 설명한다. 이 부호화 방법에서는, 부호화 전의 원래의 데이터가 되는 선형 부호의 상위 비트 부분에서부터, 극성 비트 P와, 소정 논리의 비트가 연속하는 연속 데이터 Q0과, 상기 연속 데이터 Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0과, 상기 반전 비트 T0 이후의 하위 데이터 D0으로 구성되는 L 비트의 선형 부호를 부호화기(符號化器)인 불균일 양자화기(351)에 입력하였을 때에, 불균일 양자화기(351)는 상기 L 비트의 상기 선형 부호를, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 압축하여 취득되는 부호 비트 P 및 압축된 연속 데이터 Q1과, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1과, 상기 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1과, 상기 하위 데이터 D0을 올림 처리(rounding up)하여 얻는 가수부 데이터 D1로 구성되는 M 비트의 압축 데이터로 변환하여 출력한다. 단, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1, n을 2 이상의 정수라고 할 때, 상기 런 렝스 L1 및 압축 잉여 데이터 F1은 다음 식으로 표시된다.

L1=Int(L0/N) (1)

F1=L0 mod N (2)

여기서, Int는 인수의 정수 값을 나타내는 함수이고, A mod B는 A를 B로 제산하였을 때의 잉여를 나타내는 함수이다. 이어서, 역양자화기(361)의 역양자화 처리에 있어서는, 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호의 역변환 처리를 이용하여 상기 역양자화 처리를 실행하고 있다. 이하에, 이 역양자화 처리에 대하여 도 23B를 참조하여 설명한다.

역양자화기(361)는, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 극성 비트 P 및 압축된 연속 데이터 Q1, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1, 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1 및 가수부 데이터 D1로 구성되는 압축 데이터를, 상기 Q1의 런 렝스를 N배로 신장하고, 상기 F1의 값에 대응하는 길이의 연속 데이터를 부가하고, Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0을 부가하고, 계속해서 상기 가수부 데이터 D1을 부가하여, 연속 데이터 Q0, 반전 비트 T0 및 가수부 데이터 D0을 판독하여 신장 데이터를 출력한다. 단, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1, 압축 잉여 데이터 F1로부터 구하는 잉여를 F1, N을 2 이상의 정수라고 할 때, 다음 식으로 표시된다.

L0=L1*n+F1 (3)

D0=D1 (4)

여기서, *는 승산을 나타내는 산술 기호이다.

이상의 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호화의 압축 방법 및 압축 장치에 대해서는, 일본국 특허 출원 공개 평성4년 286421호 공보, 일본국 특허 출원 공개 평성5년 183445호 공보 및 일본국 특허 출원 공개 평성5년 284039호 공보에 각각 구체적으로 기술되어 있다. 여기서, 24 비트의 선형 부호를, 8 비트의 런 렝스 1/4 압축 부호로 압축하였을 때의 계산 결과 및 그 분해능(分解能)을 표 1에 나타낸다.

표 1에 있어서, 24 비트의 선형 부호는 에일리어싱 2진 부호(aliasing binary code)이고, 플로팅 부호는 에일리어싱형의 런 렝스 1/4 압축 플로팅 부호이다. 표 1에서의 런 렝스 L0, 런 렝스 L1 및 분해능의 난(欄)은 10진수의 표기이다. 압축 부호(불균일 양자화 신호)를 복호(역양자화)하여 신장한 복원 부호(역양자화 신호)의 표현 정밀도, 즉, 분해능은 선형 부호의 올림 처리(rounding up)에 의해서 결정되고, 런 렝스 L0에 의해서 변화된다. 표 1로부터 명백한 바와 같이, 최고 24 비트 내지 15 비트의 정밀도를 얻을 수 있다. 또한, DSP에 의한 수식 변환이나 테이블 변환에 적합하도록 정리한 결과를 표 2 및 표 3에 나타낸다.

표 2는 불균일 양자화의 변환표로서, X는 불균일 양자화의 입력 부호이고 W는 불균일 양자화의 출력 부호이다. 출력 부호 W의 부호 길이가 24를 초과하는 경우는 24로 올림 처리(rounding up)한다. 입력 부호 X의 부호 길이가 부족한 경우는 하위에 “0”을 삽입한다. 표 2에, 유효 비트 및 양자화 잡음도 기재하였다. 표 2로부터 명백한 바와 같이, 유효 비트는 6 비트로부터 24 비트까지의 사이이고, 양자화 잡음은, 도 22에 나타내는 바와 같이, -36 dB로부터 -144 dB까지의 사이의 값을 갖는다. 표 3은 24 비트의 각각의 선형 부호에 대한 양자화 잡음(24 비트)을 나타낸다.

표 1

표 2

표 3

상기의 표 1, 표 2 및 표 3으로부터 명백한 바와 같이, 본 바람직한 실시형태에서 이용하는 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호는, 입력 신호의 레벨이 커짐에 따라서, 양자화 폭이 커지게 되도록 입력 신호를 양자화함으로써 부호화하는 것을 특 징으로 하고 있다.

이상의 바람직한 실시형태에 있어서는, 런 렝스 1/N 압축 플로팅 부호화를 이용하고, 선형 부호는 에일리어싱 2진 부호로 하였지만, 2의 보수 부호(2's complementary code)나 오프셋 바이너리 부호(offset binary code) 등 다른 선형 부호라도, 상호 변환되거나 또는 소정의 논리 값을 변경하는 것만으로, 완전히 마찬가지로 적용할 수 있다. 또한, N은 「4」의 경우만에 대하여 설명하였지만, N 은 「2 이상」의 정수이면 어떠한 것이라도 좋다. 이 경우, N의 값에 따라서 압축 잉여의 경우의 수가 변경되므로, 압축 잉여 데이터의 단어 길이를 변경하면 좋은 것은 말할 필요도 없다. 또한, 장치는 하드웨어 회로로 구성하는 것 이외에, 테이블 변환이나 데이터 변환을 실행하는 DSP의 하드웨어 회로 및 그것에 실장되는 소프트웨어 프로그램으로 구성해도 좋다.

이상 설명한 바와 같이, 원래의 데이터의 런 렝스가 작을 때는 지수부(指數部: exponent part), 즉 레인지(range)를 적은 비트 수로 나타내고, 런 렝스가 커지면 비트 수를 할당하여 지수부, 즉 레인지를 많은 비트 수로 나타낸다. 부호 전체의 단어 길이를 고정 길이로 하였으므로, 가수부의 비트 수는 런 렝스에 따라서 변화된다. 이러한 작용에 의해서, 출력부로부터 출력하는 압축 부호가 갖는 레인지의 표현 공간이 확장되고, 동시에 표현 정밀도를 개선할 수 있다.

제8실시예

도 20은 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제8실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-8)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 20의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-8)는, 각각 도 19의 레벨 상관 형 백색 잡음 발생 회로(300-7)로 구성되는 3개의 백색 잡음 발생 회로(385-1, 385-2, 385-3)를 병렬로 접속하고, 각각의 백색 잡음 발생 회로(385-1, 385-2, 385-3)로부터의 출력 신호를 가산기(374)로써 가산하여 잡음 신호를 취득한다. 여기서, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(385-1)는 불균일 양자화기(351)와 역양자화기(361)와 감산기(371)를 포함하여 구성되고, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(385-2)는 불균일 양자화기(352)와 역양자화기(362)와 감산기(372)를 포함하여 구성되고, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(385-3)는 불균일 양자화기(353)와 역양자화기(363)와 감산기(373)를 포함하여 구성된다. 이들 3개의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(385-1, 385-2, 385-3)는 서로 동일한 구성을 가지고, 서로 동일한 3개의 잡음 신호를 발생시키고, 그 3개의 잡음 신호를 가산기(374)에서 가산함으로써, 예로서 도 18C에 나타내는 바와 같은 벨(bell)형 잡음 신호의 확률 밀도를 갖는 잡음 신호를 발생시킬 수 있다.

제9실시예

도 24는 도 1 내지 도 4의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)의 제9실시예에 의한 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-9)의 구성을 나타내는 블록도이다. 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-9)는 테이블 메모리(390a)를 내장한 테이블 변환 회로(390)를 포함하여 구성된다. 테이블 메모리(390a)에는, 도 19 또는 도 20의 입력 신호와 출력 신호와의 사이의 관계를 나타내는 데이터, 즉, 모든 입력 신호에 대한 출력 신호의 값을 나타내는 데이터 테이블을 포함하고 있다. 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-9)는 입력 단자(301)에 입력되는 입력 신호에 응 답하여, 그 값에 대한 출력 신호의 값을 테이블 메모리(390a)를 참조하여 검색하고, 검색 결과의 출력 신호의 값을 갖는 잡음 신호의 출력 신호를 발생시켜서 출력 단자(302)를 통하여 출력한다. 이상과 같이, 도 24의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-9)에 의하면, 기타의 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300-1 내지 300-8)에 비교하여 매우 간단한 구성을 갖는 회로로써, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로를 구성할 수 있다.

도 25는 도 1 내지 도 4의 신호 처리 회로(400)의 구성을 나타내는 블록도이다. 신호 처리 회로(400)는, 도 25에 나타내는 바와 같이, 대역 통과 필터(410)와, 에코 부가 회로(420)와, 가변 증폭기(430)를 포함하여 구성된다. 여기서, 대역 통과 필터(410)는, 도 25에 나타내는 바와 같이, 고역 통과 필터(411)와, 저역 통과 필터인 1/f 특성 필터(412)를 잇달아서 접속하여 구성되고, 예로서, 입력되는 디지털 오디오 신호가 CD 플레이어 등으로부터의 압축되어 있지 않은 디지털 신호일 때, 대역 통과 필터(410)는 바람직하게는 이하의 특성을 갖는다.

(1) 저역 측의 차단 주파수 fLC=대략 fs/2.

(2) 저역 측의 차단 특성은 주파수 fs/4에서 80 dB 이상의 감쇠량. 그 감쇠량은, 원음의 양자화 수에 따라서 SN 비 부근이 된다. 예로서 원음의 양자화 수가 16 비트이면, 이론적인 SN은 98 dB가 되므로, 바람직하게는, 80∼100 dB 이상의 감쇠량을 갖는다. 여기서, 저역 측의 차단 특성이 완만할수록, 평활한 음질이 되는 한쪽, 저역 측의 차단 특성이 급격할수록, 첨예(尖銳)한 음질 경향이 된다. 후자의 경우, 원음의 음질 경향을 손상시키지 않고, 대역 확장의 효과가 나타난다. 따라서, 저역 통과 필터(412)를, 상기 저역 측의 차단 특성을, 외부의 컨트롤러로부터 사용자의 지시 신호에 따라서 예로서 상기의 2개의 특성의 사이에 선택적으로 변화되도록 절환 가능하게 하는 것이 바람직하다.

(3) 고역측의 차단 주파수 fHC=대략 fs/2.

(4) 고역측의 차단 특성은 -6 dB/oct(예로서, 도 26 참조).

여기서, 1/f 특성 필터(412)는, 예로서, 도 26에 나타내는 바와 같이, 주파수 0으로부터 fs/2까지의 대역 B1보다도 높은, 주파수 fs/2로부터 p·fs/2까지의 대역 B2에서 -6 dB/oct의 경사를 갖는 감쇠 특성을 구비한, 소위 1/f 특성의 저역 통과 필터이다. 여기서, p는 오버샘플링율이고, 예로서 2 이상 대체로 8까지의 정수이다.

대역 통과 필터(410)는, 입력되는 디지털 신호를 상기와 같이 대역 통과 여파하여, 대역 통과 여파 후의 디지털 대역 확장 신호를 에코 부가 회로(420) 및 가변 증폭기(430)를 통하여 출력한다.

에코 부가 회로(420)는, 예로서 도 28에 나타내는 바와 같이 지연선 필터(transversal filter)로 구성되어서, 입력되는 입력 신호에 대하여, 외부 회로로부터의 에코 부가의 정도를 나타내는 제어 신호에 따라서, 자체 신호와 상관되는 에코 신호를 부가하여 출력한다. 여기서, 에코 부가 회로(420)에 입력된 입력 신호는, 서로 잇달아서 접속되고, 각각 예로서 1 샘플의 시간만큼 지연시키는 N개의 지연 회로(D1 내지 DK)에 입력되는 동시에, 가변 승산기(AP0)를 통하여 가산기(SU1)에 입력된다. 여기서, 가변 승산기(AP0)는, 입력 신호에, 컨트롤러(421)로부터의 승산치(乘算値) 지시 제어 신호 CS0에 의해서 표시되는 승산치를 승산하여, 승산 결과의 값을 나타내는 신호를 발생시켜서 가산기(SU1)에 출력한다. 또한, 지연 회로(D1)로부터의 출력 신호는, 입력 신호에 대하여 컨트롤러(421)로부터의 승산치 지시 제어 신호 CS1에 의해서 표시되는 승산치를 승산하는 가변 승산기(AP1)를 통하여 가산기(SU1)에 출력한다. 또한, 지연 회로(D2)로부터의 출력 신호는, 입력 신호에 대하여 컨트롤러(421)로부터의 승산치 지시 제어 신호 CS2에 의해서 표시되는 승산치를 승산하는 가변 승산기(AP2)를 통하여 가산기(SU1)에 출력한다. 이하 마찬가지로, 지연 회로(Dk)(k=3, 4, …, K)로부터의 출력 신호는, 입력 신호에 대하여 컨트롤러(421)로부터의 승산치 지시 제어 신호 CSk에 의해서 표시되는 승산치를 승산하는 가변 승산기(APk)를 통하여 가산기(SU1)에 출력한다. 가산기(SU1)는 입력되는 (K+1)개의 신호를 가산하고, 가산 결과의 신호를 컨트롤러(421)에 출력하는 동시에, 출력 신호로서 외부 회로에 출력한다. 여기서, 컨트롤러(421)는 가산기(SU1)로부터의 신호에 따라서, 에코 부가 회로(420)의 입력 신호에 소정의 에코 신호를 부가하도록 제어함으로써, 승산치 지시 제어 신호 CSk(k=1, 2, …, K)를 발생시켜서 각각 가변 승산기(AP0 내지 APK)에 출력한다.

도 25의 신호 처리 회로(400)에 있어서, 에코 부가 회로(420)를 구비하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 에코 부가 회로(420)를 구비하지 않아도 좋다.

도 25의 에코 부가 회로(420)를 설치함으로써, 입력 신호의 강약 변화가 심할 때에, 대역 확장 신호에만 에코 신호가 부가되므로 강약 변화의 저하(低下)를 평활화하여 고역의 노이즈 성분을 유지하는 지속 효과가 생긴다. 이에 따라서 청감상 더욱 자연스럽게 된다. 또한, 에코 부가 회로(420)를 부가하지 않을 때, 입력 신호의 강약 변화에 항상 연동하여 대역 확장 신호가 부가되므로 신호적으로는 가장 충실한 시간 스펙트럼 특성이 된다.

도 25에 도시된 가변 증폭기(430)는 레벨 제어 회로로서, 입력되는 신호의 레벨(진폭치)을, 제어 신호에 따른 증폭도[이 증폭도는 정(正)의 증폭 처리도 있지만, 부(負)의 감쇠 처리도 가능하다]로써 변화시키고, 레벨 변화 후의 신호를 출력 신호로서 출력한다. 가변 증폭기(430)는, 가산기(800)에 입력되는 2개의 신호의 레벨을 상대적으로 조정하는 데에 이용된다. 이 조정은, 바람직하게는, 가산기(800)에 있어서, 예로서 주파수 fs/2에서 이들 2개의 신호의 레벨이 실질적으로 일치하도록, 즉, 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 설정된다.

도 29A 내지 도 29E는 도 3의 제3의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 동작(p=2인 경우, 즉, 2배의 오버샘플링의 경우)을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면으로서, 도 29A는 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 29B는 LPF(120)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 29C는 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 29D는 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 29E는 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면이다.

도 3, 및 도 29A 내지 도 29E를 참조하여, 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 동작을 설명하면, 도 29A 및 도 29B에 나타내는 바와 같이, 소정의 최고 주파수 fmax를 갖는 입력 신호는 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)에 의해서 오버샘플링되고 또한 저역 통과 여파된 후, 대역 통과 필터(200)의 대역 통과 여파 특성(200S)을 이용하여 대역 통과 여파되고, 그 결과의 주파수 스펙트럼이 도 29B에 도시되어 있다. 여기서, 입력 신호의 최고 주파수 fmax는, fs/2 이하로서, 주파수의 마진을 취하면, fs/2 미만이다. 레벨 상관형 백색 잡음 발생 회로(300)는, 대역 통과 필터(200)로부터의 입력 신호를 기본으로 하여, 그 레벨에 따라서 변화하는 레벨 상관된 도 29C의 백색 잡음 신호를 발생시킨다. 이어서, 신호 처리 회로(400)는 상기 발생 백색 잡음 신호에 대하여 대역 통과 여파 처리, 에코 부가 처리, 레벨 조정 처리를 실행하여, 하한 주파수가 fmax인 도 29D의 대역 확장 부가 신호를 발생시킨다. 또한, 가산기(800)는, 도 29E에 나타내는 바와 같이, 오버샘플링형 저역 통과 필터(120)로부터의 신호와 신호 처리 회로(400)로부터의 신호를, 주파수 fmax에서 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력 신호로서 출력한다.

도 30A 내지 도 30D는 도 4의 제4의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 동작(p=2인 경우, 즉, 2배의 오버샘플링의 경우)을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면으로서, 도 30A는 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 30B는 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 30C는 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 30D는 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면이다. 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)도, 도 30A 내지 도 30D에 나타내는 바와 같이, 이하의 상위 점을 제외하고, 도 29A 내지 도 29E와 마찬가지로 동작한다.

이어서, 도 3의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)와, 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)와의 사이의 상위 점에 대하여 이하에 설명한다. 도 3의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)에서는, 입력 신호를 오버샘플링하고 또한 저역 통과 여파한 후, 대역 통과 여파 처리, 잡음 생성 처리, 신호 처리를 실행하는 것에 대하여, 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)에서는, 입력 신호에 대하여 대역 통과 여파하여, 잡음 생성하는 것이 상이하다. 이 차이에 따라서, 대역 통과 필터(200) 및 잡음 생성 회로(300)를 동작시키는 클록 속도(clock rate)를, 도 3의 오버샘플링 후에 비교하여 저감할 수 있으므로, 회로 규모를 삭감할 수 있고, 클록 속도를 저감할 수 있으며, DSP 처리의 단계 수를 삭감할 수 있는 효과를 나타낸다. 또한, 잡음 생성 후의 신호는 오버샘플링하여 신호 처리를 실행하고, 입력 신호도 별도로 오버샘플링하여 가산하므로, 출력 신호 W로서 결과적으로 도 3과 동일한 신호를 얻을 수 있다. 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)에서는, 2개의 오버샘플링 회로(120 및 121)가 필요하게 되지만, 잡음 생성 후의 신호를 처리하는 오버샘플링 회로(120 및 121)의 쪽은, 오버샘플링의 클록 신호로 제로 내삽(內揷)하는 것만으로 좋고, 저역 통과 필터는 불필요하므로, 회로 규모 등의 증가는 거의 없고, 결과적으로 회로 규모를 삭감할 수 있다.

도 31A 내지 도 31E는 도 3의 제3의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-3)의 동작(p=4인 경우, 즉, 4배의 오버샘플링의 경우)을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면으로서, 도 31A는 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 31B는 LPF(120)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 31C는 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 31D는 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 31E는 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면이다. 또한, 도 32A 내지 도 32D는 도 4의 제4의 바람직한 실시형태에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치(100-4)의 동작(p=4인 경우, 즉, 4배의 오버샘플링의 경우)을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면으로서, 도 32A는 입력 신호 X의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 32B는 회로(300)로부터의 출력 신호의 주파수 스펙트럼 도면이며, 도 32C는 회로(400)로부터의 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 32D는 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면이다.

도 31A 내지 도 31E의 동작은, 도 29A 내지 도 29E의 동작에 비교하여, 오버샘플링의 배수를 2배로 한 것이고, 그것을 제외하면 동작은 마찬가지이다. 또한, 도 32A 내지 도 32D의 동작은, 도 30A 내지 도 30D의 동작에 비교하여, 오버샘플링의 배수를 2배로 한 것이고, 그것을 제외하면 동작은 마찬가지이다.

도 33A 및 도 33B는 도 31A 내지 도 31E 및 도 32A 내지 도 32D의 변형 예로서, 도 33A는 1/f 특성 필터(412) 대신에 에일리어싱 잡음 찌그러짐 제거용 필터의 특성을 나타내는 주파수 스펙트럼 도면이고, 도 33B는 출력 신호 W의 주파수 스펙트럼 도면이다. 발생한 잡음 신호의 상한(上限) 주파수 특성을, 일반적으로는, 도 26 또는 도 27에 나타내는 고역 제거 특성으로써 고역 성분을 제거하였지만, 예로서, 도 33A에 나타내는 에일리어싱 찌그러짐 제거용 필터를 사용하여, 나이키스트 주파수를 초과하는 소정의 주파수까지 잔류시킴으로써, 이하의 효과를 나타낸다.

(1) 오디오 대역 확장 범위를, 도 33B에 나타내는 바와 같이, 나이키스트 주파수보다 높게 연장할 수 있다.

(2) 에일리어싱 찌그러짐 제거용 필터의 단수(段數)를 저감할 수 있는 등 구성을 간단하게 할 수 있으므로 염가로 할 수 있다. 또한, DSP 등을 이용하는 경우의 단계 수를 저감할 수 있으므로 단위 시간당의 단계 수(MIPS)를 저감할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 바람직한 실시형태에 의하면, 도 1에 나타내는 바와 같이, 입력 신호가 갖는 대역 이상으로 입력 신호의 레벨에 따라서 변화되어 레벨 상관되는 잡음 신호를 발생시켜서, 입력 신호와, 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 가산함으로써, 종래 기술에 비교하여 용이하게 오디오 대역이 확장된 오디오 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 상기와 같이 취득된 대역 확장된 신호는 원음의 레벨에 따라서 변화하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하고 있으므로, 대역 확장된 신호의 고역 성분은 인공적인 것이 아니고, 원음에 대하여 자연스럽게 청취할 수 있는 특유한 효과를 나타낸다.

또한, 도 2에 나타내는 바와 같이, 대역 통과 여파 처리, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리, 신호 처리를 디지털 신호 처리로 실행함으로써, 회로를 구성하는 부품의 변동이나 온도 특성에 의해서 성능 변동이 발생하지 않는다. 또한, 오디오 신호가 회로를 통과할 때마다 음질 열화(劣化)가 발생하는 경우도 없다. 또한, 구성되어 있는 필터의 정밀도 추구를 실행해도 아날로그 회로 구성과 비교하여, 회로 규모가 커지게 되는 경우도 없고, 제조 비용의 증가에 관계되지 않는다.

또한, 도 3에 나타내는 바와 같이, 대역 통과 여파 처리 및 최후의 가산 처리 전에, 오버샘플링 처리를 실행하고 또한 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, A/D 변환기의 전단(前段)에서 낮은 차수의 아날로그 저역 통과 필터를 이용할 수 있고, 이에 따라서, 필터 처리에 따르는 위상 찌그러짐이나 잡음을 대폭적으로 경감할 수 있다. 또한, 양자화 잡음을 저감할 수 있고, 짧은 양자화 비트에 의한 변환을 용이하게 할 수 있다. 또한, 입력 신호 X의 더 높은 고조파 성분을 사전에 생성하여 이용할 수 있으므로, 더 높은 고조파 성분을 용이하게 발생시킬 수 있다.

그리고 또한, 도 4에 나타내는 바와 같이, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리와 신호 처리와의 사이에 오버샘플링 처리를 삽입하여 실행하는 한편, 최후의 가산 처리 전에 입력 신호에 대하여 오버샘플링 처리 및 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, 오버샘플링형 저역 통과 필터 및 오버샘플링 회로보다도 후단의 회로에서 신호 속도를 높게 설정할 수 있다. 환언하면, 전단의 회로의 신호 속도를 낮게 설정할 수 있고, 회로 구성을 간단하게 할 수 있다.

(제5의 바람직한 실시형태)

도 34는 오디오 신호 대역 확장 장치의 애플리케이션의 일례인, 본 발명의 제5의 바람직한 실시형태에 의한 광 디스크 재생 시스템(500)의 구성을 나타내는 블록도이다.

이상의 제1 내지 제4의 바람직한 실시형태에 있어서는, 도 1 내지 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1 내지 100-4)를, 하드웨어의 디지털 신호 처리 회로로 구성하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 예로서, 도 1 내지 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1 내지 100-4)의 구성에 있어서의 각 처리 단 계를, 오디오 신호의 대역 확장을 실행하기 위한 신호 처리 프로그램으로 실현하고, 이 신호 처리 프로그램을 도 34의 DSP(501)의 프로그램 메모리(501p)에 저장하여 DSP(501)로써 실행하여도 좋다. 또한, DSP(501)의 데이터 테이블 메모리(501d)에는, 상기 신호 처리 프로그램을 실행하는 데에 필요한 여러 가지 데이터를 저장한다.

도 34에 있어서, 광 디스크 재생장치(502)는, 예로서 DVD 플레이어, CD 플레이어, MD 플레이어 등의 광 디스크의 콘텐츠를 재생하기 위한 장치이고, 광 디스크 재생장치(502)에 의해서 재생된 좌우(左右)의 디지털 오디오 신호는, DSP(501)에 의해서 상기 신호 처리 프로그램이 실행되어서, 입력된 오디오 디지털 신호에 대하여 대역 확장된 오디오 디지털 신호를 취득하여, D/A 변환기(503)에 출력된다. 이어서, D/A 변환기(503)는 입력된 디지털 오디오 신호를 아날로그 오디오 신호로 A/D 변환하여 전력 증폭기(504a, 504B)를 통하여 좌우의 스피커(505a, 505b)에 출력한다. 여기서, 시스템 컨트롤러(500)는 이 광 디스크 재생 시스템의 전체의 동작을 제어하고, 특히, 광 디스크 재생장치(502) 및 DSP(501)의 동작을 제어한다. 또한, DSP(501)의 프로그램 메모리(501p) 및 데이터 테이블 메모리(501d)는 예로서 플래시 메모리나 EEPROM 등의 불휘발성 메모리로 구성된다.

이상과 같이 구성된 광 디스크 시스템에 있어서는, 광 디스크 재생장치(502)에 의해서 재생된 디지털 오디오 신호는 DSP(501)에 의해서 그 신호가 적정하게 대역 확장된 후, 좌우의 스피커(505a, 505b)에 의해서 재생된다.

이상 설명한 바와 같이, 이 제5의 바람직한 실시형태에 의하면, 도 1 내지 도 4의 오디오 신호 대역 확장 장치(100-1 내지 100-4)의 구성에 있어서의 각 처리 단계를, 오디오 신호의 대역 확장을 실행하기 위한 신호 처리 프로그램으로 실현하고, 이 신호 처리 프로그램을 도 34의 DSP(501)로써 실행하도록 구성하였으므로, 신호 처리 프로그램의 기능 추가나 버그(bug) 보정 등의 버전업 등을 용이하게 할 수 있다.

이 제5의 바람직한 실시형태에 있어서, 상기 신호 처리 프로그램 및 그 실행을 위한 데이터는 각각 프로그램 메모리(501p) 및 데이터 테이블 메모리(501d)에 제조 시에 미리 저장해도 좋고, 이것에 대신하여, 이하에 나타내는 바와 같이, CD-ROM(511) 등의, 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체에 기록된 신호 처리 프로그램 및 그 실행을 위한 데이터를 각각, 컴퓨터 등의 컨트롤러를 포함하는 광 디스크 드라이브(510)로써 재생하여 외부 인터페이스(506)를 통하여 DSP(501) 내의 프로그램 메모리(501p) 및 데이터 테이블 메모리(501d)에 저장해도 좋다.

이상의 바람직한 실시형태에 있어서는, DSP(501)를 사용하고 있지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않으며, 마이크로 프로세서 유닛(MPU) 등의 디지털 계산기의 컨트롤러로 구성해도 좋다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 입력 신호가 갖는 대역 이상으로 입력 신호의 레벨에 따라서 변화하여 레벨 상관되는 잡음 신호를 발생시켜서, 입력 신호와, 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 가산함으로써, 종래 기술에 비교하여 용이하게 오디오 대역이 확장 된 신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 상기와 같이 취득된 대역 확장된 신호는 원음의 레벨에 따라서 변화하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하고 있으므로, 대역 확장된 신호의 고역 성분은 인공적인 것이 아니고, 원음에 대하여 자연스럽게 청취할 수 있는 특유한 효과를 나타낸다.

또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 대역 통과 여파 처리, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리, 신호 처리를 디지털 신호 처리로 실행함으로써, 회로를 구성하는 부품의 변동이나 온도 특성에 의해서 성능 변동이 발생하지 않는다. 또한, 오디오 신호가 회로를 통과할 때마다 음질 열화가 발생하는 경우도 없다. 또한, 구성되어 있는 필터의 정밀도 추구를 실행해도 아날로그 회로 구성과 비교하여, 회로 규모가 커지게 되는 경우도 없고, 제조 비용의 증가에 관계되지 않는다.

또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하면, 대역 통과 여파 처리 및 최후의 가산 처리 전에, 오버샘플링 처리를 실행하고 또한 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, A/D 변환기의 전단에서 낮은 차수의 아날로그 저역 통과 필터를 사용할 수 있고, 이에 따라서, 필터 처리에 따르는 위상 찌그러짐이나 잡음을 대폭적으로 경감할 수 있다. 또한, 양자화 잡음을 저감할 수 있고, 짧은 양자화 비트에서의 변환을 용이하게 할 수 있다. 또한, 입력 신호 X의 더 높은 고조파 성분을 사전에 생성하여 이용할 수 있으므로, 더 높은 고조파 성분을 용이하게 발생시킬 수 있다.

그리고 또한, 본 발명에 의한 오디오 신호 대역 확장 장치 및 방법에 의하 면, 레벨 상관형 백색 잡음 발생 처리와 신호 처리와의 사이에 오버샘플링 처리를 삽입하여 실행하는 한편, 최후의 가산 처리 전에 입력 신호에 대하여 오버샘플링 처리 및 저역 통과 여파 처리를 실행함으로써, 오버샘플링형 저역 통과 필터 및 오버샘플링 회로보다도 후단의 회로에 있어서 신호 속도를 높게 설정할 수 있다. 환언하면, 전단의 회로의 신호 속도를 낮게 설정할 수 있어서, 회로 구성을 간단하게 할 수 있다.

또한, 본 발명에 의한 광 디스크 시스템에 의하면, 광 디스크에 저장된 오디오 신호를 재생하여, 상기 재생된 오디오 신호의 대역을 확장하고, 확장 후의 오디오 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라서, 광 디스크에 저장된 오디오 신호에 따라서, 종래 기술에 비교하여 용이하게 오디오 대역이 확장된 신호를 발생시킬 수 있다.

또한, 본 발명에 의한 프로그램에 의하면, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 프로그램을 제공할 수 있다.

그리고 또한, 본 발명에 의한, 컴퓨터로써 판독 가능한 기록매체에 의하면, 상기 오디오 신호 대역 확장 방법에 있어서의 각각의 단계를 포함하는 프로그램을 저장한 기록매체를 제공할 수 있다.

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50. 입력 신호를 대역 통과 여파(濾波) 수단으로써 대역 통과 여파한 부분 대역의 신호의 레벨과, 상기 입력 신호의 레벨 중 한쪽의 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호를 발생시키는 잡음 발생 수단과,

    상기 발생된 잡음 신호에 대하여, 가산 수단의 가산 시에 소정의 확장 대역 신호의 하한(下限) 주파수에서 상기 입력 신호와 레벨이 실질적으로 일치하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 소정의 전달 함수를 승산(乘算)하여, 승산 결과의 신호를 출력하는 신호 처리 수단과,

    상기 입력 신호와, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 가산하여 가산 결과의 신호를 출력하는 가산 수단을 구비하고,

    상기 잡음 발생 수단은,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호의 레벨을 검출하고, 검출한 레벨을 갖는 레벨 신호를 발생시켜서 출력하는 레벨 신호 발생 수단과,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호에 따라서 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 잡음 신호 발생 수단과,

    상기 레벨 신호 발생 수단으로부터의 레벨 신호와, 상기 잡음 신호 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
51. 입력 신호를 대역 통과 여파 수단으로써 대역 통과 여파한 부분 대역의 신호의 레벨과, 상기 입력 신호의 레벨 중 한쪽의 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호를 발생시키는 잡음 발생 수단과,

    상기 발생된 잡음 신호에 대하여, 가산 수단의 가산 시에 소정의 확장 대역 신호의 하한 주파수에서 상기 입력 신호와 레벨이 실질적으로 일치하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 소정의 전달 함수를 승산하여, 승산 결과의 신호를 출력하는 신호 처리 수단과,

    상기 입력 신호와, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 가산하여, 가산 결과의 신호를 출력하는 가산 수단을 구비하고,

    상기 잡음 발생 수단은,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호로부터 소정의 상위 비트를 컷아웃(cut-out)하여 상위 비트를 포함하는 신호를 출력하는 제1컷아웃 수단과,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호로부터 소정의 중간 비트와 소정의 하위 비트 중 최소한 한쪽을 컷아웃하여 이 최소한 한쪽의 비트를 포함하는 신호를 출력하는 최소한 하나의 제2컷아웃 수단과,

    상기 제1컷아웃 수단으로부터의 신호와, 상기 제2컷아웃 수단으로부터의 신호를 승산하고, 승산 결과의 잡음 신호를 출력하는 승산 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
52. 입력 신호를 대역 통과 여파 수단으로써 대역 통과 여파한 부분 대역의 신호의 레벨과, 상기 입력 신호의 레벨 중 한쪽의 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호를 발생시키는 잡음 발생 수단과,

    상기 발생된 잡음 신호에 대하여, 가산 수단의 가산 시에 소정의 확장 대역 신호의 하한 주파수에서 상기 입력 신호와 레벨이 실질적으로 일치하고 또한 스펙트럼의 연속성을 유지하도록 소정의 전달 함수를 승산하여, 승산 결과의 신호를 출력하는 신호 처리 수단과,

    상기 입력 신호와, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 가산하여, 가산 결과의 신호를 출력하는 가산 수단을 구비하고,

    상기 잡음 발생 수단은,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호를, 그 신호의 레벨에 대하여 불균일하게 양자화(量子化)하여 출력하는 불균일 양자화 수단과,

    상기 불균일 양자화 수단으로부터의 신호에 대하여, 상기 불균일 양자화 수단의 처리와는 역(逆)의 처리를 실행하여 출력하는 역양자화(逆量子化) 수단과,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호와, 상기 역양자화 수단으로부터의 신호와의 차를 계산함으로써, 상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서 출력하는 감산(減算) 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
53. 제50항 내지 제52항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 대역 통과 여파 수단의 전단(前段)에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 A/D 변환하는 제1변환 수단과,

    상기 신호 처리 수단과 상기 가산 수단의 사이에 삽입 설치되어서, 상기 신호 처리 수단으로부터의 출력 신호를 D/A 변환하는 제2변환 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
54. 제50항 내지 제52항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 대역 통과 여파 수단의 전단 및 상기 가산 수단의 전단에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링(oversampling)하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 대역 통과 여파 수단 및 상기 가산 수단에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
55. 제50항 내지 제52항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 가산 수단의 전단에 삽입 설치되어서, 상기 입력 신호를 오버샘플링하고 또한 저역 통과 여파하여 상기 가산 수단에 출력하는 오버샘플링형 저역 통과 여파 수단과,

    상기 잡음 발생 수단과 상기 신호 처리 수단과의 사이에 삽입 설치되어서, 상기 잡음 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 오버샘플링하여 상기 신호 처리 수단에 출력하는 오버샘플링 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
56. 제50항에 있어서, 상기 잡음 신호 발생 수단은, 델타 시그마 변조형 양자화기를 구비하고, 상기 잡음 신호 발생 수단에 입력되는 신호의 양자화 잡음 신호를 발생시켜서, 상기 잡음 신호로서 출력하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
57. 제51항에 있어서, 상기 제2컷아웃 수단은, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 2개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
58. 제51항에 있어서, 상기 제2컷아웃 수단은, 서로 상이한 비트 위치에서 또한 소정의 비트 폭으로, 중간 비트 및 2개의 하위 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후, 혹은 3개의 중간 비트의 비트 데이터를 컷아웃한 후 가산하고, 가산 결과의 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
59. 제51항에 있어서, 상기 입력 신호와는 독립적인 잡음 신호를 발생시키는 독립 잡음 발생 수단과,

    상기 제2컷아웃 수단으로부터의 잡음 신호와, 상기 독립 잡음 발생 수단으로부터의 잡음 신호를 가산하여 상기 승산 수단에 출력하는 별도의 가산 수단을 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
60. 제59항에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 수단은, 서로 상이한 복수의 잡음 신호를 발생하고, 상기 복수의 잡음 신호를 가산하여 출력하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
61. 제59항에 있어서, 상기 독립 잡음 발생 수단은, 다이아몬드 디서(dither)형 잡음 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
62. 제52항에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 입력 신호의 레벨이 커짐에 따라서, 양자화 폭이 커지게 되도록 입력 신호를 양자화하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
63. 제52항에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, L 비트의 선형 부호(linear code)를, 그것의 런 렝스(run length)를 1/N로 압축하여, M 비트의 데이터를 발생시켜서 출력하고, 여기서, L, M 및 N은 2 이상의 정(正)의 정수(整數)인 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
64. 제52항에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 상위(上位) 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 연속 데이터 Q0과, 상기 연속 데이터 Q0의 연속성을 브레이크(break)하는 반전(反轉) 비트 T0과, 상기 반전 비트 T0 이후의 하위 데이터 D0으로 구성되는 L 비트의 선형 부호를, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 압축하여 취득되는 압축된 연속 데이터 Q1과, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1과, 상기 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1과, 상기 하위 데이터 D0을 올림 처리(rounding up)하여 취득하도록 한 가수부(mantissa part) 데이터 D1로 구성되는 M 비트의 압축 데이터로 변환하여 출력하고,

    여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스 L1과, 압축 잉여 데이터 F1은, L1=Int(L0/N) 및 F1=L0 mod N으로 표시되고, 여기서, Int는 인수(引數; argument)의 정수 값을 나타내는 함수이고, A mod B는 A를 B로 제산(除算)하였을 때의 잉여를 나타내는 함수인 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
65. 제52항에 있어서, 상기 역양자화 수단은, 상위 비트 부분에서부터 소정 논리의 비트가 연속하는 압축된 연속 데이터 Q1, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T1, 런 렝스를 압축할 때에 발생하는 잉여를 나타내는 압축 잉여 데이터 F1 및 가수부 데이터 D1로 구성되는 압축 데이터를, 상기 Q1의 런 렝스를 N배로 신장(伸張)하고, 상기 F1의 값에 대응하는 길이의 연속 데이터를 부가하고, Q0의 연속성을 브레이크하는 반전 비트 T0을 부가하고, 계속해서 상기 가수부 데이터 D1을 부가하여, 연속 데이터 Q0, 반전 비트 T0 및 가수부 데이터 D0을 판독해서 신장 데이터를 출력하고,

    여기서, 상기 연속 데이터 Q0의 런 렝스를 L0이라고 하고, 상기 압축된 연속 데이터 Q1의 런 렝스를 L1이라고 하고, 압축 잉여 데이터 F1로부터 구하는 잉여를 F1이라고 하고, N을 2 이상의 정수라고 할 때, L0=L1*n+F1 및 D0=D1로 표시되고, 여기서, *는 승산을 나타내는 산술 기호인 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
66. 제52항에 있어서, 상기 불균일 양자화 수단은, 입력되는 선형 부호를, 소정의 유효 비트 길이를 갖는 플로팅(floating) 부호화하여 그 부호화 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
67. 제50항에 있어서, 상기 잡음 발생 수단은,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호와, 그 레벨에 따라서 변화하도록 레벨 상관시킨 잡음 신호와의 관계를 저장한 테이블 메모리 수단과,

    상기 잡음 발생 수단에 입력되는 신호에 응답하여, 이 신호에 대응하는 잡음 신호를 상기 테이블 메모리 수단으로부터 판독해서 출력하는 변환 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
68. 제50항에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 제1필터 수단을 구비하고, 상기 입력 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을 여파하여 추출하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
69. 제50항에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 1/f 필터 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 고역 스펙트럼에 대하여, 1/f의 저감(低減) 특성을 부여하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
70. 제50항에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 에코(echo) 부가 처리 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 고역 스펙트럼에 대하여, 에코 신호를 부가하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
71. 제50항에 있어서, 상기 신호 처리 수단은, 최소한 제2필터 수단을 구비하고, 상기 신호 처리 수단에 입력되는 신호의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역을, 나이키스트(Nyquist) 주파수를 초과하는 주파수 대역을 포함하도록 여파하여 추출하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호 대역 확장 장치.
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