JP3104105B2 - 直流成分除去回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばΣΔ変調方式の
Ａ−Ｄコンバータに対してサーボをかけるＤＣ（直流）
サーボ等に適用して好適な直流成分除去回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、入力アナログ信号をΣΔ変調方式
のＡ−Ｄコンバータでディジタルデータに変換すること
は様々な機器で行われている。

【０００３】このＡ−Ｄコンバータは、入力アナログ信
号に直流のオフセットがなかった場合においても、温度
変化等、Ａ−ＤコンバータのＩＣ内の特性で出力に直流
成分が含まれるという特性を持っている。

【０００４】出力に直流成分が含まれると、例えば磁気
メディアにデータを記録する場合等においては問題とな
る。即ち、Ａ−Ｄコンバータの出力に直流成分が含まれ
ていると、このデータをアナログ高周波信号に変調した
場合に、変調で得たアナログ高周波信号のアイパターン
がくずれる。そして、アイパターンのくずれた高周波信
号を記録した場合は、再生時に記録した高周波信号の読
み取り精度が悪化するからである。

【０００５】例えば、コンパクトディスクにおいては、
直流オフセットは６０ｄＢ以内とされ、Ａ−Ｄコンバー
タによってディジタルデータに変換した信号中に直流成
分がない場合にピットがランダムとなるような変調フォ
ーマットとなっている。従って、もし、直流成分（直流
オフセット）が６０ｄＢを越えていると、ピットの並び
にかたよりが生じ、これによって読み取り精度が悪化
し、エラーが発生する。

【０００６】このようなディジタルデータ中の直流成分
について図８を参照して説明する。図８はいわゆる２’
ｓＣＯＭ形式のディジタルデータの例を示す説明図であ
る。この図８においては、ディジタルデータをＭＳＢ
（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ：最上位
のビット）、２ＳＢ及びＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎ
ｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ：最下位のビット）とし、±０
を中心にプラス側及びマイナス側のデータを示してい
る。この図に示すように、中心が”０００”及び”１１
１”の場合は、ＭＳＢは常にプラス側において”０”と
なり、マイナス側において”１”となる。

【０００７】この図８に示す説明図において、もし、中
心（Ａ−Ｄコンバータにおける中点でオール０とオール
１が同じ確率で出てくる）が”０００”及び”１１１”
の場合は、この”０００”及び”１１１”を中心にプラ
ス側もマイナス側も”０”及び”１”が均等にデータが
出力される。

【０００８】即ち、Ａ−Ｄコンバータの真の中点電圧
（直流オフセットが“０”になるポイント）は、ＭＳＢ
においては“０”から“１”へ遷移する点にあたり、
“０”になる確率と“１”になる確率が５０パーセント
ずつという状態になる。

【０００９】実際にＡ−Ｄコンバータに中点電圧を印加
したときにＭＳＢを観察すると、残留ノイズ等の微小信
号によって中点が振られ、例えば図９Ｂに示す如きサン
プル点の場合に、ＭＳＢは図９Ａに示すように、”０”
と”１”とが時間軸方向に略同じ確率で出力されるもの
となる。

【００１０】従って、中点電圧印加時にＭＳＢをアナロ
グ積分すると“０．５”に相当する電圧が得られるわけ
であるが、僅かでもプラスかマイナスに中点電圧がずれ
る、即ち、直流オフセットが発生すると、ＭＳＢが
“０”か“１”に固定されるので、無限大の直流ゲイン
を有するアナログ積分値がプラスかマイナスに発散して
しまうことになる。

【００１１】従って、この図７に示す例において、も
し、直流成分（直流オフセット）があり、そのときの中
心が“０１１”及び“０１０”だった場合は、“０１
１”及び“０１０”が出てこないので、この場合におい
ては“０”が出てくる回数が減り、これによって出力が
“０”または“１”にかたよってしまい、読み取り精度
が悪くなってしまう。

【００１２】そこで従来では、例えば図９に示す如く、
Ａ−Ｄコンバータ３に対していわゆる直流成分除去回路
で直流成分を除去するようにしている。

【００１３】即ち、図９に示すように、アナログ入力端
子に印加された入力アナログ信号をＡ−Ｄコンバータ３
でディジタルデータに変換し、変換したディジタルデー
タをＭＳＢ、２ＳＢ、３ＳＢ、・・・・ＬＳＢとして出
力し、この出力を図示しない次段の信号処理回路でデー
タに対するディジタル信号処理を行うと共に、ＭＳＢ出
力をインバータ４で反転し、その反転出力を抵抗器５を
介してコンデンサ７及び演算増幅回路６で構成される積
分回路８に供給し、この積分回路８でＭＳＢ出力を積分
して得た積分出力を加算回路２に供給し、この加算回路
２において入力端子１からのアナログ入力信号及び積分
回路８からの積分出力を加算し、この加算出力を原サー
ボ信号としてＡ−Ｄコンバータ３に負帰還して直流成分
を除去するようにしている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、図９
に示した直流成分除去回路においては、ＭＳＢの性質、
即ち、ほんの僅かでもプラスかマイナスに中点がずれる
と“０”か“１”に固定され、これによって無限大の直
流ゲインを有するアナログ積分値がプラスかマイナスに
発散するという性質を利用して、Ａ−Ｄコンバータ３の
ノーマルサンプリング出力データのＭＳＢを取り出して
アナログ積分し、得られた電圧をＡ−Ｄコンバータ入力
に負帰還して、ＭＳＢの平均値が“０．５”相当に保持
されるようにするＭＳＢサーボ方式が採用されている。

【００１５】この方式は、中点を出すためにＭＳＢの平
均値が“０．５”相当になるように、サーボ電圧により
常にＭＳＢを振っているわけである。しかしながら、Ｍ
ＳＢは符号しか表していないので、ＭＳＢの平均値が
“０．５”相当になっていれば、帰還電圧の振幅は積分
回路８には関係ないこととなる。

【００１６】これについて図１０を参照して説明する。

【００１７】この図１０においては、サーボ帰還電圧と
ＭＳＢの時間変化の関係を、縦軸を対中点電圧誤差、横
軸を時間及びサンプル点とした２つのグラフで示したも
のである。また、このグラフにおいては、実線Ｐ２で示
す本来の帰還電圧と、例えば積分回路８のばらつき等に
よる時定数の違いにより本来の振幅とならない一点鎖線
Ｐ３で示す如き帰還電圧を示している。

【００１８】この図１０に示すように、ＭＳＢの時間変
化を破線Ｐ１で示しているが、４０サンプル中２０サン
プルが“１”、残り２０サンプルが“０”で、ＭＳＢの
平均値は“０．５”となっている。

【００１９】このとき、実線Ｐ２で示す帰還電圧はゼロ
クロスしか通ってないので、ゼロクロス±１／２ＬＳＢ
以内の振幅のノイズとみなされ、Ａ−Ｄコンバータ３の
最低分解能を越えていないので、無信号時のＳ／Ｎは劣
化しない。

【００２０】これに対して、一点鎖線Ｐ３で示す帰還電
圧はゼロクロス±２ＬＳＢの振幅を持っているので、明
かにＡ−Ｄコンバータ３の分解能を越えているので、無
信号時のＳ／Ｎは劣化する。

【００２１】実際には、±０．５ＬＳＢであればＡ−Ｄ
変換されないが、±０．５ＬＳＢを越えるとＡ−Ｄ変換
されてしまい、これを積分回路８が積分し、積分して得
たデータを逆相加算するようにしているので、ノイズと
なり、更に、サーボ系の回路構成や周囲条件によってサ
ーボ帰還電圧の振幅増加によって、このノイズが増加し
たり、トーン（特定音域の発振音）、歪が増加するとい
った不具合を引き起こす。

【００２２】従って、ＭＳＢサーボ方式ではサーボゲイ
ンを適切に設定して帰還電圧の振幅を抑えなければなら
ないが、特にオーディオ用のＡ−Ｄコンバータのように
１６〜２０ビットの分解能が要求されるものにおいて
は、数ボルト程度の入力信号に対してサーボ帰還電圧振
幅の設定目標である±１／２ＬＳＢに相当する電圧はマ
イクロボルトオーダーとなる。

【００２３】この図１０の例において、例えば１６ビッ
トの量子化、フルスケール６．５Ｖとすると、１ＬＳＢ
は１／６５０００であるから、１００μＶとなる。即
ち、ばらつきによって１００μＶの変動が起こることに
なる。

【００２４】即ち、図９に示すような方式においては、
ゲイン設定や調整が非常に難しく、ノイズ、トーン、歪
等の発生を引き起こす不都合があった。

【００２５】また、低周波のアナログ信号が入力された
場合、長い時間ＭＳＢが固定されるので、直流電圧が入
力された状態に近くなり、サーボ帰還電圧振幅が無信号
時に比べて大きくなり、ノイズの増加や振動状態を起こ
し易くなる。

【００２６】これについて図１１を参照して説明する。
図１１はアナログ入力振幅に対するＭＳＢの関係を、縦
軸を振幅、横軸を時間及びサンプル点として示したグラ
フである。また、この図１１においては、破線Ｐ４をＭ
ＳＢの時間変化とし、一点鎖線Ｐ５及び実線Ｐ６を夫々
アナログ入力としている。

【００２７】この図１１に示すように、ＭＳＢの動きは
入力（実線Ｐ６や一点鎖線Ｐ５で示す）のゼロクロス周
期のみに影響され、入力の振幅に全く依存しないので、
サーボ帰還電圧も入力の振幅に関係なく同じ帰還電圧が
発生、即ち、直流電圧の大小にかかわらず、直流オフセ
ットに対してリニアでなくなる。

【００２８】従って、サーボ帰還電圧が入力アナログ信
号に加算されると、入力の振幅が小さければ小さい程、
サーボ帰還電圧の影響を大きく受けることとなる。

【００２９】即ち、入力信号の周期が非常に大きく（例
えば１ＫＨｚ）なると、ＭＳＢが“０”または“１”の
状態が続き、これによって入力に直流成分がないのにも
かかわらず、入力に直流成分があることとして帰還電圧
を出力してしまい、これによってノイズや歪を発生させ
てしまうという不都合があった。

【００３０】そして、振幅の異なる入力に対してもＭＳ
Ｂが一定となるので、入力の直流成分がいくつであろう
と直流成分による帰還がかからず、これによってサーボ
がノンリニアな特性となる不都合があった。

【００３１】また、図９に示したＡ−Ｄコンバータ３を
近年使用されてきているオーバーサンプリングΣΔ変調
方式のＡ−Ｄコンバータとした場合に以下に説明するよ
うな大きな問題が生じる。これについて図１２を参照し
て説明する。

【００３２】図１２Ａに示す回路（オーディオ回路）
は、入力端子１０からの入力アナログ信号Ｉａをオーバ
ーサンプリングΣΔ変調方式のＡ−Ｄコンバータ１１で
Ａ−Ｄ変換して１〜数ビットのビットストリーム信号Ｂ
ｓを得、このビットストリーム信号ＢｓをＦＩＲ（フィ
ニット・インパルス・レスポンス）ディジタルデシメー
ションフィルタ１２でオーディオ帯域にしていわゆるノ
ーマルサンプリング出力Ｎｓを得、このノーマルサンプ
リング出力Ｎｓを出力端子１３を介して図示しない他の
信号処理回路に出力する。

【００３３】このような回路において、例えば図１２Ｂ
に示すように、入力端子１０を介して供給されたアナロ
グインパルスＡｉをΣΔ変調Ａ−Ｄコンバータ１１にお
いてＡ−Ｄ変換すると、変換で得たビットストリームイ
ンパルスデータＢｉはアナログインパルスＡｉに対して
ｄｌ１だけ遅延したものとなる。

【００３４】そしてこのビットストリームインパルスデ
ータＢｉをＦＩＲデシメーションフィルタ１２で処理す
ると、この処理によって得たノーマルサンプリングイン
パルスデータＮｉは元のアナログインパルスＡｉに対し
てｄｌ２だけ遅延（例えば１ｍｓｅｃ前後）したものと
なる。

【００３５】図１３にディレイ有無による直流オフセッ
トに対するＭＳＢ、サーボ電圧の変化を縦軸を振幅、横
軸を時間及びサンプル点（図１３Ｅ）とした波形図で示
す。

【００３６】ノーマルサンプリングのディレイがないＡ
−Ｄコンバータにおいては、図１３Ａに実線Ｐ７で示す
直流オフセットが発生した場合、ＭＳＢは図１３Ｂに実
線Ｐ８で示す如き波形となり、これを積分して得たサー
ボ信号は図１３Ｃに実線Ｐ９で示す波形となり、従って
直流オフセットとサーボ信号を加算したものは図１３Ｄ
に実線Ｐ１０で示す波形となる。

【００３７】一方、オーバーサンプリングΣΔ変調方式
のＡ−Ｄコンバータにおいては、ＦＩＲディジタルフィ
ルタによるディレイがあるので、図１３Ａに実線Ｐ７で
示す直流オフセットが発生した場合、ＭＳＢは図１３Ｂ
に破線Ｐｄ１で示す如き遅延した波形となり、これを積
分して得たサーボ信号は図１３Ｃに破線Ｐｄ２で示す波
形となり、従って直流オフセットとサーボ信号を加算し
たものは図１３Ｄに破線Ｐｄ３で示す波形となる。

【００３８】従って、図Ｄに示すように、ノーマルサン
プリングのディレイのないＡ−Ｄコンバータによる直流
オフセット及びサーボ信号の加算波形（実線Ｐ１０）の
振幅と、オーバーサンプリングΣΔ変調方式のＡ−Ｄコ
ンバータによる直流オフセット及びサーボ信号の加算波
形（破線ｐｄ３）の振幅は、プラス方向及びマイナス方
向において、夫々最大でｘ１及びｘ２の差を生じること
となる。

【００３９】即ち、オーバーサンプリングΣΔ変調方式
のＡ−Ｄコンバータを用いた場合、直流オフセットの正
負の変化にサーボ帰還電圧が即座に応答しないので、直
流オフセットの収束が遅れたり、逆に直流オフセットを
発生させたりしてしまい、これによって正確なサーボを
かけられず発振するという不都合があった。

【００４０】本発明はかかる点に鑑みてなされたもの
で、このような多くの問題点を一掃することのできる直
流成分除去回路を提案しようとするものである。

【００４１】

【課題を解決するための手段】本発明直流成分除去回路
は例えば図１〜図６に示す如く、オーバーサンプリング
・シグマ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換におけ
る出力ディジタル信号の直流成分を除去する直流成分除
去回路において、シグマ−デルタ変調後のディジタル出
力を積分する積分手段Ｒ２、Ｃ１と、この積分手段Ｒ
２、Ｃ１からの出力をオーバーサンプリング・シグマ・
デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ信号
と逆相加算して直流成分を抽出する直流成分抽出手段Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１と、この直流成分抽出手段
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１からの出力をアナログ信
号に加算する加算手段Ｒ５、Ｒ６とを有するものであ
る。

【００４２】また本発明直流成分除去回路は例えば図１
〜図６に示す如く、オーバーサンプリング・シグマ・デ
ルタ変調アナログ−ディジタル変換における出力ディジ
タル信号の直流成分を除去する直流成分除去回路におい
て、入力されるアナログ信号に含まれる直流成分を予め
除去する直流成分除去手段Ｃ３と、シグマ−デルタ変調
後のディジタル出力を積分する積分手段Ｒ２、Ｃ１と、
この積分手段Ｒ２、Ｃ１からの出力をオーバーサンプリ
ング・シグマ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前
のアナログ信号と逆相加算して直流成分を抽出する直流
成分抽出手段Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１と、この直
流成分抽出手段Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１からの出
力をアナログ信号に加算する加算手段Ｒ５、Ｒ６とを有
するものである。

【００４３】また本発明直流成分除去回路は例えば図１
〜図６に示す如く、オーバーサンプリング・シグマ・デ
ルタ変調アナログ−ディジタル変換における出力ディジ
タル信号の直流成分を除去する直流成分除去回路におい
て、ノイズシェーピングによるノイズを除去するノイズ
除去手段Ｃ１と、シグマ−デルタ変調後のディジタル出
力を積分する積分手段Ｒ２、Ｃ１と、この積分手段Ｒ
２、Ｃ１からの出力をオーバーサンプリング・シグマ・
デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ信号
と逆相加算して直流成分を抽出する直流成分抽出手段Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１と、この直流成分抽出手段
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１からの出力をアナログ信
号に加算する加算手段Ｒ５、Ｒ６とを有するものであ
る。

【００４４】

【作用】本発明の構成によると、シグマ−デルタ変調後
のディジタル出力を積分手段Ｒ２、Ｃ１で積分して得た
出力を直流成分抽出手段Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１
でオーバーサンプリング・シグマ・デルタ変調アナログ
−ディジタル変換前のアナログ信号と逆相加算して直流
成分を抽出し、この出力を加算手段Ｒ５、Ｒ６でアナロ
グ信号に加算する。

【００４５】また本発明の構成によると、入力されるア
ナログ信号に含まれる直流成分を直流成分除去手段Ｃ３
で予め除去すると共に、シグマ−デルタ変調後のディジ
タル出力を積分手段Ｒ２、Ｃ１で積分し、この積分出力
を直流成分抽出手段Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１でオ
ーバーサンプリング・シグマ・デルタ変調アナログ−デ
ィジタル変換前のアナログ信号と逆相加算し、この出力
を加算手段Ｒ５、Ｒ６で予め直流成分を除去したアナロ
グ信号に加算する。

【００４６】また本発明の構成によると、ノイズ除去手
段Ｃ１でノイズシェーピングによるノイズを除去すると
共に、シグマ−デルタ変調後のディジタル出力を積分手
段Ｒ２、Ｃ１で積分し、この積分出力を直流成分抽出手
段Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｃ２、２１でオーバーサンプリン
グ・シグマ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前の
アナログ信号と逆相加算して直流成分を抽出し、この出
力を加算手段Ｒ５、Ｒ６でアナログ信号に加算する。

【００４７】

【実施例】以下に、図１〜図３を参照して本発明直流成
分除去回路の一実施例について詳細に説明する。

【００４８】図１は本発明直流成分除去回路の第１実施
例を示す。

【００４９】この図１において図９と対応する部分には
同一符号を付し、その詳細説明を省略する。

【００５０】この図１において、１１はオーバーサンプ
リングΣΔ変調方式のＡ−Ｄコンバータで、このＡ−Ｄ
コンバータ１１の入力端に抵抗器Ｒ６を介してアナログ
入力信号が供給される入力端子２０を接続すると共に、
このＡ−Ｄコンバータ１１の入力端を抵抗器Ｒ５を介し
て演算増幅回路２１の出力端に接続する。

【００５１】このＡ−Ｄコンバータ１１の出力端をイン
バータ４及び抵抗器Ｒ２、Ｒ３を夫々介して演算増幅回
路２１の反転入力端子（−）に接続し、このＡ−Ｄコン
バータ１１の出力端をディジタルフィルタ２２（例えば
ＦＩＲディジタルデシメーションフィルタ等）の入力端
に接続する。

【００５２】このディジタルフィルタ２２の出力端を図
示しない外部回路が接続される出力端子２３に接続す
る。

【００５３】また、上述した入力端子２０を抵抗器Ｒ１
及びコンデンサＣ１を介して接地すると共に、抵抗器Ｒ
１及びＲ２の一端を接続する。この接続点を図において
は加算点ｓｍとする。また、演算増幅回路２１の反転入
力端子（−）及び出力端間をコンデンサＣ２及び抵抗器
Ｒ４の並列回路（ローパスフィルタ兼ゲイン調整を行う
回路）で接続する。

【００５４】この図１に示すＡ−Ｄコンバータ１１とデ
ィジタルフィルタ２２でオーバーサンプリングΣΔ変調
方式Ａ−Ｄコンバータを構成する。

【００５５】さて、図１において、インバータ４からは
ΣΔ変調Ａ−Ｄコンバータ１１によって得られたビット
ストリーム信号が出力されるが、このビットストリーム
信号を抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ１で構成するアナロ
グ復調器で復調している。

【００５６】図４に示すように、このアナログ復調器
は、ビットストリーム信号が１ビットの場合は、入力端
子２４を介して入力されるビットストリーム信号を抵抗
器Ｒ２で重み付けし、コンデンサＣ１でサンプルするこ
とによってビットストリーム信号を復調するものであ
る。

【００５７】また、ビットストリーム信号が数ビットの
場合は、図５に示すように、入力端子２４ａ、２４ｂ、
２４ｃ、２４ｄに夫々Ｒ、２Ｒ、４Ｒ、８Ｒに重み付け
された抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄの一端を
夫々接続し、これら抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ
２ｄの他端を夫々コンデンサＣ１を介して接地した構成
とする。ここで抵抗器Ｒ２ａの抵抗値をｒとすると、抵
抗器Ｒ２ｂの抵抗値は２ｒ、抵抗器Ｒ２ｃの抵抗値は４
ｒ、抵抗器Ｒ２ｄの抵抗値は８ｒとなる。

【００５８】この場合、入力端子２４ａにはＭＳＢ、入
力端子２４ｂには２ＳＢ、入力端子２４ｃには３ＳＢ、
入力端子２４ｄにはＬＳＢに対応するビットストリーム
信号が供給され、これらビットストリーム信号がこれら
抵抗器Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄ並びにコンデンサＣ１によって復
調され、その復調出力を出力端子３０から出力される。

【００５９】次に、図１に示した回路（例えば直流サー
ボ回路）の動作を説明する。尚、以下の説明において信
号の記号及びこれら信号の記号の演算は電流表示とす
る。

【００６０】先ず、入力端子２０からの入力アナログ信
号Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉは抵抗器Ｒ６を介してΣΔ変調Ａ−
Ｄコンバータ１１に供給されてＡ−Ｄ変換される。ここ
でＩａｃは本来の入力アナログ信号、Ｉｄｃｉはこの本
来のアナログ信号に含まれる直流オフセットである。従
って、以降入力アナログ信号は本来の信号に直流オフセ
ットが加算されたものとしてＩａｃ＋Ｉｄｃｉとして記
述する。これと共に、入力端子２０からの入力アナログ
信号Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉは抵抗器Ｒ１を介して加算点ｓｍ
に供給される。

【００６１】一方、Σ△変調Ａ−Ｄコンバータ１１から
のビットストリーム信号はディジタルフィルタ２２を通
じて出力端子２３に供給され、この出力端子２３を介し
て図示しない他の信号処理回路（オーディオ機器におい
てはオーディオ信号処理回路となる）に供給される。そ
して更にビットストリーム信号はインバータ４で位相反
転され、抵抗器Ｒ２を介して加算点ｓｍに供給される。

【００６２】ここでこの位相反転ビットストリーム信号
は、入力端子２０に供給された入力アナログ信号Ｉａｃ
＋Ｉｄｃｉと、Σ△変調Ａ−Ｄコンバータ１１でＡ−Ｄ
変換した結果得られる直流オフセットＩｄｃｘとΣ△変
調Ａ−Ｄコンバータ１１のノイズシェーピング処理で発
生した高周波ノイズの内、抵抗器Ｒ１、Ｒ２及びコンデ
ンサＣ１で構成されるローパスフィルタで除去しきれな
かった高周波ノイズＩｎｓ（但しＩｎｓ＝Ｉｎｓ２＋ｉ
ｎｓ）とを加算して反転したもの、即ち、−（Ｉａｃ＋
Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ）となる。

【００６３】従って、加算点ｓｍにおいては、Ｉａｃ＋
Ｉｄｃｉ−（Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ）の
演算が行われることとなり、この結果−（Ｉｄｃｘ＋Ｉ
ｎｓ）となる。しかしながら、この結果−（Ｉｄｃｘ＋
Ｉｎｓ）の内、ノイズシェーピングによる高周波ノイズ
Ｉｎｓの内、ノイズｉｎｓだけがコンデンサＣ１によっ
てカットされるので、抵抗器Ｒ３を介して演算増幅回路
２１の反転入力端子（−）に供給される信号は、−（Ｉ
ｄｃｘ＋Ｉｎｓ２）となる。

【００６４】そしてこの信号−（Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ２）
の高周波ノイズＩｎｓ２は、抵抗器Ｒ４及びコンデンサ
Ｃ２で構成されるローパスフィルタによってカットさ
れ、従ってこの演算増幅回路２１からはサーボ原信号Ｖ
ｓ（但し、Ｖｓ＝Ｒ４／Ｒ３×Ｉｄｃｘ）、即ち、ΣΔ
変調Ａ−Ｄコンバータ１１によって発生する直流オフセ
ット分が出力され、この直流オフセット分、即ち、サー
ボ原信号が抵抗器Ｒ５及びＲ６によって入力端子２０か
らの入力アナログ信号Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉに加算され、こ
の加算出力がΣΔ変調Ａ−Ｄコンバータ１１に供給され
ることとなる。

【００６５】この図１に示す回路によって取り出された
直流オフセット成分に含まれるノイズシェーピングによ
る高周波ノイズは、オーバーサンプリングのサンプリン
グ周波数の１／２の周波数（オーディオ用Ａ−Ｄコンバ
ータにおいて３２〜１２８倍のオーバーサンプリングで
あれば７００ＫＨｚ〜３ＭＨｚ）を中心に分布すること
になるので、カットオフ周波数が十分低ければ（数Ｈｚ
以下）、１次〜２次のローパスフィルタで十分高周波ノ
イズを除去することができる。

【００６６】図６にサーボ信号のローパスフィルタ特性
とノイズシェーピングの帯域外ノイズ特性を縦軸を振幅
（ｄＢ）、横軸を周波数（Ｈｚ）としたグラフで示す。

【００６７】この図６に示すように、実線ｎ１で示す帯
域のノイズを除去すれば良いので、破線ｎ２で示す特性
の、例えばカットオフ周波数１Ｈｚの１次ローパスフィ
ルタ及び破線ｎ３で示す特性の、例えばカットオフ周波
数１Ｈｚの２次ローパスフィルタを用いるだけで簡単に
実現することができる。

【００６８】このように、この第１実施例においては、
シグマデルタ変調Ａ−Ｄコンバータ１１でＡ−Ｄ変換し
た後のビットストリーム信号と入力端子２０からの入力
アナログ信号を抵抗器Ｒ２及びＲ１によって加算点ｓｍ
で加算すると共に、この加算出力中の高周波ノイズｉｎ
ｓをコンデンサＣ１で除去し、この高周波ノイズｉｎｓ
を除去して得た出力−（Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ２）の高周波
ノイズＩｎｓ２を抵抗器Ｒ４及びコンデンサＣ２で構成
するローパスフィルタで除去し、この高周波ノイズＩｎ
ｓ２を除去した出力、即ち、Ａ−Ｄ変換による直流オフ
セット分Ｉｄｃｘを得、この直流オフセット分Ｉｄｃｘ
に対して抵抗器Ｒ４で帰還電圧（サーボ原信号）Ｖｓを
得、この帰還電圧Ｖｓと入力端子２０を介して供給され
る入力アナログ信号とを抵抗器Ｒ５及びＲ６で加算し、
再びΣ△変調Ａ−Ｄコンバータ１１に入力するようにし
たので、Ａ−Ｄコンバータの特性のばらつきを要因とす
るノイズ、トーン（特定周波数帯における発振）、歪の
発生を防止でき、入力の周期が大きくなってデジタルフ
ィルタ出力のＭＳＢが長い期間”１”または”０”とな
った場合でも、直流成分がない場合には帰還電圧を発生
しないようにでき、これによってノイズや歪の発生を防
止でき、またサーボ動作を直流成分に対してリニアな特
性とでき、更に、入力アナログ信号に対して３２〜１２
８倍のオーバーサンプリングのサンプリング周期で数サ
ンプルしか遅れのないΣ△Ａ−Ｄコンバータ１１を用い
ているので直流オフセットの正負の変化に対するサーボ
帰還電圧の応答を良好にでき、これによって直流オフセ
ットの収束速度を高速にでき、正確なサーボ動作を行う
ことができる。

【００６９】また、更に、このような構成とすることに
よって交流成分を除去するので、残ったΣΔ変調による
高周波ノイズを除去する簡単なフィルタだけでノイズの
ない良好なサーボ帰還信号を得ることができ、また、入
力アナログ信号とビットストリーム信号との間のディレ
イが極めて少なく、高い周波数帯域まで交流成分の打ち
消し効果があり、上述と同様良好なサーボ帰還信号を得
られ、直流オフセットの収束を早めることができ、ま
た、発生した直流オフセットに比例したサーボ帰還信号
を得ることができるので、ゲイン設定が容易となり、ま
た、Ａ−Ｄコンバータ単体の直流オフセットのみをキャ
ンセルすることも可能となる。

【００７０】従って、図１に示した第１実施例の回路を
例えばコンパクトディスクの記録機器に適用した場合
は、ピットの配列をランダムにでき、これによってコン
パクトディスクの再生時のエラーレートを小さくするこ
とができる。

【００７１】また、この第１実施例に示す回路は、入力
信号の直流成分（入力の時点で存在する直流成分及び処
理過程で発生する直流成分）を除去する回路であるの
で、その応用範囲は音声、映像、音声や映像以外の様々
な情報を記録したり再生したりするような機器等あらゆ
る機器や回路等に適用できるものである。

【００７２】次に、図２を参照して本発明直流成分除去
回路の第２実施例について説明する。

【００７３】この図２においては、図１で示した直流成
分除去回路の抵抗器Ｒ１の前、即ち、入力端子２０及び
抵抗器Ｒ２間にコンデンサＣ３を配したものである。従
って、図１で示したインバータ４、ディジタルフィルタ
２２及びΣΔ変調Ａ−Ｄコンバータ１１等の図示及びそ
の説明を省略し、またこれ以外の回路構成及び接続も図
１と同様なので図１と対応する部分には同一符号を付
し、その詳細説明を省略する。

【００７４】次に、この図２に示す回路の動作を説明す
る。尚、以下の説明において信号の記号及びこれら信号
の記号の演算は電流表示とする。

【００７５】先ず、入力端子２０を介して供給される入
力アナログ信号Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉ（入力時点で既に加算
されている直流分）の内直流分ＩｄｃｉをコンデンサＣ
３で除去して本来の入力アナログ信号Ｉａｃを得、これ
を抵抗器Ｒ１を介して加算点ｓｍに供給する。

【００７６】一方、図１において説明したように、ΣΔ
変調Ａ−Ｄコンバータ１１でＡ−Ｄ変換し、インバータ
４で位相反転されて得られた信号−（Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉ
＋Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ）は入力端子２４及び抵抗器Ｒ２を
介して加算点ｓｍに供給される。

【００７７】この図２の場合、コンデンサＣ３で入力時
点で既に加算されている直流分Ｉｄｃｉは除去されてい
るので、加算点ｓｍでの加算の結果得られる出力は、−
（Ｉａｃ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ）＋Ｉａｃ、即
ち、−（Ｉｄｃｘ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｎｓ２）となる。ここ
で、上述と同様に、ノイズシェーピング処理による高周
波ノイズＩｎｓはｉｎｓ＋Ｉｎｓ２となり、この高周波
ノイズｉｎｓはコンデンサＣ１で除去される。

【００７８】この出力−（Ｉｄｃｘ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｎｓ
２）の内、高周波ノイズＩｎｓ２はコンデンサＣ２及び
抵抗器Ｒ４で構成されるローパスフィルタによって除去
されるので、演算増幅回路２１から入力端子２５を介し
て図示しないＡ−Ｄコンバータに帰還される帰還電圧Ｖ
ｓは、Ｒ４／Ｒ３×（Ｉｄｃｘ＋Ｉｄｃｉ）となる。

【００７９】この場合は、入力アナログ信号に既に加算
されている直流成分ＩｄｃｉをコンデンサＣ３で除去し
ているので、加算点ｓｍにおいて、この直流成分Ｉｄｃ
ｉが除去されず、これによって帰還電圧ＶｓをΔΣ変調
Ａ−ＤコンバータでＡ−Ｄ変換して生じる直流成分Ｉｄ
ｃｘのみならず、入力時点で存在する直流成分Ｉｄｃｉ
をも含めることができ、これによって、精度の高いサー
ボ動作を行うことができる。

【００８０】この図２に示す回路によって取り出された
取り出された直流オフセット成分に含まれるノイズシェ
ーピングによる高周波ノイズは、オーバーサンプリング
のサンプリング周波数の１／２の周波数（オーディオ用
Ａ−Ｄコンバータにおいて３２〜１２８倍のオーバーサ
ンプリングであれば７００ＫＨｚ〜３ＭＨｚ）を中心に
分布することになるので、カットオフ周波数が十分低け
れば（数Ｈｚ以下）、１次〜２次のローパスフィルタで
十分高周波ノイズを除去することができる。

【００８１】図６にサーボ信号のローパスフィルタ特性
とノイズシェーピングの帯域外ノイズ特性を縦軸を振幅
（ｄＢ）、横軸を周波数（Ｈｚ）としたグラフで示す。

【００８２】この図６に示すように、実線ｎ１で示す帯
域のノイズを除去すれば良いので、破線ｎ２で示す特性
の、例えばカットオフ周波数１Ｈｚの１次ローパスフィ
ルタ及び破線ｎ３で示す特性の、例えばカットオフ周波
数１Ｈｚの２次ローパスフィルタを用いるだけで簡単に
実現することができる。

【００８３】このように、この第２の実施例において
は、シグマデルタ変調Ａ−Ｄコンバータ１１でＡ−Ｄ変
換した後のビットストリーム信号と入力端子２０からの
入力アナログ信号から入力時点で存在する直流分を除去
した信号を抵抗器Ｒ２及びＲ１によって加算点ｓｍで加
算すると共に、この加算出力中の高周波ノイズｉｎｓを
コンデンサＣ１で除去し、この高周波ノイズｉｎｓを除
去して得た出力−（Ｉｄｃｘ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｎｓ２）の
高周波ノイズＩｎｓ２を抵抗器Ｒ４及びコンデンサＣ２
で構成するローパスフィルタで除去し、この高周波ノイ
ズＩｎｓ２を除去した出力、即ち、Ａ−Ｄ変換による直
流オフセット分及び入力時点で存在する直流オフセット
分Ｉｄｃｘ＋Ｉｄｃｉを得、この直流オフセット分Ｉｄ
ｃｘ＋Ｉｄｃｉに対して抵抗器Ｒ４で帰還電圧（サーボ
原信号）Ｖｓを得、この帰還電圧Ｖｓと入力端子２０を
介して供給される入力アナログ信号とを抵抗器Ｒ５及び
Ｒ６で加算し、再びΣ△変調Ａ−Ｄコンバータ１１に入
力するようにしたので、Ａ−Ｄコンバータの特性のばら
つきを要因とするノイズ、トーン（特定周波数帯におけ
る発振）、歪の発生を防止でき、入力の周期が大きくな
ってデジタルフィルタ出力のＭＳＢが長い期間”１”ま
たは”０”となった場合でも、直流成分がない場合には
帰還電圧を発生しないようにでき、これによってノイズ
や歪の発生を防止でき、またサーボ動作を直流成分に対
してリニアな特性とでき、更に、入力アナログ信号に対
して３２〜１２８倍のオーバーサンプリングのサンプリ
ング周期で数サンプルしか遅れのないΣ△Ａ−Ｄコンバ
ータ１１を用いているので直流オフセットの正負の変化
に対するサーボ帰還電圧の応答を良好にでき、これによ
って直流オフセットの収束速度を高速にでき、正確、且
つ、精度の高いサーボ動作を行うことができる。

【００８４】また、更に、このような構成とすることに
よって交流成分を除去するので、残ったΣΔ変調による
高周波ノイズを除去する簡単なフィルタだけでノイズの
ない良好なサーボ帰還信号を得ることができ、また、入
力アナログ信号とビットストリーム信号との間のディレ
イが極めて少なく、高い周波数帯域まで交流成分の打ち
消し効果があり、上述と同様良好なサーボ帰還信号を得
られ、直流オフセットの収束を早めることができ、ま
た、発生した直流オフセットに比例したサーボ帰還信号
を得ることができるので、ゲイン設定が容易となり、ま
た、Ａ−Ｄコンバータ単体の直流オフセットのみをキャ
ンセルすることも可能となる。

【００８５】次に、図３を参照して本発明直流成分除去
回路の第３実施例について説明する。

【００８６】この図３に示す直流成分除去回路は、基本
的構成は図１や図２に示した直流成分除去回路と同じも
のではあるが、この回路においては、オフセット調整を
おこなってから高周波ノイズを除去しつつ、同時に直流
サーボの負帰還に必要な振幅への増幅をも行ってＡ−Ｄ
コンバータの入力アナログ信号に加算して直流サーボを
かけるようにしている。

【００８７】この図３において、図１で示したインバー
タ４、ディジタルフィルタ２２及びΣΔ変調Ａ−Ｄコン
バータ１１等の図示及びその説明を省略し、図１と対応
する部分には同一符号を付し、その詳細説明を省略す
る。

【００８８】この図３においては、正の電源が供給され
る電源端子２７及び負の電源が供給される電源端子２９
間にボリウム２８を配し、その出力端を図１及び図２に
おいて説明した抵抗器Ｒ１及びＲ３の接続点に接続し、
更に、演算増幅回路２１の出力端を抵抗器Ｒ７を介して
増幅回路２６の反転入力端子（−）に接続し、この増幅
回路２６の反転入力端子（−）及び出力端間をコンデン
サＣ４及び抵抗器Ｒ８の並列回路で接続し、この演算増
幅回路２６の非反転入力端子（＋）を接地し、この増幅
回路２６の出力端を出力端子２５に接続する。尚、この
出力端子２５は、図示せずも、図１で示した抵抗器Ｒ５
を介してΣΔ変調Ａ−Ｄコンバータ１１の入力端に接続
されるものとする。

【００８９】次に、この図３に示す直流成分除去回路の
動作を説明する。尚、以下の説明において信号の記号及
びこれら信号の記号の演算は電流表示とする。

【００９０】先ず、オフセット調整による電圧Ｉｄｃ
ｏ、コンデンサＣ３によって入力アナログ信号の直流成
分が除去された信号をＩａｃｉとすると、図示しないＡ
−Ｄコンバータ１１からインバータ４及び入力端子２４
を介して供給されるビットストリーム信号は−（Ｉａｃ
ｉ＋Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ＋Ｉｎｓ）となる。ここでＩｄ
ｃｉは入力時点での直流オフセット、Ｉｄｃｘは図示し
ないＡ−Ｄコンバータ１１でＡ−Ｄ変換したときに生じ
る直流オフセット、Ｉｎｓはノイズシェーピング処理で
発生した高周波ノイズである。

【００９１】そしてＩｎｓ＝Ｉｎｓ２−ｉｎｓとする
と、加算点ｓｍでの信号Ｉｏは−（Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ
−Ｉｄｃｏ＋Ｉｎｓ２）となり、また、加算点ｓｍの信
号Ｉｏ＋コンデンサＣ２で除去されるノイズ分Ｉｃ１＋
抵抗器Ｒ４を流れる信号Ｉｒ１＝０となる。

【００９２】ここでノイズ分Ｉｃ１をＩｎｓ２とする
と、抵抗器Ｒ４を流れる信号Ｉｒ１＝（Ｉｄｃｉ＋Ｉｄ
ｃｘ−Ｉｄｃｏ）となり、ゆえに、演算増幅回路２１の
出力Ｖ１はＶ１＝Ｒ４／Ｒ３×（Ｉｄｃｉ＋Ｉｄｃｘ−
Ｉｄｃｏ）となる。

【００９３】ここで、直流成分のみに注目すると、帰還
電圧ＶｓはＶｓ＝−（Ｒ８／Ｒ７）×Ｖ１となる。

【００９４】そしてａ＝（Ｒ８／Ｒ７）、Ｖ１＝ｂ×Ｖ
ｄｃ（直流分）とおくと、帰還電圧ＶｓはＶｓ＝−（ａ
×ｂ×Ｖｄｃ）となる。

【００９５】即ち、このＶｓを図１で示した抵抗器Ｒ５
及びＲ６で入力端子２０からの入力アナログ信号に加算
して直流オフセットを打ち消す。

【００９６】このように、この第３実施例においては、
オフセット調整を行ってから高周波ノイズを除去しつつ
同時に直流サーボの負帰還に必要な振幅への増幅を行っ
て入力アナログ信号に加算して直流サーボをかけるよう
にしたので、Ａ−Ｄコンバータの特性のばらつきを要因
とするノイズ、トーン（特定周波数帯における発振）、
歪の発生を防止でき、入力の周期が大きくなってデジタ
ルフィルタ出力のＭＳＢが長い期間”１”または”０”
となった場合でも、直流成分がない場合には帰還電圧を
発生しないようにでき、これによってノイズや歪の発生
を防止でき、またサーボ動作を直流成分に対してリニア
な特性とでき、更に、入力アナログ信号に対して３２〜
１２８倍のオーバーサンプリングのサンプリング周期で
数サンプルしか遅れのないΣ△Ａ−Ｄコンバータ１１を
用いているので直流オフセットの正負の変化に対するサ
ーボ帰還電圧の応答を良好にでき、これによって直流オ
フセットの収束速度を高速にでき、正確、且つ、精度の
高いサーボ動作を行うことができる。

【００９７】また、更に、このような構成とすることに
よって交流成分を除去するので、残ったΣΔ変調による
高周波ノイズを除去する簡単なフィルタだけでノイズの
ない良好なサーボ帰還信号を得ることができ、また、入
力アナログ信号とビットストリーム信号との間のディレ
イが極めて少なく、高い周波数帯域まで交流成分の打ち
消し効果があり、上述と同様良好なサーボ帰還信号を得
られ、直流オフセットの収束を早めることができ、ま
た、発生した直流オフセットに比例したサーボ帰還信号
を得ることができるので、ゲイン設定が容易となり、ま
た、Ａ−Ｄコンバータ単体の直流オフセットのみをキャ
ンセルすることも可能となる。

【００９８】尚、上述の実施例は本発明の一例であり、
本発明の要旨を逸脱しない範囲でその他様々な構成が取
り得ることは勿論である。

【００９９】

【発明の効果】上述せる本発明によれば、シグマ−デル
タ変調後のディジタル出力を積分手段で積分して得た出
力を直流成分抽出手段でオーバーサンプリング・シグマ
・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ信
号と逆相加算して直流成分を抽出し、この出力を加算手
段でアナログ信号に加算するようにしたので、Ａ−Ｄコ
ンバータの特性のばらつきを要因とするノイズ、トーン
（特定周波数帯における発振）、歪の発生を防止でき、
入力の周期が大きくなってデジタルフィルタ出力のＭＳ
Ｂが長い期間”１”または”０”となった場合でも、直
流成分がない場合には帰還電圧を発生しないようにで
き、これによってノイズや歪の発生を防止でき、またサ
ーボ動作を直流成分に対してリニアな特性とでき、更
に、入力アナログ信号に対して３２〜１２８倍のオーバ
ーサンプリングのサンプリング周期で数サンプルしか遅
れのないΣ△Ａ−Ｄコンバータ１１を用いているので直
流オフセットの正負の変化に対するサーボ帰還電圧の応
答を良好にでき、これによって直流オフセットの収束速
度を高速にでき、正確なサーボ動作を行うことができ
る。

【０１００】また上述せる本発明によれば、入力される
アナログ信号に含まれる直流成分を直流成分除去手段で
予め除去すると共に、シグマ−デルタ変調後のディジタ
ル出力を積分手段で積分し、この積分出力を直流成分抽
出手段でオーバーサンプリング・シグマ・デルタ変調ア
ナログ−ディジタル変換前のアナログ信号と逆相加算
し、この出力を加算手段で予め直流成分を除去したアナ
ログ信号に加算するようにしたので、Ａ−Ｄコンバータ
の特性のばらつきを要因とするノイズ、トーン（特定周
波数帯における発振）、歪の発生を防止でき、入力の周
期が大きくなってＭＳＢが長い期間“１”または“０”
となった場合でも、直流成分がない場合には帰還電圧を
発生しないようにでき、これによってノイズや歪の発生
を防止でき、またサーボ動作を直流成分に対してリニア
な特性とでき、更に、入力アナログ信号に対して３２〜
１２８倍のオーバーサンプリングのサンプリング周期で
数サンプルしか遅れのないΣΔＡ−Ｄコンバータ１１を
用いているので直流オフセットの正負の変化に対するサ
ーボ帰還電圧の応答を良好にでき、これによって直流オ
フセットの収束速度を高速にでき、正確、且つ、精度の
高いサーボ動作を行うことができる。

【０１０１】また上述せる本発明によれば、ノイズ除去
手段でノイズシェーピングによるノイズを除去すると共
に、シグマ−デルタ変調後のディジタル出力を積分手段
で積分し、この積分出力を直流成分抽出手段でオーバー
サンプリング・シグマ・デルタ変調アナログ−ディジタ
ル変換前のアナログ信号と逆相加算して直流成分を抽出
し、この出力を加算手段でアナログ信号に加算するよう
にしたので、Ａ−Ｄコンバータの特性のばらつきを要因
とするノイズ、トーン（特定周波数帯における発振）、
歪の発生を防止でき、入力の周期が大きくなってデジタ
ルフィルタ出力のＭＳＢが長い期間”１”または”０”
となった場合でも、直流成分がない場合には帰還電圧を
発生しないようにでき、これによってノイズや歪の発生
を防止でき、またサーボ動作を直流成分に対してリニア
な特性とでき、更に、入力アナログ信号に対して３２〜
１２８倍のオーバーサンプリングのサンプリング周期で
数サンプルしか遅れのないΣ△Ａ−Ｄコンバータ１１を
用いているので直流オフセットの正負の変化に対するサ
ーボ帰還電圧の応答を良好にでき、これによって直流オ
フセットの収束速度を高速にでき、正確、且つ、精度の
高いサーボ動作を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明直流成分除去回路の第１実施例を示す回
路図である。

【図２】本発明直流成分除去回路の第２実施例を示す回
路図である。

【図３】本発明直流成分除去回路の第３実施例を示す回
路図である。

【図４】本発明直流成分除去回路の説明に供する１ビッ
トアナログ復調回路を示す構成図である。

【図５】本発明直流成分除去回路の説明に供する４ビッ
トアナログ復調回路を示す構成図である。

【図６】本発明直流成分除去回路の説明に供するサーボ
信号のローパスフィルタ特性とノイズシェーピングの帯
域外ノイズ特性例を示すグラフである。

【図７】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する
２’ＳＣＯＭ形式のディジタルデータを示す説明図であ
る。

【図８】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する中
点電圧入力時のＭＳＢの時間変化の例を示すタイミング
チャートである。

【図９】従来の直流成分除去回路の例を示す構成図であ
る。

【図１０】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する
サーボ帰還電圧とＭＳＢの時間変化の関係を示すグラフ
である。

【図１１】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する
アナログ入力振幅に対するＭＳＢの関係を示すグラフで
ある。

【図１２】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する
オーバーサンプリングΣΔ変調方式Ａ−Ｄコンバータの
説明図である。

【図１３】従来の直流成分除去回路の例の説明に供する
ディレイ有無によるＤＣオフセットに対するＭＳＢ、サ
ーボ電圧の変化を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗器 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ ２１ 演算増幅回路

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 オーバーサンプリング・シグマ・デルタ
   変調アナログ−ディジタル変換における出力ディジタル
   信号の直流成分を除去する直流成分除去回路において、 シグマ−デルタ変調後のディジタル出力を積分する積分
   手段と、 この積分手段からの出力をオーバーサンプリング・シグ
   マ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ
   信号と逆相加算して直流成分を抽出する直流成分抽出手
   段と、 この直流成分抽出手段からの出力を上記アナログ信号に
   加算する加算手段とを有することを特徴とする直流成分
   除去回路。
2. 【請求項２】 上記積分手段は抵抗器及びコンデンサか
   らなる１次ローパスフィルタであることを特徴とする請
   求項１記載の直流成分除去回路。
3. 【請求項３】 オーバーサンプリング・シグマ・デルタ
   変調アナログ−ディジタル変換における出力ディジタル
   信号の直流成分を除去する直流成分除去回路において、 入力されるアナログ信号に含まれる直流成分を予め除去
   する直流成分除去手段と、 シグマ−デルタ変調後のディジタル出力を積分する積分
   手段と、 この積分手段からの出力をオーバーサンプリング・シグ
   マ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ
   信号と逆相加算して直流成分を抽出する直流成分抽出手
   段と、 この直流成分抽出手段からの出力を上記アナログ信号に
   加算する加算手段とを有することを特徴とする直流成分
   除去回路。
4. 【請求項４】 オーバーサンプリング・シグマ・デルタ
   変調アナログ−ディジタル変換における出力ディジタル
   信号の直流成分を除去する直流成分除去回路において、 ノイズシェーピングによるノイズを除去するノイズ除去
   手段と、 シグマ−デルタ変調後のディジタル出力を積分する積分
   手段と、 この積分手段からの出力をオーバーサンプリング・シグ
   マ・デルタ変調アナログ−ディジタル変換前のアナログ
   信号と逆相加算して直流成分を抽出する直流成分抽出手
   段と、 この直流成分抽出手段からの出力を上記アナログ信号に
   加算する加算手段とを有することを特徴とする直流成分
   除去回路。
5. 【請求項５】 上記ノイズ除去手段はコンデンサである
   ことを特徴とする請求項４記載の直流成分除去回路。