JP4669394B2 - オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ機器におけるオーディオ信号の再生音、特に高音域の再生音質の向上を図り、人間の耳に快適なオーディオ信号を再生できるオーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関し、特に、入力されるオーディオ信号をディジタル処理することにより入力されるオーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関する。また、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法のステップを含むプログラム、並びに、当該プログラムを格納したコンピュータにより読み取り可能な記録媒体に関する。

アナログオーディオ再生信号に対して、再生周波数帯の高音域上限か又は可聴周波数帯域の高音域上限を越える周波数のスペクトルを有する信号を付加するための従来技術のオーディオ信号再生装置が、特許文献１の図３、もしくは、それに対応する特許文献２の図３において開示されており、そのオーディオ信号再生装置の構成を図１６に示す。図１６において、オーディオ信号再生装置は、バッファアンプ９１と、フィルタ回路９２と、アンプ９３と、検波回路９４と、時定数回路９５と、ノイズ発生器９６と、フィルタ回路９７と、乗算器９８と、加算器９９とを備えて構成される。

まず、オーディオ信号は入力端子Ｔ１からバッファアンプ９１に入力された後２分配され、分配された一方のオーディオ信号はそのまま加算器９９に入力される一方、２分配された他方のオーディオ信号は、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタであるフィルタ回路９２に入力される。フィルタ回路９２は、入力されたオーディオ信号のうちの特定の帯域の信号のみを帯域ろ波して通過させた後、アンプ９３に出力する。アンプ９３は、入力されるオーディオ信号を所定の適当なレベルまで増幅した後、時定数回路９５を有する検波回路９４に出力する。検波回路９４は、入力されるオーディオ信号を、例えば包絡線検波することによりそのオーディオ信号の包絡線レベルを検出し、検出した包絡線レベルを示すレベル信号を、元のオーディオ信号に付加するノイズ成分のレベル調整をするレベルコントロール信号として乗算器９８に出力する。

一方、ノイズ発生器９６によって発生されたノイズ成分は、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタであるフィルタ回路９７に入力され、フィルタ回路９７は、２０ｋＨｚ以上の周波数帯域のノイズ成分を通過させた後、乗算器９８に出力する。乗算器９８は、入力されるノイズ成分を検波回路９４からのレベルコントロール信号で乗算することにより、レベルコントロール信号によって示されるレベルに比例するレベルを有するノイズ成分を発生して加算器９９に出力する。

さらに、加算器９９は、バッファアンプ９１からの元のオーディオ信号に、乗算器９８からのノイズ成分を加算して、ノイズ成分が加算されたオーディオ信号を発生して出力端子Ｔ２から出力する。ここで、時定数回路９５の時定数を所定の値に選択することにより、ノイズ発生器９６により発生されたノイズ成分を人間の聴感特性に適合させてオーディオ信号の音質改善の効果を高めている。

特開平９−３６６８５号公報。 米国特許第５７５４６６６号明細書。

以上説明したように、元のオーディオ信号の高音域の出力レベルに比例したランダムノイズを元のオーディオ信号に付加することにより高音域を拡大している。しかしながら、上述の従来技術のオーディオ信号再生装置においては、以下に示す問題点を有していた。

（１）付加するノイズ成分の高域信号のスペクトル構造が楽音信号のそれと異なるために、音質上違和感があった。
（２）また、従来技術のオーディオ信号再生装置はアナログ回路で構成されているために、以下の問題点があった。すなわち、当該アナログ回路を構成する部品のばらつきや温度特性により装置性能のばらつきが発生し、オーディオ信号が当該アナログ回路を通過する毎に音質劣化が発生する。また、構成しているフィルタ回路の精度を向上させると、その回路規模が大きくなり、製造コストの増大につながる。

本発明の目的は、以上の問題点を解決し、音質上違和感や劣化が無く、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することにある。

また、本発明の別の目的は、音質上違和感や劣化が無く、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法のステップを含むプログラム、並びに、当該プログラムを格納したコンピュータにより読み取り可能な記録媒体を提供することにある。

第１の発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための方法は、所定の帯域を有する入力されたオーディオ信号に基づいて、上記入力されたオーディオ信号の高調波を発生するステップと、
上記発生されたオーディオ信号の高調波を、所定の帯域幅を有する帯域信号に従って振幅変調することにより第１の変調信号を発生するステップと、
上記発生された第１の変調信号を、所定の帯域通過特性を用いて帯域通過ろ波して出力するステップと、
上記帯域通過ろ波された第１の変調信号を上記入力されたオーディオ信号に加算して、加算結果のオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とする。
上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記振幅変調するステップの前に、上記帯域信号のレベルを変化させるステップをさらに含むことを特徴とする。
また、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記加算するステップの前に、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号のレベルを変化させるステップをさらに含むことを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記振幅変調するステップの後であって、上記帯域通過ろ波するステップの前に、上記入力されたオーディオ信号のレベルを変化させた後、当該変化されたレベルを有するオーディオ信号を上記第１の変調信号に加算して上記帯域通過ろ波するステップに出力するステップをさらに含むことを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記帯域信号を発生するステップをさらに含むことを特徴とする。

ここで、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記帯域信号を発生するステップは、上記入力されたオーディオ信号と無相関な雑音信号を発生することを特徴とする。もしくは、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記帯域信号を発生するステップは、上記入力されたオーディオ信号に基づいて、帯域信号を発生することを特徴とする。

ここで、前者の方法において、上記帯域信号を発生するステップは、
所定のランダム雑音信号を発生するステップと、
上記発生されたランダム雑音信号の絶対値を演算して、絶対値を有するランダム雑音信号を発生するステップと、
上記絶対値を有するランダム雑音信号を、所定の低域通過特性を用いて低域通過ろ波して上記帯域信号として出力するステップとを含むことを特徴とする。
また、後者の方法において、上記帯域信号を発生するステップは、
上記入力されたオーディオ信号を、デルタシグマ変調型量子化器又はシグマデルタ変調型量子化器を用いて量子化して第２の変調信号を発生するとともに、上記量子化時の量子化雑音信号を発生するステップと、
上記発生された量子化雑音信号の絶対値を演算して、絶対値を有するランダム雑音信号を発生するステップと、
上記絶対値を有するランダム雑音信号を、所定の低域通過特性を用いて低域通過ろ波して上記帯域信号として出力するステップとを含むことを特徴とする。

また、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記加算するステップは、上記入力されたオーディオ信号に代えて、上記入力されたオーディオ信号を量子化して発生されたオーディオ信号を、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号に加算して加算結果のオーディオ信号を出力することを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、上記帯域通過特性の低域側の遮断特性を変化させるステップをさらに含むことを特徴とする。

第２の発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための装置は、所定の帯域を有する入力されたオーディオ信号に基づいて、上記入力されたオーディオ信号の高調波を発生する高調波発生手段と、
上記発生されたオーディオ信号の高調波を、所定の帯域幅を有する帯域信号に従って振幅変調することにより第１の変調信号を発生する振幅変調手段と、
上記発生された第１の変調信号を、所定の帯域通過特性を用いて帯域通過ろ波して出力する帯域通過ろ波手段と、
上記帯域通過ろ波された第１の変調信号を上記入力されたオーディオ信号に加算して、加算結果のオーディオ信号を出力する加算手段とを備えたことを特徴とする。
上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記振幅変調手段の前段に、上記帯域信号のレベルを変化させる第１のレベル変化手段をさらに備えたことを特徴とする。

また、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記加算手段の前に、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号のレベルを変化させる第２のレベル変化手段をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記振幅変調手段の後段であって、上記帯域通過ろ波手段の前段に、上記入力されたオーディオ信号のレベルを変化させた後、当該変化されたレベルを有するオーディオ信号を上記第１の変調信号に加算して上記帯域通過ろ波する手段をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記帯域信号を発生する帯域信号発生手段をさらに備えたことを特徴とする。

ここで、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記帯域信号発生手段は、上記入力されたオーディオ信号と無相関な雑音信号を発生することを特徴とする。もしくは、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記帯域信号発生手段は、上記入力されたオーディオ信号に基づいて、帯域信号を発生することを特徴とする。

ここで、前者の装置において、上記帯域信号発生手段は、
所定のランダム雑音信号を発生する手段と、
上記発生されたランダム雑音信号の絶対値を演算して、絶対値を有するランダム雑音信号を発生する手段と、
上記絶対値を有するランダム雑音信号を、所定の低域通過特性を用いて低域通過ろ波して上記帯域信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
また、後者の装置において、上記帯域信号発生手段は、
上記入力されたオーディオ信号を、デルタシグマ変調型量子化器又はシグマデルタ変調型量子化器を用いて量子化して第２の変調信号を発生するとともに、上記量子化時の量子化雑音信号を発生する手段と、
上記発生された量子化雑音信号の絶対値を演算して、絶対値を有するランダム雑音信号を発生する手段と、
上記絶対値を有するランダム雑音信号を、所定の低域通過特性を用いて低域通過ろ波して上記帯域信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。

また、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記加算手段は、上記入力されたオーディオ信号に代えて、上記入力されたオーディオ信号を量子化して発生されたオーディオ信号を、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号に加算して加算結果のオーディオ信号を出力することを特徴とする。

さらに、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、上記帯域通過ろ波手段の帯域通過特性の低域側の遮断特性を変化させる手段をさらに備えたことを特徴とする。

第３の発明に係るプログラムは、上記オーディオ信号の帯域を拡張するための方法における各ステップを含むことを特徴とする。

第４の発明に係るコンピュータで読み取り可能な記録媒体は、上記プログラムを格納したことを特徴とする。

従って、本発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための方法又は装置によれば、入力されたオーディオ信号の高調波である搬送波を、上記帯域信号に従って振幅変調することにより得られた帯域拡張信号を入力されたオーディオ信号に加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張されたオーディオ信号を発生することができる。また、上述のように振幅変調により得られた帯域拡張信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有する。

以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。なお、添付の図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。この第１の実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に挿入されるディジタル信号処理回路であって、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ（オーバーサンプリング型ＬＰＦ）１と、加算器２と、高調波発生器３と、乗算器４と、ディジタル帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５と、可変増幅器６とを備えるとともに、ランダム雑音発生回路１１と、絶対値演算器１２と、ディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３と、可変増幅器１４とを備えて構成される。ここで、ディジタル帯域通過フィルタ５は、縦続接続されたディジタル高域通過フィルタ（ＨＰＦ）７及び１／ｆ特性フィルタ８を備えて構成される。

図１において、ディジタルオーディオ信号が入力端子Ｔ１を介してオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）から再生された信号であり、このとき、当該信号は、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと、語長＝１６ビットとを有する信号である。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１は、図２に示すように、オーバーサンプリング回路３１と、ディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３２とを備えて構成され、入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓをｐ倍（ｐは、２以上の正の整数である。）し、かつ周波数ｆｓ／２から周波数ｐｆｓ／２までの不要な帯域の信号を６０ｄＢ以上減衰させるディジタルフィルタ回路である。

例えば、ｐ＝２であるとき、サンプリング周波数ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ＝１／ｆｓ）を有するディジタルオーディオ信号は、オーバーサンプリング回路３１に入力され、オーバーサンプリング回路３１は、入力されたディジタルオーディオ信号のデータＤ１に対して、図３に示すように、各隣接する２つのデータＤ１の中間位置（時間軸に対して）にサンプリング周期ＴｓでゼロデータＤ２を挿入して補間することによりオーバーサンプリング処理を実行して、サンプリング周波数２ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ／２）を有するディジタルオーディオ信号に変換した後、ディジタル低域通過フィルタ３２に出力する。ディジタル低域通過フィルタ３２は、
（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、
（ｂ）周波数０．４５ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、
（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを
有して、入力ディジタルオーディオ信号を低域通過ろ波することにより、上記オーバーサンプリング処理により発生される折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させた後、図１の加算器２及び高調波発生器３の絶対値演算器５１（図４）に出力する。

次いで、図１の高調波発生器３は、非線形の入出力特性を有する非線形処理回路であって、入力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行することによりディジタルオーディオ信号を歪ませて高調波成分の信号を発生させ、当該高調波成分の信号を有するディジタルオーディオ信号を乗算器４に出力する。高調波発生器３は、例えばその一例として、図４に示すように、絶対値演算器５１と、ＤＣオフセット除去回路５２とを備えて構成され、ここで、ＤＣオフセット除去回路５２は、減算器５３と、平均化回路５４と、１／２乗算器５５とを備えて構成される。

図４において、絶対値演算器５１は、入力されたディジタルオーディオ信号に対して、例えば全波整流処理などの非線形処理を実行した後、非線形処理後のディジタルオーディオ信号をＤＣオフセット除去回路５２の減算器５３及び平均化回路５４に出力する。絶対値演算器５１は、正の振幅を有する信号をそのまま出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換して出力する。そのため、負の振幅を有する信号はゼロレベルを境にして正側に折り返されるところで高調波成分が発生する。次いで、平均化回路５４は、サンプリング周波数ｆｓに比較して非常に低い、例えば０．０００１ｆｓ程度の遮断周波数を有する低域通過フィルタを備えて構成され、所定の時間期間（例えば、サンプリング周期Ｔｓに比較して十分に長い時間期間）に対して、入力されるディジタルオーディオ信号の振幅の時間平均値を演算し、当該時間平均値を有するディジタル信号を１／２乗算器５５に出力する。そして、１／２乗算器５５は、入力されるディジタル信号に対して１／２を乗算して、乗算結果の値を有するディジタル信号を、ＤＣオフセット量を示すディジタル信号として減算器５３に出力する。さらに、減算器５３は、絶対値演算器５１から出力されるディジタルオーディオ信号から、１／２乗算器５５から出力されるディジタル信号を減算することにより、ＤＣオフセットを除去している。

本実施形態において、入力端子Ｔ１を介して入力されるディジタル信号はゼロレベルを基準とした信号であり、図１内の各回路からの出力ディジタル信号及び出力端子Ｔ２からのディジタル信号もゼロレベルを基準とする必要があるが、高調波発生器３への入力ディジタル信号はゼロレベルを基準とした信号であっても、非線形処理を行うための絶対値演算器５１によって正のレベルに変換されるため、ＤＣオフセットが発生する。そこで、絶対値演算器５１からの出力ディジタル信号に対して、平均化回路５４で平均値を演算し、その平均値の２分の１を絶対値演算器５１からの出力ディジタル信号から減算することでＤＣオフセットを除去している。

そして、入力されたディジタルオーディオ信号のレベルを基準として高調波発生器３で発生された高調波成分（すなわち、入力されたディジタルオーディオ信号のレベルに実質的に比例するように対応したレベルを有する高調波成分）を含むディジタル信号は、図１に示すように、乗算器４に出力される。

また、図１のランダム雑音発生回路１１は周波数０〜ｐｆｓ／２の帯域を有し、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有するディジタルオーディオ信号を発生し、すなわち、入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号とは無相関に発生させたディザ信号であるランダム雑音信号を発生して絶対値演算器１２に出力する。次いで、絶対値演算器１２は入力されるランダム雑音信号に対して絶対値演算処理を実行する演算器であって、正の振幅を有する信号をそのままディジタル低域通過フィルタ１３に出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換してディジタル低域通過フィルタ１３に出力する。ここで、絶対値演算器１２は、ランダム雑音信号の符号の変化にかかわらず、高調波発生器３からの高調波成分に対して乗算器４で所定の符号を有するランダム雑音信号を乗算するために設けられる。さらに、ディジタル低域通過フィルタ１３は、１００Ｈｚ乃至２０ｋＨｚの範囲であって、好ましくは１ｋＨｚ乃至２ｋＨｚの最高カットオフ周波数を有し、入力される絶対値演算後のランダム雑音信号を低域通過ろ波して可変増幅器１４を介して乗算器４に出力する。

ここで、可変増幅器１４はレベル制御回路であって、入力されるディジタル信号のレベル（振幅値）を、制御信号に基づいた増幅度（当該増幅度は正の増幅処理もあるが、負の減衰処理も可能である。）で変化させ、レベル変化後のディジタル信号を乗算器４に出力する。なお、可変増幅器１４では、高調波発生器３からのディジタルオーディオ信号のレベルと、低域通過フィルタ１３からの雑音信号のレベルとを相対的に調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、乗算器４での振幅変調が例えば８０％乃至１００％の変調度となるように設定される。

図１のランダム雑音発生回路１１は、具体的には、例えば図５に示すように構成される。図５において、ランダム雑音発生回路１１は、複数Ｎ個の擬似雑音系列ノイズ信号発生回路（以下、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路という。）６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）と、加算器６１と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３と、減算器６４とを備えて構成される。ここで、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎは、互いに独立な初期値を有して、例えば、Ｍ系列ノイズ信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似ノイズ信号を発生して加算器６１に出力する。次いで、加算器６１は複数のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎから出力される複数Ｎ個の擬似ノイズ信号を加算して、加算結果の擬似ノイズ信号を減算器６４に出力する。一方、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３は、複数Ｎ個のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎからの擬似ノイズ信号の時間平均値の和であるＤＣオフセット除去用定数信号を発生して減算器６４に出力する。そして、減算器６４は、擬似ノイズ信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算することにより、ＤＣオフセットの無いディザ信号を発生して出力する。

ここで、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）は、図６に示すように、３２ビットカウンタ７１と、排他的論理和ゲート７２と、クロック信号発生器７３と、初期値データ発生器７４とを備えて構成される。３２ビットカウンタ７１には、初期値データ発生器７４から各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ毎に互いに異なる３２ビットの初期値が設定された後、クロック信号発生器７３により発生されるクロック信号に基づいて、３２ビットカウンタ７１は１ずつインクリメントするように計数する。３２ビットカウンタ７１の３２ビットのデータ（０〜３１ビット目のデータを含む。）のうち、最上位ビット（ＭＳＢ；３１ビット目）の１ビットデータと、その３ビット目の１ビットデータとは、排他的論理和ゲート７２の入力端子に入力され、排他的論理和ゲート７２は排他的論理和の演算結果の１ビットデータを３２ビットカウンタ７１の最下位ビット（ＬＳＢ）にセットする。そして、３２ビットカウンタ７１の下位８ビットのデータはＰＮ系列ノイズ信号として出力される。このようにＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎから出力されるＰＮ系列ノイズ信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号となる。

図６の例では、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい。

（１）３２ビットカウンタ７１から取り出すＰＮ系列ノイズ信号の８ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、以下同様にしてＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。
（２）とって代わって、排他的論理和ゲート７２に入力する１ビットデータを取り出す３２ビットカウンタ７１のビット位置を各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに異ならせる。
（３）もしくは、図６の例と、上記（１）の変形例と、上記（２）の変形例とのうち少なくとも２つを組み合わせる。

そして、互いに独立な複数個のＰＮ系列ノイズを加算することにより、図７、図８及び図９に示すように、振幅レベルに対して確率密度を有するＰＮ系列ノイズ信号を発生することができる。例えば、Ｎ＝１であるときは、概ね、図７に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を発生することができる。また、Ｎ＝１２であるとき、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が１／１２であるため１２個の一様乱数を発生するＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎからの各ＰＮ系列ノイズ信号を加算することにより、図９に示すように、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を発生することができる。さらに、Ｎ＝３であるとき、図８に示すように、ガウス分布に近く、ガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を発生することができる。以上説明したように、図５及び図６の回路を構成し、例えば、図８又は図９のノイズ信号を発生することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近いディザ信号を発生することができる。

図１に戻り参照すれば、乗算器４は振幅変調のための演算器であって、高調波発生器３から出力される高調波成分のディジタルオーディオ信号である搬送波を、可変増幅器１４から出力される帯域制限されかつ原音とは無相関なノイズ信号に従って振幅変調を実行し、すなわち、これら２つの信号を乗算することにより、例えば高調波成分のディジタルオーディオ信号の複数の搬送波とそれを中心として上記低域通過フィルタ１３により帯域制限されたノイズ信号の両側波帯成分を有する複数の振幅変調信号を含み、かつ入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号のレベルに対応したレベルを有するディジタル帯域拡張信号を発生してディジタル帯域通過フィルタ５内のディジタル高域通過フィルタ７に入力される。

ディジタル帯域通過フィルタ５は、図１に示すように、ディジタル高域通過フィルタ７と、ディジタル低域通過フィルタである１／ｆ特性フィルタ８とを縦続接続して構成され、例えば、入力されるディジタルオーディオ信号がＣＤプレーヤなどからの圧縮されていないディジタル信号であるとき、ディジタル帯域通過フィルタ５は好ましくは以下の仕様を有する。

（１）低域側のカットオフ周波数ｆＬＣ＝概略ｆｓ／２。
（２）低域側の遮断特性は周波数ｆｓ／４で８０ｄＢ以上の減衰量。その減衰量は、原音の量子化数に基づくＳＮ比近辺となる。例えば原音の量子化数が１６ビットであれば、理論ＳＮは９８ｄＢとなるので、好ましくは、８０〜１００ｄＢ以上の減衰量を有する。ここで、低域側の遮断特性が緩やかなほど、ソフトな音質となる一方、低域側の遮断特性が急峻なほど、シャープな音質傾向となる。後者の場合、原音の音質傾向を損なうことなく、帯域拡張の効果が出る。従って、ディジタル高域通過フィルタ７を、上記低域側の遮断特性を、外部のコントローラからユーザの指示信号に従って例えば上記の２つの特性の間で選択的に変化できるように切り換え可能にすることが好ましい。
（３）高域側のカットオフ周波数ｆＨＣ＝概略ｆｓ／２。
（４）高域側の遮断特性は−６ｄＢ／ｏｃｔ（図１０参照。）。

ここで、１／ｆ特性フィルタ８は、図１０に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ特性の低域通過フィルタである。ここで、ｐはオーバーサンプリング率で、例えば２以上概ね８までの整数である。

ディジタル帯域通過フィルタ５は、入力されるディジタル信号を上述のように帯域通過ろ波して、帯域通過ろ波後のディジタル帯域拡張信号を可変増幅器６を介して加算器２に出力する。さらに、加算器２は、可変増幅器６からのディジタル帯域拡張信号を、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からの低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号に加算することにより、原音のディジタルオーディオ信号においてディジタル帯域拡張信号を含む加算結果のディジタルオーディオ信号を出力端子Ｔ２を介して出力する。

ここで、可変増幅器６は可変増幅器１４と同様にレベル制御回路であって、入力される信号のレベル（振幅値）を、制御信号に基づいた増幅度（当該増幅度は正の増幅処理もあるが、負の減衰処理も可能である。）で変化させ、レベル変化後の信号を加算器２に出力する。可変増幅器６では、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号のレベルと、ディジタル帯域通過フィルタ５からのディジタル帯域拡張信号のレベルとを相対的に調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、加算器２において、例えば周波数ｆｓ／２においてこれら２つの信号のレベルが実質的に一致するように、すなわちスペクトルの連続性を保持するように設定される。

以上説明したように、本発明に係る第１の実施形態によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が有する帯域以上で楽音信号と同様のスペクトル構造を有する（すなわち、ディザ信号の発生頻度を略ガウス分布やベル分布にすることで自然音と略相似の発生メカニズムを有する）高調波成分やディザ信号を発生させ、入力されたディジタルオーディオ信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高調波成分のディジタル信号である搬送波を、ディザ信号などの所定の帯域幅を有する帯域信号である雑音信号に従って振幅変調することにより得られた帯域拡張信号を入力されたディジタルオーディオ信号に加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号を発生することができる。また、上述のように振幅変調により得られた帯域拡張信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有している。

さらに、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置における信号処理はすべてディジタル信号処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コストの増加につながらない。

以上の実施形態においては、高調波発生器３を構成するために、全波整流回路である図４の絶対値演算器５１を用いたが、本発明はこれに限らず、絶対値演算器５１に代えて、入力されたディジタルオーディオ信号の正の部分のみを出力し、入力されたディジタルオーディオ信号の負の部分をゼロレベルとして出力する半波整流回路を用いてもよい。

以上の実施形態においては、１／ｆ特性フィルタ８を用いているが、本発明はこれに限らず、１／ｆ特性フィルタ８に代えて、図１１の減衰特性を有する１／ｆ２特性フィルタを備えてもよい。ここで、１／ｆ２特性フィルタは、図１１に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ２特性の低域通過フィルタである。

以上の実施形態においては、入力されるディジタルオーディオ信号がＣＤプレーヤなどからの圧縮されていないディジタル信号であるときのディジタル帯域通過フィルタ５の好ましい仕様について説明したが、入力されるディジタルオーディオ信号が、ＭＤ（Mini Disc）プレーヤからのディジタル信号（以下、ＭＤ信号という。）、もしくは、ＭＰＥＧ−４のオーディオ信号で用いられるＡＡＣ（Advanced Audio Coding）により圧縮符号化されたディジタルオーディオ信号（以下、ＡＡＣ信号という。）であるときは、ディジタル帯域通過フィルタ５の低域側及び高域側のカットオフ周波数ｆｓ／２を、これらの圧縮音声信号の再生帯域上限周波数に設定することが好ましい。ここで、ＭＤ信号及びＡＡＣ信号のサンプリング周波数ｆｓは例えば４４．１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚであり、ＡＡＣ信号のハーフレート信号の場合のサンプリング周波数ｆｓは２２．０５ｋＨｚ又は２４ｋＨｚである。前者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね１０ｋＨｚ乃至１８ｋＨｚであり、後者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね５ｋＨｚ乃至９ｋＨｚである。

以上の実施形態においては、ランダム雑音発生回路１１を用いてランダム雑音信号を発生しているが、本発明はこれに限らず、ランダム雑音信号を外部回路により発生して絶対値演算器１２に入力するようにしてもよい。

以上の実施形態においては、ランダム雑音発生回路１１を用いてランダム雑音信号を発生しているが、本発明はこれに限らず、ランダム雑音信号に代えて、データ信号や音声信号など種々の信号又はその変調信号などの所定の帯域幅を有する帯域信号を用いてもよい。

第２の実施形態．
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。この第２の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置は、図１のオーディオ信号帯域拡張装置に比較して、原音に無相関な雑音信号を発生するランダム雑音発生回路１１に代えて、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に基づいてランダム雑音信号を発生するランダム雑音発生回路９を備えたことを特徴としている。以下、この相違点について詳述する。

図１２において、ランダム雑音発生回路９は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に対して１次のデルタシグマ変調（Δ−Σ変調）処理を実行することによりランダム雑音信号を発生して絶対値演算器１２に出力するとともに、上記オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号をそのまま、もしくは再量子化後のディジタルオーディオ信号（再量子化後の量子化数を減少させた）を加算器２に出力する。

図１３は、図１２のランダム雑音発生回路９の内部構成を示すブロック図である。図１３において、ランダム雑音発生回路９は、１次のデルタシグマ変調型量子化器８０と、１つのスイッチＳＷとを備えて構成される。ここで、１次のデルタシグマ変調型量子化器８０は、減算器８１と、再量子化を行う量子化器８２と、減算器８３と、１サンプルの遅延を行う遅延回路８４とを備えて構成される。

オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号はそのままスイッチＳＷの接点ｂを介して加算器２及び高調波発生器３に出力されるとともに、減算器８１に出力される。次いで、減算器８１は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号から、遅延回路８４からのディジタルオーディオ信号を減算し、減算結果のディジタルオーディオ信号を量子化器８２及び減算器８３に出力する。そして、量子化器８２は、入力されるディジタルオーディオ信号を再量子化し、当該再量子化後のディジタルオーディオ信号であるデルタシグマ変調信号を減算器８３に出力するとともに、スイッチＳＷの接点ａを介して加算器２及び高調波発生器３に出力する。さらに、減算器８３は、減算器８１からのディジタルオーディオ信号から、量子化器８２からのデルタシグマ変調信号を減算し、減算結果のディジタルオーディオ信号である（量子化時に発生される）量子化ノイズ信号を絶対値演算器１２に出力するとともに、遅延回路８４を介して減算器８１に出力する。

図１３のランダム雑音発生回路９において、スイッチＳＷを接点ａ側に切り換えたとき、加算器２及び高調波発生器３には、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１で量子化したディジタルオーディオ信号をさらに再量子化したディジタルオーディオ信号（量子化数を減少させた信号）を出力する。これにより、当該オーディオ信号帯域拡張装置の出力端子Ｔ２からのディジタルオーディオ信号のビット数を減少させて出力することができ、以降の信号処理手段の回路、あるいは演算規模を小さくできる。一方、スイッチＳＷを接点ｂ側に切り換えたとき、加算器２及び高調波発生器３には、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１で量子化したディジタルオーディオ信号をそのまま出力する。これにより、当該オーディオ信号帯域拡張装置の出力端子Ｔ２からのディジタルオーディオ信号のビット数を減少させないで、上記オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号をそのままのビット数で出力することができる。

以上のように構成されたランダム雑音発生回路９において、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に基づいて、１次のデルタシグマ変調した変調信号を発生し、すなわち、原音のディジタルオーディオ信号に基づいて発生された帯域信号である雑音信号を発生する一方、入力されたディジタルオーディオ信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高調波成分のディジタル信号である搬送波を、上記発生された、入力されたディジタルオーディオ信号に基づく雑音信号に従って振幅変調することにより得られた帯域拡張信号を、入力されたディジタルオーディオ信号に加算する。従って、本実施形態によれば、第１の実施形態に係る作用効果に加えて、雑音信号も原音のディジタルオーディオ信号に基づいて発生するので、帯域拡張信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有している。

以上の第２の実施形態において、１次のデルタシグマ変調型量子化器８０を用いているが、本発明はこれに限らず、複数次のデルタシグマ変調型量子化器を用いてもよい。

以上の第２の実施形態において、デルタシグマ変調型量子化器８０を用いているが、本発明はこれに限らず、入力されるオーディオ信号をシグマデルタ変調するシグマデルタ変調型量子化器を用いてもよい。

第３の実施形態．
図１４は、本発明の第３の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。この第３の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置は、図１２のオーディオ信号帯域拡張装置に比較して、可変増幅器８６と、加算器８５とをさらに備えたことを特徴としている。以下、当該相違点について説明する。

図１４において、ランダム雑音発生回路９からのランダム雑音信号は、可変増幅器８６を介して加算器８５に出力される。加算器８５は乗算器４と高域通過フィルタ７との間に挿入され、乗算器４から出力されるディジタル信号と、可変増幅器８６からのディジタル信号とを加算して、加算結果のディジタル信号を高域通過フィルタ７に出力する。

ここで、可変増幅器８６はレベル制御回路であって、入力されるディジタル信号のレベル（振幅値）を、制御信号に基づいた増幅度（当該増幅度は正の増幅処理もあるが、負の減衰処理も可能である。）で変化させ、レベル変化後のディジタル信号を乗算器４に出力する。なお、可変増幅器８６では、高調波発生器３からのディジタルオーディオ信号と、低域通過フィルタ１３からの雑音信号のレベルとの加算結果のディジタル信号に対して、ランダム雑音発生回路９により得られたランダム雑音のディジタル信号を上記加算結果のディジタル信号のレベルよりも小さいベースのランダム雑音を追加して付加するように調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、付加するランダム雑音のディジタル信号のレベルが、乗算器４からのディジタル信号のレベルに対して、例えばその１０％乃至５０％程度となるように設定される。

従って、本実施形態によれば、第２の実施形態に係る作用効果に加えて、第２の実施形態に係る帯域拡張信号に対してベースとなるランダム雑音のディジタル信号を付加するので、帯域拡張信号の高域成分は、さらに周波数スペクトラムは周波数に対してより連続的となり、原音に対してさらに自然に近く聴こえるという特有の効果を有している。

第４の実施形態．
図１５は、本発明の第４の実施形態に係る、オーディオ信号帯域拡張装置のアプリケーションの一例である光ディスク再生システムの構成を示すブロック図である。

以上の第１、第２又は第３の実施形態においては、オーディオ信号帯域拡張装置を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１、図１２又は図１４の構成における各処理ステップを、オーディオ信号の帯域拡張を行うための信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムを図１５のディジタル・シグナル・プロセッサ（以下、ＤＳＰという。）１０１のプログラムメモリ１０１ｐに格納してＤＳＰ１０１により実行してもよい。なお、ＤＳＰ１０１のデータテーブルメモリ１０１ｄには、上記信号処理プログラムを実行するために必要な種々のデータを格納する。

図１５において、光ディスク再生装置１０２は、例えばＤＶＤプレーヤ、ＣＤプレーヤ、ＭＤプレーヤなどの光ディスクのコンテンツを再生するための装置であり、光ディスク再生装置１０２により再生された左右のディジタルオーディオ信号は、ＤＳＰ１０１により上記信号処理プログラムが実行されて、入力されたディジタルオーディオ信号に対して帯域拡張されたディジタルオーディオ信号を得て、Ｄ／Ａ変換器１０３に出力される。次いで、Ｄ／Ａ変換器１０３は、入力されたディジタルオーディオ信号をアナログオーディオ信号にＡ／Ｄ変換して電力増幅器１０４ａ，１０４ｂを介して左右のスピーカ１０５ａ，１０５ｂに出力する。ここで、システムコントローラ１００は、当該光ディスク再生システムの全体の動作を制御し、特に、光ディスク再生装置１０２及びＤＳＰ１０１の動作を制御する。また、ＤＳＰ１０１のプログラムメモリ１０１ｐ及びデータテーブルメモリ１０１ｄは例えばフラッシュメモリやＥＥＰＲＯＭなどの不揮発性メモリで構成される。

なお、図１、図１２及び図１４において、高域通過フィルタ７への指示信号、及び可変増幅器１４への制御信号については、例えばシステムコントローラ１００により発生されて入力され、これらの装置やシステムの動作を制御できる。

以上のように構成された光ディスクシステムにおいては、光ディスク再生装置１０２により再生されたディジタルオーディオ信号はＤＳＰ１０１によりその信号が適正に帯域拡張された後、左右のスピーカ１０５ａ，１０５ｂにより再生できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、図１、図１２又は図１４の構成における各処理ステップを、オーディオ信号の帯域拡張を行うための信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムを図１５のＤＳＰ１０１により実行するように構成したので、信号処理プログラムの機能追加やバグ補正などのバージョンアップなどを容易にすることができる。

本実施形態において、上記信号処理プログラム及びその実行のためのデータはそれぞれプログラムメモリ１０１ｐ及びデータテーブルメモリ１０１ｄに製造時に予め格納してもよいし、これに代えて、以下に示すように、ＣＤ−ＲＯＭ１１１などの、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録された信号処理プログラム及びその実行のためのデータをそれぞれ、コンピュータなどのコントローラを含む光ディスクドライブ１１０により再生して外部インターフェース１０６を介してＤＳＰ１０１内のプログラムメモリ１０１ｐ及びデータテーブルメモリ１０１ｄに格納してもよい。

以上の実施形態においては、ＤＳＰ１０１を用いているが、本発明はこれに限らず、マイクロ・プロセッサ・ユニット（ＭＰＵ）などのディジタル計算機のコントローラにより構成してもよい。

以上詳述したように本発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための方法又は装置によれば、所定の帯域を有する入力されたオーディオ信号に基づいて、上記入力されたオーディオ信号の高調波を発生し、上記発生されたオーディオ信号の高調波を、所定の帯域幅を有する帯域信号に従って振幅変調することにより振幅変調信号を発生し、上記発生された振幅変調信号を、所定の帯域通過特性を用いて帯域通過ろ波して出力し、上記帯域通過ろ波された振幅変調信号を上記入力されたオーディオ信号に加算して、加算結果のオーディオ信号を出力する。従って、入力されたオーディオ信号の高調波である搬送波を、上記帯域信号に従って振幅変調することにより得られた帯域拡張信号を入力されたオーディオ信号に加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張されたオーディオ信号を発生することができる。また、上述のように振幅変調により得られた帯域拡張信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有する。

本発明の第１の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。 図１のオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の内部構成を示すブロック図である。 図２のオーバーサンプリング回路３１の動作を示す信号波形図である。 図１の高調波発生器３の内部構成を示すブロック図である。 図１のランダム雑音発生回路１１の内部構成を示すブロック図である。 図５のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の内部構成を示すブロック図である。 図６のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の一例によって発生されるホワイトノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。 図６のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の他の一例によって発生されるベル分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。 図６のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の別の一例によって発生されるガウス分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。 図１の１／ｆ特性フィルタ８の周波数特性を示すスペクトル図である。 図１の１／ｆ特性フィルタ８に取って代わる１／ｆ２特性フィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。 本発明の第２の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。 図１２のランダム雑音発生回路９の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る、オーディオ信号帯域拡張装置のアプリケーションの一例である光ディスク再生システムの構成を示すブロック図である。 従来技術に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。

Claims (24)

1. 所定の帯域を有する入力されたオーディオ信号に基づいて、上記入力されたオーディオ信号の高調波を発生するステップと、
   時間軸に対してランダムな振幅レベルを有するランダム雑音信号を発生するステップと、
   上記ランダム雑音信号の上記振幅レベルを演算して、上記演算された振幅レベルを示すランダム雑音振幅レベル信号を出力するステップと、
   上記出力されたランダム雑音振幅レベル信号を低域通過ろ波するステップと、
   上記発生されたオーディオ信号の高調波を、上記低域通過ろ波されたランダム雑音振幅レベル信号に従って振幅変調することにより第１の変調信号を発生するステップと、
   上記発生された第１の変調信号を、所定の帯域通過特性を用いて帯域通過ろ波して出力するステップと、
   上記帯域通過ろ波された第１の変調信号を上記入力されたオーディオ信号に加算して、加算結果のオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
2. 上記振幅変調するステップの前に、上記低域通過ろ波されたランダム雑音振幅レベル信号のレベルを変化させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
3. 上記加算するステップの前に、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号のレベルを変化させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１又は２記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
4. 上記振幅変調するステップの後であって、上記帯域通過ろ波するステップの前に、上記ランダム雑音信号のレベルを変化させた後、当該変化されたレベルを有するランダム雑音信号を上記第１の変調信号に加算して上記帯域通過ろ波するステップに出力するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
5. 上記オーディオ信号の高調波を発生するステップは、上記入力されるオーディオ信号に対して非線形処理を実行することにより上記オーディオ信号を歪ませて上記高調波を発生することを特徴とする請求項１記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
6. 上記ランダム雑音信号を発生するステップは、上記入力されたオーディオ信号と無相関な雑音信号を発生することを特徴とする請求項１記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
7. 上記ランダム雑音信号を発生するステップは、上記入力されたオーディオ信号に基づいて、雑音信号を発生することを特徴とする請求項１記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
8. 上記ランダム雑音信号の振幅レベルを演算するステップは、上記ランダム雑音信号の絶対値を演算して、上記演算された絶対値を示すランダム雑音振幅レベル信号を出力するステップを含むことを特徴とする請求項６記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
9. 上記ランダム雑音信号を発生するステップは、
   上記入力されたオーディオ信号を、デルタシグマ変調型量子化器又はシグマデルタ変調型量子化器を用いて量子化して第２の変調信号を発生するとともに、上記量子化時の量子化雑音信号を発生するステップと、
   上記発生された量子化雑音信号の絶対値を演算して、絶対値を有する雑音信号を発生するステップと、
   上記絶対値を有する雑音信号を、所定の低域通過特性を用いて低域通過ろ波して上記ランダム雑音信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項７記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
10. 上記加算するステップは、上記入力されたオーディオ信号に代えて、上記第２の変調信号を、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号に加算して加算結果のオーディオ信号を出力することを特徴とする請求項９記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
11. 上記帯域通過特性の高域側の遮断特性を変化させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至１０のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
12. 所定の帯域を有する入力されたオーディオ信号に基づいて、上記入力されたオーディオ信号の高調波を発生する高調波発生手段と、
    時間軸に対してランダムな振幅レベルを有するランダム雑音信号を発生するランダム雑音信号発生手段と、
    上記ランダム雑音信号の上記振幅レベルを演算して、上記演算された振幅レベルを示すランダム雑音振幅レベル信号を出力する演算手段と、
    上記出力されたランダム雑音振幅レベル信号を低域通過ろ波する低域通過ろ波手段と、
    上記発生されたオーディオ信号の高調波を、上記低域通過ろ波されたランダム雑音振幅レベル信号に従って振幅変調することにより第１の変調信号を発生する振幅変調手段と、
    上記発生された第１の変調信号を、所定の帯域通過特性を用いて帯域通過ろ波して出力する帯域通過ろ波手段と、
    上記帯域通過ろ波された第１の変調信号を上記入力されたオーディオ信号に加算して、加算結果のオーディオ信号を出力する加算手段とを備えたことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
13. 上記振幅変調手段の前段に、上記低域通過ろ波されたランダム雑音振幅レベル信号のレベルを変化させる第１のレベル変化手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１２記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
14. 上記加算手段の前に、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号のレベルを変化させる第２のレベル変化手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１２又は１３記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
15. 上記振幅変調手段の後段であって、上記帯域通過ろ波手段の前段に、上記ランダム雑音信号のレベルを変化させた後、当該変化されたレベルを有するランダム雑音信号を上記第１の変調信号に加算して上記帯域通過ろ波する手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１２乃至１４のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
16. 上記高調波発生手段は、上記入力されるオーディオ信号に対して非線形処理を実行することにより上記オーディオ信号を歪ませて上記高調波を発生することを特徴とする請求項１２記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
17. 上記ランダム雑音信号発生手段は、上記入力されたオーディオ信号と無相関な雑音信号を発生することを特徴とする請求項１２記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
18. 上記ランダム雑音信号発生手段は、上記入力されたオーディオ信号に基づいて、雑音信号を発生することを特徴とする請求項１２記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
19. 上記演算手段は、上記発生された雑音信号の絶対値を演算することを特徴とする請求項１７記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
20. 上記ランダム雑音信号発生手段は、
    上記入力されたオーディオ信号を、デルタシグマ変調型量子化器又はシグマデルタ変調型量子化器を用いて量子化して第２の変調信号を発生するとともに、上記量子化時の量子化雑音信号を上記ランダム雑音信号として発生することを特徴とする請求項１８記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
21. 上記加算手段は、上記入力されたオーディオ信号に代えて、上記第２の変調信号を量子化して発生されたオーディオ信号を、上記帯域通過ろ波された第１の変調信号に加算して加算結果のオーディオ信号を出力することを特徴とする請求項２０記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
22. 上記帯域通過ろ波手段の帯域通過特性の高域側の遮断特性を変化させる手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１２乃至２１のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
23. 請求項１乃至１１のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号の帯域を拡張するための方法における各ステップを含むことを特徴とするプログラム。
24. 請求項２３記載のプログラムを格納したことを特徴とするコンピュータで読み取り可能な記録媒体。

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