JPH09121160A - Ａ／ｄコンバータ - Google Patents
Ａ／ｄコンバータInfo
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- JPH09121160A JPH09121160A JP29888895A JP29888895A JPH09121160A JP H09121160 A JPH09121160 A JP H09121160A JP 29888895 A JP29888895 A JP 29888895A JP 29888895 A JP29888895 A JP 29888895A JP H09121160 A JPH09121160 A JP H09121160A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ａ／Ｄ変換に伴うＳ／Ｎの悪化を防止すると
共に、良好なフルスケールのデジタル信号を出力するこ
と。 【解決手段】 デジタルデシメーションフィルタ（３）
から出力されるデジタル信号に重畳されているオフセッ
ト電圧をＤＣカットフィルタ（４）によって除去した
後、レベルアップ回路（５）で出力レベルを増幅するよ
うにして、オフセット電圧による波形の歪み等を防止す
る。
共に、良好なフルスケールのデジタル信号を出力するこ
と。 【解決手段】 デジタルデシメーションフィルタ（３）
から出力されるデジタル信号に重畳されているオフセッ
ト電圧をＤＣカットフィルタ（４）によって除去した
後、レベルアップ回路（５）で出力レベルを増幅するよ
うにして、オフセット電圧による波形の歪み等を防止す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ａ／Ｄコンバータ
に関わり、特にデジタルオーディオテープレコーダ、ミ
ニディスクプレーヤ等のデジタルオーディオ機器に用い
て好適なものである。
に関わり、特にデジタルオーディオテープレコーダ、ミ
ニディスクプレーヤ等のデジタルオーディオ機器に用い
て好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタルオーディオテープレコー
ダ（ＤＡＴ）、ミニディスクプレーヤ（ＭＤ）等のデジ
タルオーディオ機器においては、アナログ信号をデジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとして、例えばΔΣ
変調器、及びデジタルデシメーションフィルタによって
構成されるオーバーサンプリング型のアナログＡ／Ｄコ
ンバータが用いられている。このようなオーバーサンプ
リング型のＡ／Ｄコンバータは、オーバーサンプリング
を行うことによって、量子化雑音を高域側に押しやり、
オーディオ帯域のノイズを低減するものである。
ダ（ＤＡＴ）、ミニディスクプレーヤ（ＭＤ）等のデジ
タルオーディオ機器においては、アナログ信号をデジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとして、例えばΔΣ
変調器、及びデジタルデシメーションフィルタによって
構成されるオーバーサンプリング型のアナログＡ／Ｄコ
ンバータが用いられている。このようなオーバーサンプ
リング型のＡ／Ｄコンバータは、オーバーサンプリング
を行うことによって、量子化雑音を高域側に押しやり、
オーディオ帯域のノイズを低減するものである。
【０００３】図３は従来の例えばデジタルオーディオ機
器等に設けられているＡ／Ｄコンバータのブロック図の
一例を示したものである。この図に破線で示した従来の
Ａ／Ｄコンバータ２１は、ΔΣ変調器２２、デジタルデ
シメーションフィルタ２３、ＤＣカットフィルタ２４、
データインターフェイス２５によって構成されており、
入力端子２６から入力されるアナログ信号をデジタル信
号に変換して出力端子２７から出力するようになされて
いる。
器等に設けられているＡ／Ｄコンバータのブロック図の
一例を示したものである。この図に破線で示した従来の
Ａ／Ｄコンバータ２１は、ΔΣ変調器２２、デジタルデ
シメーションフィルタ２３、ＤＣカットフィルタ２４、
データインターフェイス２５によって構成されており、
入力端子２６から入力されるアナログ信号をデジタル信
号に変換して出力端子２７から出力するようになされて
いる。
【０００４】ΔΣ変調器２２は入力端子２６から入力さ
れるアナログ信号に応じて１ビットのパルス列データを
生成し、デジタルデシメーションフィルタ２３は、例え
ばＦＩＲフィルタによって構成されており、ΔΣ変調器
２２で生成された１ビットのパルス列データに含まれる
高調波成分である量子化ノイズ等を除去すると共に、間
引き演算を行って、多ビットのデジタル信号を出力する
ようになされている。また、このようなデジタルデシメ
ーションフィルタ２３のインパルスレスポンス係数のゲ
インは１とされている。
れるアナログ信号に応じて１ビットのパルス列データを
生成し、デジタルデシメーションフィルタ２３は、例え
ばＦＩＲフィルタによって構成されており、ΔΣ変調器
２２で生成された１ビットのパルス列データに含まれる
高調波成分である量子化ノイズ等を除去すると共に、間
引き演算を行って、多ビットのデジタル信号を出力する
ようになされている。また、このようなデジタルデシメ
ーションフィルタ２３のインパルスレスポンス係数のゲ
インは１とされている。
【０００５】ＤＣカットフィルタ２４は、例えば１次の
ＩＩＲデジタルフィルタや、キャリブレーション方式で
カットオフ周波数が１Ｈｚとなるハイパスフィルタ等で
構成されており、アナログ／デジタル変換（以下「Ａ／
Ｄ変換」という）に伴うオフセット電圧（ＤＣ）を除去
するようになされている。データインタフェース２５
は、ＤＣカットフィルタ２４から出力されるデジタル信
号を出力端子２７を介して図示しない後段の回路部に出
力するようになされている。
ＩＩＲデジタルフィルタや、キャリブレーション方式で
カットオフ周波数が１Ｈｚとなるハイパスフィルタ等で
構成されており、アナログ／デジタル変換（以下「Ａ／
Ｄ変換」という）に伴うオフセット電圧（ＤＣ）を除去
するようになされている。データインタフェース２５
は、ＤＣカットフィルタ２４から出力されるデジタル信
号を出力端子２７を介して図示しない後段の回路部に出
力するようになされている。
【０００６】ところで、上記したようなＡ／Ｄコンバー
タ２１の理想的なノイズフロアのレベルは一定であるた
め、通常は入力端子２６から入力されるアナログ信号の
レベルが大きくなると、図４に示すようにΔΣ変調器２
２におけるＳ／Ｎが改善され、鎖線で示すようにアナロ
グ信号の入力レベルがＡ1 に達するまでＳ／Ｎ比が改善
され、入力レベルがＡ1 に達すると波形がクリップして
Ｓ／Ｎが悪化することになる。
タ２１の理想的なノイズフロアのレベルは一定であるた
め、通常は入力端子２６から入力されるアナログ信号の
レベルが大きくなると、図４に示すようにΔΣ変調器２
２におけるＳ／Ｎが改善され、鎖線で示すようにアナロ
グ信号の入力レベルがＡ1 に達するまでＳ／Ｎ比が改善
され、入力レベルがＡ1 に達すると波形がクリップして
Ｓ／Ｎが悪化することになる。
【０００７】しかしながら、Ａ／Ｄコンバータ２１を構
成するΔΣ変調器２２は、高次ΔΣ変調特有の性質によ
り、入力端子２６から入力されるアナログ信号のレベル
が大きくなり変調率が１に近付くと、歪み及びノイズ等
が増加するという雑音歪み特性を有している。このた
め、実際にはアナログ信号が最大入力レベルＡ1 近辺に
達すると歪み及びノイズ等が増加して実線で示すように
Ｓ／Ｎが急激に悪化することになる。
成するΔΣ変調器２２は、高次ΔΣ変調特有の性質によ
り、入力端子２６から入力されるアナログ信号のレベル
が大きくなり変調率が１に近付くと、歪み及びノイズ等
が増加するという雑音歪み特性を有している。このた
め、実際にはアナログ信号が最大入力レベルＡ1 近辺に
達すると歪み及びノイズ等が増加して実線で示すように
Ｓ／Ｎが急激に悪化することになる。
【０００８】そこで、ΔΣ変調器２２に最大入力レベル
Ａ1 近辺のアナログ信号が入力された時にＳ／Ｎ比の悪
化を防止するため、例えば米国特許４８５１８４１号に
デジタルデシメーションフィルタ２３のゲインを１以上
にする方法が開示されている。この場合、ΔΣ変調器２
２に入力されるアナログ信号の入力レベルがＡ2 （図４
に示すＳ／Ｎが最も良くなる入力レベル）に達した時、
デジタルデシメーションフィルタ２３から出力されるデ
ジタル信号の出力レベルがフルスケールとなるようにし
て、Ｓ／Ｎ比が悪化するのを防止している。
Ａ1 近辺のアナログ信号が入力された時にＳ／Ｎ比の悪
化を防止するため、例えば米国特許４８５１８４１号に
デジタルデシメーションフィルタ２３のゲインを１以上
にする方法が開示されている。この場合、ΔΣ変調器２
２に入力されるアナログ信号の入力レベルがＡ2 （図４
に示すＳ／Ｎが最も良くなる入力レベル）に達した時、
デジタルデシメーションフィルタ２３から出力されるデ
ジタル信号の出力レベルがフルスケールとなるようにし
て、Ｓ／Ｎ比が悪化するのを防止している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したよ
うにデジタルデシメーションフィルタ２３のゲインを１
以上にして、ΔΣ変調器２１に入力されるアナログ信号
の入力レベルがＡ2 の時に、Ａ／Ｄコンバータ２１から
出力されるデジタル信号の出力レベルがフルスケールと
なるようにすると、Ａ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧
（ＤＣ電圧）によって、デジタルデシメーションフィル
タ２３から出力されるデジタル信号の波形が歪んでしま
うという問題点がある。
うにデジタルデシメーションフィルタ２３のゲインを１
以上にして、ΔΣ変調器２１に入力されるアナログ信号
の入力レベルがＡ2 の時に、Ａ／Ｄコンバータ２１から
出力されるデジタル信号の出力レベルがフルスケールと
なるようにすると、Ａ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧
（ＤＣ電圧）によって、デジタルデシメーションフィル
タ２３から出力されるデジタル信号の波形が歪んでしま
うという問題点がある。
【００１０】すなわち、Ａ／Ｄコンバータ２１に入力さ
れるアナログ信号のレベルが大きくなると、デジタルデ
シメーションフィルタ２３で増幅されれるデジタル信号
の波形が、図５（ａ）に示すようにＡ／Ｄ変換に伴うオ
フセット電圧Ｖｏによって、この電圧Ｖｏと同一極性側
がクリップした波形となってしまう。
れるアナログ信号のレベルが大きくなると、デジタルデ
シメーションフィルタ２３で増幅されれるデジタル信号
の波形が、図５（ａ）に示すようにＡ／Ｄ変換に伴うオ
フセット電圧Ｖｏによって、この電圧Ｖｏと同一極性側
がクリップした波形となってしまう。
【００１１】このため、ＤＣカットフィルタ２４におい
て、デジタルデシメーションフィルタ２３から出力され
るデジタル信号のオフセット電圧Ｖｏを除去した場合、
同図（ｂ）に示すように出力レベルがフルスケール以下
であっても波形の歪んだデジタル信号が出力されるとい
う問題点があった。
て、デジタルデシメーションフィルタ２３から出力され
るデジタル信号のオフセット電圧Ｖｏを除去した場合、
同図（ｂ）に示すように出力レベルがフルスケール以下
であっても波形の歪んだデジタル信号が出力されるとい
う問題点があった。
【００１２】また、このようなＡ／Ｄコンバータ２１に
おいて、オフセット電圧Ｖｏを発生させることなくＡ／
Ｄ変換を行うようにすることは、種々のアナログ的な要
因により非常に困難であった。
おいて、オフセット電圧Ｖｏを発生させることなくＡ／
Ｄ変換を行うようにすることは、種々のアナログ的な要
因により非常に困難であった。
【００１３】本発明は、このような問題点を解決するた
めになされたもので、Ａ／Ｄ変換に伴うＳ／Ｎの悪化を
防止すると共に、良好なフルスケールのデジタル信号を
出力することを目的とする。
めになされたもので、Ａ／Ｄ変換に伴うＳ／Ｎの悪化を
防止すると共に、良好なフルスケールのデジタル信号を
出力することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
入力されるアナログ信号から１ビットのパルスデータ列
を生成する変調手段と、１ビットのパルスデータに含ま
れる高調波ノイズを除去すると共に、多ビットのデジタ
ル信号を生成するデジタルフィルタ手段と、オフセット
電圧を除去するフィルタ手段と、このフィルタ手段を介
して出力されるデジタル信号の振幅レベルを増幅する増
幅手段とを備えて構成することとした。
入力されるアナログ信号から１ビットのパルスデータ列
を生成する変調手段と、１ビットのパルスデータに含ま
れる高調波ノイズを除去すると共に、多ビットのデジタ
ル信号を生成するデジタルフィルタ手段と、オフセット
電圧を除去するフィルタ手段と、このフィルタ手段を介
して出力されるデジタル信号の振幅レベルを増幅する増
幅手段とを備えて構成することとした。
【００１５】本発明によれば、フィルタ手段によってデ
ジタル信号からオフセット電圧を除去した後、出力レベ
ルを増幅するようにしているため、デジタル信号の出力
レベルをフルスケールまで増幅した場合でもオフセット
電圧による影響がなく、歪みの無い良好なデジタル信号
を出力することができる。
ジタル信号からオフセット電圧を除去した後、出力レベ
ルを増幅するようにしているため、デジタル信号の出力
レベルをフルスケールまで増幅した場合でもオフセット
電圧による影響がなく、歪みの無い良好なデジタル信号
を出力することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態であ
るＡ／Ｄコンバータのブロック図を示したものである。
この図に破線で示したＡ／Ｄコンバータ１は、ΔΣ変調
器２、デジタルデシメーションフィルタ３、ＤＣカット
フィルタ４、レベルアップ回路５、リミッタ回路６、デ
ータインターフェース７によって構成されており、入力
端子８から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変
換して出力端子９から出力するようになされている。
るＡ／Ｄコンバータのブロック図を示したものである。
この図に破線で示したＡ／Ｄコンバータ１は、ΔΣ変調
器２、デジタルデシメーションフィルタ３、ＤＣカット
フィルタ４、レベルアップ回路５、リミッタ回路６、デ
ータインターフェース７によって構成されており、入力
端子８から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変
換して出力端子９から出力するようになされている。
【００１７】ΔΣ変調器２は、入力端子８から入力され
るアナログ信号に応じて１ビットのパルスデータ列を生
成して出力するようになされている。デジタルデシメー
ションフィルタ３は、例えばＦＩＲローパスフィルタ等
で構成されており、ΔΣ変調器２で生成された１ビット
のパルスデータ列信号から、この信号に含まれる高調波
成分のノイズを除去すると共に、間引き演算を行ってΔ
Σ変調器２のサンプリング周波数より低いサンプリング
周波数に変換し、所望の多ビットのデジタル信号を出力
するようになされている。また、本実施の形態において
はデジタルデシメーションフィルタ３のインパレスレス
ポンス係数のゲインの値は１、又は１以下とする。
るアナログ信号に応じて１ビットのパルスデータ列を生
成して出力するようになされている。デジタルデシメー
ションフィルタ３は、例えばＦＩＲローパスフィルタ等
で構成されており、ΔΣ変調器２で生成された１ビット
のパルスデータ列信号から、この信号に含まれる高調波
成分のノイズを除去すると共に、間引き演算を行ってΔ
Σ変調器２のサンプリング周波数より低いサンプリング
周波数に変換し、所望の多ビットのデジタル信号を出力
するようになされている。また、本実施の形態において
はデジタルデシメーションフィルタ３のインパレスレス
ポンス係数のゲインの値は１、又は１以下とする。
【００１８】ＤＣカットフィルタ４は、例えば１次のＩ
ＩＲデジタルフィルタでカットオフ周波数が１Ｈｚのハ
イパスフィルタ特性となるように構成されており、極め
て低い周波数帯域の信号を除去することができるように
なされている。レベルアップ回路５は、例えば乗算器、
加算器、又はシフトレジスタ等によって構成されてお
り、ＤＣカットフィルタ４から出力されるデジタル信号
の出力レベルを所定のレベルに増幅することができるよ
うになされている。
ＩＲデジタルフィルタでカットオフ周波数が１Ｈｚのハ
イパスフィルタ特性となるように構成されており、極め
て低い周波数帯域の信号を除去することができるように
なされている。レベルアップ回路５は、例えば乗算器、
加算器、又はシフトレジスタ等によって構成されてお
り、ＤＣカットフィルタ４から出力されるデジタル信号
の出力レベルを所定のレベルに増幅することができるよ
うになされている。
【００１９】リミッタ回路６は、レベルアップ回路５か
ら出力されるデジタル信号のレベルが何らかの原因によ
って所定のレベル以上であった場合に、レベルを制限す
るようになされているが、このリミッタ回路は省略する
ことも可能である。データインタフェース７は、リミッ
タ回路６から出力されるデジタル信号を、出力端子９を
介して図示しない後段の回路部に出力するようになされ
ている。
ら出力されるデジタル信号のレベルが何らかの原因によ
って所定のレベル以上であった場合に、レベルを制限す
るようになされているが、このリミッタ回路は省略する
ことも可能である。データインタフェース７は、リミッ
タ回路６から出力されるデジタル信号を、出力端子９を
介して図示しない後段の回路部に出力するようになされ
ている。
【００２０】ところで、このようなΔΣ変調器２は、高
次ΔΣ変調特有の性質により、入力端子８から入力され
るアナログ信号のレベルが大きくなり、変調率が１に近
付くと、歪み及びノイズ等が増加するという雑音歪み特
性を有している。このため、本実施の形態であるＡ／Ｄ
コンバータ１においては、ΔΣ変調器２に入力されるア
ナログ信号の入力レベルを、図４に示したＳ／Ｎが最も
良くなる入力レベルＡ2 以下となるように設定する。
次ΔΣ変調特有の性質により、入力端子８から入力され
るアナログ信号のレベルが大きくなり、変調率が１に近
付くと、歪み及びノイズ等が増加するという雑音歪み特
性を有している。このため、本実施の形態であるＡ／Ｄ
コンバータ１においては、ΔΣ変調器２に入力されるア
ナログ信号の入力レベルを、図４に示したＳ／Ｎが最も
良くなる入力レベルＡ2 以下となるように設定する。
【００２１】以下、上記したＡ／Ｄコンバータ１の動作
を図２に示す波形図を参照して説明する。入力端子８に
アナログ信号が入力されると、ΔΣ変調器２では１ビッ
トのパルスデータ信号が生成され、このデータ信号はデ
ジタルデシメーションフィルタ３に供給されることにな
る。よって、デジタルデシメーションフィルタ３からは
所定のビット数のデジタル信号が出力されることにな
る。
を図２に示す波形図を参照して説明する。入力端子８に
アナログ信号が入力されると、ΔΣ変調器２では１ビッ
トのパルスデータ信号が生成され、このデータ信号はデ
ジタルデシメーションフィルタ３に供給されることにな
る。よって、デジタルデシメーションフィルタ３からは
所定のビット数のデジタル信号が出力されることにな
る。
【００２２】この時、デジタルデシメーションフィルタ
３から出力されるデジタル信号は、図２（ａ）に示すよ
うにＡ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧Ｖｏによってオフ
セットされた波形信号となるが、デジタルデシメーショ
ンフィルタ３のゲインは１、又は１以下とされているた
め、フルスケール以下の歪みの無い波形信号となる。
３から出力されるデジタル信号は、図２（ａ）に示すよ
うにＡ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧Ｖｏによってオフ
セットされた波形信号となるが、デジタルデシメーショ
ンフィルタ３のゲインは１、又は１以下とされているた
め、フルスケール以下の歪みの無い波形信号となる。
【００２３】このオフセット電圧Ｖｏを含んだデジタル
信号は、ＤＣカットフィルタ４においてオフセット電圧
Ｖｏが除去され、同図（ｂ）に示すような波形のデジタ
ル信号として出力されることになる。そして、このデジ
タル信号はレベルアップ回路５において、例えばΔΣ変
調器２に入力されるアナログ信号のレベルがＡ2 の時
に、図２（ｃ）に示すようなフルスケールのデジタル信
号となるように出力レベルが調整され、リミッタ回路６
及びデータインターフェース７を介して、出力端子９か
ら図示されていない後段の回路部に供給されることにな
る。
信号は、ＤＣカットフィルタ４においてオフセット電圧
Ｖｏが除去され、同図（ｂ）に示すような波形のデジタ
ル信号として出力されることになる。そして、このデジ
タル信号はレベルアップ回路５において、例えばΔΣ変
調器２に入力されるアナログ信号のレベルがＡ2 の時
に、図２（ｃ）に示すようなフルスケールのデジタル信
号となるように出力レベルが調整され、リミッタ回路６
及びデータインターフェース７を介して、出力端子９か
ら図示されていない後段の回路部に供給されることにな
る。
【００２４】つまり、本実施の形態であるＡ／Ｄコンバ
ータ１においては、例えばデジタルデシメーションフィ
ルタ３のゲインを１として、ΔΣ変調器２に入力される
アナログ信号のレベルが最大（図４に示す入力レベルＡ
2 ）の時にも、デジタルデシメーションフィルタ３から
出力されるデジタル信号がオフセット電圧Ｖｏによって
クリップした波形とならないようにしている。
ータ１においては、例えばデジタルデシメーションフィ
ルタ３のゲインを１として、ΔΣ変調器２に入力される
アナログ信号のレベルが最大（図４に示す入力レベルＡ
2 ）の時にも、デジタルデシメーションフィルタ３から
出力されるデジタル信号がオフセット電圧Ｖｏによって
クリップした波形とならないようにしている。
【００２５】そして、ＤＣカットフィルタ４でオフセッ
ト電圧が除去されたデジタル信号のレベルをレベルアッ
プ回路６によって増幅するようにしている。つまり、レ
ベルアップ回路６において、ΔΣ変調器２に入力される
アナログ信号の最大の時に、フルスケールのデジタル信
号がＡ／Ｄコンバータ１の出力となるように、出力レベ
ルのゲインを調整している。
ト電圧が除去されたデジタル信号のレベルをレベルアッ
プ回路６によって増幅するようにしている。つまり、レ
ベルアップ回路６において、ΔΣ変調器２に入力される
アナログ信号の最大の時に、フルスケールのデジタル信
号がＡ／Ｄコンバータ１の出力となるように、出力レベ
ルのゲインを調整している。
【００２６】このように構成すれば、従来のようにデジ
タルデシメーションフィルタ３においてデジタル信号の
出力レベルをフルスケールまで上げることなく、Ａ／Ｄ
コンバータ１の出力レベルをフルスケールとすることが
できるため、Ａ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧Ｖｏによ
って出力されるデジタル信号の波形が歪むことを防止す
ることができる。
タルデシメーションフィルタ３においてデジタル信号の
出力レベルをフルスケールまで上げることなく、Ａ／Ｄ
コンバータ１の出力レベルをフルスケールとすることが
できるため、Ａ／Ｄ変換に伴うオフセット電圧Ｖｏによ
って出力されるデジタル信号の波形が歪むことを防止す
ることができる。
【００２７】また、ΔΣ変調器２に入力されるアナログ
信号のレベルは、ΔΣ変調特有の性質によってＳ／Ｎ比
が悪化しない範囲とすることができるため、ΔΣ変調器
２におけるＳ／Ｎ比の悪化を防止することができる。
信号のレベルは、ΔΣ変調特有の性質によってＳ／Ｎ比
が悪化しない範囲とすることができるため、ΔΣ変調器
２におけるＳ／Ｎ比の悪化を防止することができる。
【００２８】なお、本実施の形態ではデジタルデシメー
ションフィルタ３のインパルスレスポンス係数のゲイン
を１とした場合について説明したが、これに限定される
ことなく、レベルアップ回路５との関係によって決定す
れば良い。
ションフィルタ３のインパルスレスポンス係数のゲイン
を１とした場合について説明したが、これに限定される
ことなく、レベルアップ回路５との関係によって決定す
れば良い。
【００２９】
【発明の効果】以上、説明したように本発明のＡ／Ｄコ
ンバータによれば、フィルタ手段によってオフセット電
圧が除去した後、増幅手段によってデジタル信号のレベ
ルを増幅するようにしているため、歪みのないフルスケ
ールのデジタル信号を出力することができる。また、リ
ミッタ手段を設けるようにすると、何らかの原因によっ
て出力されるデジタル信号のレベルが異常に大きくなっ
た場合でも、後段に接続される回路部に影響を与える事
がないという効果がある。
ンバータによれば、フィルタ手段によってオフセット電
圧が除去した後、増幅手段によってデジタル信号のレベ
ルを増幅するようにしているため、歪みのないフルスケ
ールのデジタル信号を出力することができる。また、リ
ミッタ手段を設けるようにすると、何らかの原因によっ
て出力されるデジタル信号のレベルが異常に大きくなっ
た場合でも、後段に接続される回路部に影響を与える事
がないという効果がある。
【図１】本発明の実施の形態であるＡ／Ｄコンバータの
ブロック図を示した図である。
ブロック図を示した図である。
【図２】本実施の形態におけるＡ／Ｄコンバータのデジ
タル信号の出力波形を示した図である。
タル信号の出力波形を示した図である。
【図３】従来のＡ／Ｄコンバータのブロック図の一例を
示した図である。
示した図である。
【図４】ΔΣ変調器の歪み特性の一例を示した図であ
る。
る。
【図５】従来のＡ／Ｄコンバータにおけるデジタル信号
の出力波形を示した図である。
の出力波形を示した図である。
１、２１ Ａ／Ｄコンバータ ２、２２ ΔΣ変調器 ３、２３ デジタルデシメーションフィルタ ４、２４ ＤＣカットフィルタ ５ レベルアップ回路 ６ リミッタ回路 ７ ２５ データインタフェース ８、２６ 入力端子 ９、２７ 出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｍ 1/08 Ｈ０３Ｍ 1/08 Ａ 1/10 1/10 Ａ (72)発明者 川辺 東 神奈川県横浜市保土ケ谷区神戸町134 ソ ニーＬＳＩデザイン株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 入力されるアナログ信号から１ビットの
パルスデータ列を生成する変調手段と、 上記１ビットのパルスデータに含まれる高調波成分のノ
イズを除去すると共に、多ビットデジタル信号を生成す
ることができるデジタルフィルタ手段と、 オフセット電圧を除去するフィルタ手段と、 該フィルタ手段を介して出力されるデジタル信号の出力
レベルを増幅する増幅手段と、 を備えて構成したことを特徴とするＡ／Ｄコンバータ。 - 【請求項２】 上記変調手段、上記デジタルフィルタ手
段、上記増幅手段は、デジタル信号処理回路によって構
成されていることを特徴とする請求項１に記載のＡ／Ｄ
コンバータ。 - 【請求項３】 上記増幅手段から出力されるデジタル信
号の出力レベルを制限するリミッタ手段を設けるように
したことを特徴とする請求項１に記載のＡ／Ｄコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29888895A JP3307197B2 (ja) | 1995-10-24 | 1995-10-24 | Ａ／ｄコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29888895A JP3307197B2 (ja) | 1995-10-24 | 1995-10-24 | Ａ／ｄコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09121160A true JPH09121160A (ja) | 1997-05-06 |
| JP3307197B2 JP3307197B2 (ja) | 2002-07-24 |
Family
ID=17865469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29888895A Expired - Fee Related JP3307197B2 (ja) | 1995-10-24 | 1995-10-24 | Ａ／ｄコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3307197B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006113153A (ja) * | 2004-10-12 | 2006-04-27 | Sharp Corp | １ビット信号のダウンサンプリング装置、ダウンサンプリング方法、マルチチャンネルオーディオ装置、及びマルチチャンネルオーディオ装置の音声再生方法 |
| CN111903059A (zh) * | 2017-12-25 | 2020-11-06 | 俄罗斯国家自动化研究所 | 脉冲噪声的自适应数字滤波方法和实施该方法的滤波器 |
-
1995
- 1995-10-24 JP JP29888895A patent/JP3307197B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006113153A (ja) * | 2004-10-12 | 2006-04-27 | Sharp Corp | １ビット信号のダウンサンプリング装置、ダウンサンプリング方法、マルチチャンネルオーディオ装置、及びマルチチャンネルオーディオ装置の音声再生方法 |
| CN111903059A (zh) * | 2017-12-25 | 2020-11-06 | 俄罗斯国家自动化研究所 | 脉冲噪声的自适应数字滤波方法和实施该方法的滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3307197B2 (ja) | 2002-07-24 |
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