JP3312539B2 - 音響信号処理装置 - Google Patents
音響信号処理装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は音響信号処理装置、特
に、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態
の音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗
分の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビット
のデジタル音響信号の符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にある
Ｍビットの符号情報に変換するビット数変換手段を含ん
で構成された音響信号処理装置に関する。
に、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態
の音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗
分の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビット
のデジタル音響信号の符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にある
Ｍビットの符号情報に変換するビット数変換手段を含ん
で構成された音響信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】音響信号のデジタル化に際しては、伝
送，記録再生の忠実度、装置の価格、その他の色々な条
件を考慮して定められた規格に従って、所定のビット数
を有するデジタル信号が生成されていることは周知のと
おりであり、例えばコンパクトディスクには、１６ビッ
トのデジタル信号が記録されている。ところで、前記し
たように特定な規格に従った所定のビット数のデジタル
信号が、例えばＮビットのデジタル信号であれば、その
デジタル信号はアナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能
でデジタル信号に変換されている状態のものとなる。そ
れで、Ｎビットのデジタル信号は、通常、前記した２の
Ｎ乗分の１の分解能以上の細かさで、微小な信号部分を
復原できないことは当然である。
送，記録再生の忠実度、装置の価格、その他の色々な条
件を考慮して定められた規格に従って、所定のビット数
を有するデジタル信号が生成されていることは周知のと
おりであり、例えばコンパクトディスクには、１６ビッ
トのデジタル信号が記録されている。ところで、前記し
たように特定な規格に従った所定のビット数のデジタル
信号が、例えばＮビットのデジタル信号であれば、その
デジタル信号はアナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能
でデジタル信号に変換されている状態のものとなる。そ
れで、Ｎビットのデジタル信号は、通常、前記した２の
Ｎ乗分の１の分解能以上の細かさで、微小な信号部分を
復原できないことは当然である。
【０００３】しかし、デジタル信号のビット数で定まる
分解能以上の細かさで、微小な信号部分をも復原させる
ようにしようとする試みが従来から行なわれて来てい
る。すなわち、前記の試みの一例としては、例えば、特
開平５ー３０４４７４号公報にも開示されているよう
に、Ｎビットの符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビッ
トの符号情報に変換させるようにするための提案を挙げ
ることができる。そして、前記した特開平５ー３０４４
７４号公報に開示されているビット拡大の手法は、微小
レベルの信号についても歪の少ないＤＡ変換が行なわれ
るように、方形波と対応するデジタルデータの場合に
は、デジタルローパスフィルタにより波形を滑らかにし
て、本来のビット数と対応して定まる１ＬＳＢ以下のデ
ータまで出力してＤＡ変換が行なわれるようにしたもの
である。
分解能以上の細かさで、微小な信号部分をも復原させる
ようにしようとする試みが従来から行なわれて来てい
る。すなわち、前記の試みの一例としては、例えば、特
開平５ー３０４４７４号公報にも開示されているよう
に、Ｎビットの符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビッ
トの符号情報に変換させるようにするための提案を挙げ
ることができる。そして、前記した特開平５ー３０４４
７４号公報に開示されているビット拡大の手法は、微小
レベルの信号についても歪の少ないＤＡ変換が行なわれ
るように、方形波と対応するデジタルデータの場合に
は、デジタルローパスフィルタにより波形を滑らかにし
て、本来のビット数と対応して定まる１ＬＳＢ以下のデ
ータまで出力してＤＡ変換が行なわれるようにしたもの
である。
【０００４】ところで、人間の聴覚についての古くから
の研究結果として、人間が音として感じる空気振動の周
波数範囲（可聴周波数帯域）は、従来から２０Ｈｚ〜２
０ＫＨｚであるとされて来ている。それで、音響信号の
高忠実度再生（または伝送）を目指す場合にも、従来か
ら前記の可聴周波数帯域の音響信号について、記録再生
（または伝送）が良好に行なわれるように、各種の条件
を定めてシステム構成を行なうのが一般的であった。例
えば、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信号
に変換する場合の標本化周波数は、標本化定理で必要と
される条件を満足させうる最低の周波数（可聴周波数帯
域の上限の周波数の２倍の周波数）値を僅かに上まわる
周波数値に設定されている。すなわち、例えば、コンパ
クトディスクでは４４.１ＫＨｚ、ディジタル・オーデ
ィオ・テープレコーダ（ＤＡＴ）では４８ＫＨｚの標本
化周波数が規格値とされている。
の研究結果として、人間が音として感じる空気振動の周
波数範囲（可聴周波数帯域）は、従来から２０Ｈｚ〜２
０ＫＨｚであるとされて来ている。それで、音響信号の
高忠実度再生（または伝送）を目指す場合にも、従来か
ら前記の可聴周波数帯域の音響信号について、記録再生
（または伝送）が良好に行なわれるように、各種の条件
を定めてシステム構成を行なうのが一般的であった。例
えば、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信号
に変換する場合の標本化周波数は、標本化定理で必要と
される条件を満足させうる最低の周波数（可聴周波数帯
域の上限の周波数の２倍の周波数）値を僅かに上まわる
周波数値に設定されている。すなわち、例えば、コンパ
クトディスクでは４４.１ＫＨｚ、ディジタル・オーデ
ィオ・テープレコーダ（ＤＡＴ）では４８ＫＨｚの標本
化周波数が規格値とされている。
【０００５】ところが、近年になって、可聴周波数帯域
の上限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成
分の存在が脳波のα波の発現に寄与し、２０ＫＨｚ以上
の周波数成分の存在によって、より一層自然さのある音
響信号が再生できる、とする研究成果が発表されるよう
になり、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信
号に変換する場合の標本化周波数として、前記した規格
値の標本化周波数よりも高い周波数値の標本化周波数
（例えば８８.２ＫＨｚ，９６ＫＨｚ）を、音響信号の
デジタル信号化の際の標本化周波数として採用して標本
化する（以下、ハイサンプリング手段と記載されること
もある）ことも試みられるようになり、前記のハイサン
プリング手段を適用して標本化し、量子化して得た音響
デジタル信号では、音質上で有意性が認められたとの報
告も行なわれている（ＡＥＳ東京コンベンション’９５
予稿集第１６６頁〜第１６９頁大須氏他６名「９６ＫＨ
ｚサンプリングデジタルオーディオの音質評価」）。
の上限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成
分の存在が脳波のα波の発現に寄与し、２０ＫＨｚ以上
の周波数成分の存在によって、より一層自然さのある音
響信号が再生できる、とする研究成果が発表されるよう
になり、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信
号に変換する場合の標本化周波数として、前記した規格
値の標本化周波数よりも高い周波数値の標本化周波数
（例えば８８.２ＫＨｚ，９６ＫＨｚ）を、音響信号の
デジタル信号化の際の標本化周波数として採用して標本
化する（以下、ハイサンプリング手段と記載されること
もある）ことも試みられるようになり、前記のハイサン
プリング手段を適用して標本化し、量子化して得た音響
デジタル信号では、音質上で有意性が認められたとの報
告も行なわれている（ＡＥＳ東京コンベンション’９５
予稿集第１６６頁〜第１６９頁大須氏他６名「９６ＫＨ
ｚサンプリングデジタルオーディオの音質評価」）。
【０００６】また、前述のように、可聴周波数帯域の上
限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成分を
も記録再生の対象として、より一層自然な感じの音響信
号が再生できるようにすることを意図して、可聴周波数
帯域全域の音響信号を、デジタル信号に変換する場合の
標本化信号として、前記した規格値の標本化周波数より
も高い周波数値の標本化周波数（例えば８８.２ＫＨ
ｚ，９６ＫＨｚ）を有する標本化信号を用いて、アナロ
グ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本値、
すなわち、ハイサンプリング手段で得た順次の標本値
を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して
得たＮビットのデジタル音響信号の符号情報について
も、デジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細か
さで、微小な信号部分も復原させることができるよう
に、前記したＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関
係にあるＭビットの符号情報に変換するビット数変換技
術を適用することも考えられる。
限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成分を
も記録再生の対象として、より一層自然な感じの音響信
号が再生できるようにすることを意図して、可聴周波数
帯域全域の音響信号を、デジタル信号に変換する場合の
標本化信号として、前記した規格値の標本化周波数より
も高い周波数値の標本化周波数（例えば８８.２ＫＨ
ｚ，９６ＫＨｚ）を有する標本化信号を用いて、アナロ
グ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本値、
すなわち、ハイサンプリング手段で得た順次の標本値
を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して
得たＮビットのデジタル音響信号の符号情報について
も、デジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細か
さで、微小な信号部分も復原させることができるよう
に、前記したＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関
係にあるＭビットの符号情報に変換するビット数変換技
術を適用することも考えられる。
【０００７】さらに、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に前述のハイサンプリング手段
と、ノイズシェーピング技術とを適用して、可聴周波数
帯域よりも高い周波数帯域にディザを入れて、人間の聴
覚の鋭い中低域の周波数帯域のノイズを減らし、人間の
聴覚では感知できない周波数帯域のノイズを増やすよう
な状態に量子化ノイズのスぺクトルを変えて、聴感上の
ダイナミックレンジを拡大させることにより、Ｎビット
のデジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさ
で音響信号を再生させるようにするという試みも行なわ
れている。
ジタル信号に変換する際に前述のハイサンプリング手段
と、ノイズシェーピング技術とを適用して、可聴周波数
帯域よりも高い周波数帯域にディザを入れて、人間の聴
覚の鋭い中低域の周波数帯域のノイズを減らし、人間の
聴覚では感知できない周波数帯域のノイズを増やすよう
な状態に量子化ノイズのスぺクトルを変えて、聴感上の
ダイナミックレンジを拡大させることにより、Ｎビット
のデジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさ
で音響信号を再生させるようにするという試みも行なわ
れている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】さて、既述した従来技
術において、微小レベルの信号についても歪の少ないＤ
Ａ変換が行なわれるように、方形波と対応するデジタル
データの場合には、デジタルローパスフィルタにより波
形を滑らかにして、本来のビット数と対応して定まる１
ＬＳＢ以下のデータまで出力してＤＡ変換が行なわれる
ようにしたものでは、アナログ信号を２のＮ乗分の１の
分解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符号情
報における１ＬＳＢの間のデータ値を、前記したＮビッ
トの符号情報を用いて滑らかにする、というものであっ
た。しかし、前記のような従来技術では、波形そのもの
のリニアリティの改善効果は認められるにしても、周知
のようにＮビットの符号情報には、必らず、０.５ＬＳ
Ｂの誤差を含んでいる状態のものになっていることか
ら、前記の従来技術によっては、Ｎビットの符号情報に
基づいて、もとのアナログ信号を推測した場合に、Ｍ＞
Ｎの関係にあるＮビットの符号情報を、高品位なＭビッ
トの符号情報に変換させることはできなかった。
術において、微小レベルの信号についても歪の少ないＤ
Ａ変換が行なわれるように、方形波と対応するデジタル
データの場合には、デジタルローパスフィルタにより波
形を滑らかにして、本来のビット数と対応して定まる１
ＬＳＢ以下のデータまで出力してＤＡ変換が行なわれる
ようにしたものでは、アナログ信号を２のＮ乗分の１の
分解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符号情
報における１ＬＳＢの間のデータ値を、前記したＮビッ
トの符号情報を用いて滑らかにする、というものであっ
た。しかし、前記のような従来技術では、波形そのもの
のリニアリティの改善効果は認められるにしても、周知
のようにＮビットの符号情報には、必らず、０.５ＬＳ
Ｂの誤差を含んでいる状態のものになっていることか
ら、前記の従来技術によっては、Ｎビットの符号情報に
基づいて、もとのアナログ信号を推測した場合に、Ｍ＞
Ｎの関係にあるＮビットの符号情報を、高品位なＭビッ
トの符号情報に変換させることはできなかった。
【０００９】それで、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリング手
段を適用して得られるＮビットのデジタル信号を、デジ
タル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさで、微
小な信号部分も復原させることができるように、前記し
たＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭ
ビットの符号情報に変換する既述した従来のビット数変
換技術を適用したとしても、良好な音質の再生音響信号
が得られなかった。また、アナログ信号形態の音響信号
をデジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリン
グ手段と、ノイズシェーピング技術とを適用して得たＮ
ビットのデジタル信号を、デジタル信号のビット数で定
まる分解能以上の細かさで、微小な信号部分も復原させ
ることができるように、前記したＮビットの符号情報に
対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換
するようにした場合には、可聴周波数帯域よりも高い周
波数帯域に入れたディザについても、Ｍ＞Ｎの関係にあ
るＭビットの符号情報に変換されることになるという点
が問題になる。
ジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリング手
段を適用して得られるＮビットのデジタル信号を、デジ
タル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさで、微
小な信号部分も復原させることができるように、前記し
たＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭ
ビットの符号情報に変換する既述した従来のビット数変
換技術を適用したとしても、良好な音質の再生音響信号
が得られなかった。また、アナログ信号形態の音響信号
をデジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリン
グ手段と、ノイズシェーピング技術とを適用して得たＮ
ビットのデジタル信号を、デジタル信号のビット数で定
まる分解能以上の細かさで、微小な信号部分も復原させ
ることができるように、前記したＮビットの符号情報に
対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換
するようにした場合には、可聴周波数帯域よりも高い周
波数帯域に入れたディザについても、Ｍ＞Ｎの関係にあ
るＭビットの符号情報に変換されることになるという点
が問題になる。
【００１０】さらに、波形そのもののリニアリティの改
善が図かれるにした既述した従来のビット数変換技術に
おける問題点が解消できるようにするために、Ｎビット
の符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符
号情報に変換する際に、Ｎビットの符号情報を得るのに
用いられたアナログ信号と、前記のＮビットの符号情報
を復原して得たアナログ信号との間に存在する２のＮ乗
分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの誤差
範囲以内で、前記したＮビットの符号情報によって示さ
れるアナログ信号波形の積分値と、Ｍビットの符号情報
によって示されるアナログ信号波形の積分値とが等価と
なるようにしてビット数変換を行なうようにした特殊構
成のビット数変換手段を、既述のハイサンプリング手段
を適用して得たＮビットのデジタル信号に適用した場合
には、ビット数変換のための信号処理部の構成が複雑な
ものになるので、それの解決策も求められた。
善が図かれるにした既述した従来のビット数変換技術に
おける問題点が解消できるようにするために、Ｎビット
の符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符
号情報に変換する際に、Ｎビットの符号情報を得るのに
用いられたアナログ信号と、前記のＮビットの符号情報
を復原して得たアナログ信号との間に存在する２のＮ乗
分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの誤差
範囲以内で、前記したＮビットの符号情報によって示さ
れるアナログ信号波形の積分値と、Ｍビットの符号情報
によって示されるアナログ信号波形の積分値とが等価と
なるようにしてビット数変換を行なうようにした特殊構
成のビット数変換手段を、既述のハイサンプリング手段
を適用して得たＮビットのデジタル信号に適用した場合
には、ビット数変換のための信号処理部の構成が複雑な
ものになるので、それの解決策も求められた。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、所定の標本化
周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の
音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分
の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットの
デジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化
周波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１
のＮビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符
号情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第
２のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した
第１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段
と、前記のデシメーションされた第１のＮビットの符号
情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報
に変換するビット数変換手段と、前記したビット数変換
手段から出力されたＭビットの符号情報を、前記した所
定の標本化周波数を有する標本化信号により標本化され
た状態のＭビットの符号情報にするアップサンプリング
手段と、前記したアップサンプリング手段から出力され
たＭビットの符号情報と、前記した第２のＮビットの符
号情報とを、互いの最上位桁を一致させて加算する手段
とを備えてなる音響信号処理装置、及び所定の標本化周
波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の音
響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分の
１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットのデ
ジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化周
波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１の
Ｎビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符号
情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第２
のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した第
１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段と、
前記したデシメーションする手段から出力されたＮビッ
トの符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの
符号情報に変換する際に、前記のＮビットの符号情報を
得るのに用いられたアナログ信号と、前記のＮビットの
符号情報を復原して得たアナログ信号との間に存在する
２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳ
Ｂの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符号情報によ
って示されるアナログ信号波形の積分値と、Ｍビットの
符号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と
が等価となるようにしてビット数変換を行なうビット数
変換手段と、前記したビット数変換手段から出力された
Ｍビットの符号情報を、前記した所定の標本化周波数を
有する標本化信号により標本化された状態のＭビットの
符号情報にするアップサンプリング手段と、前記したア
ップサンプリング手段から出力されたＭビットの符号情
報と、前記した第２のＮビットの符号情報とを、互いの
最上位桁を一致させて加算する手段とを備えてなる音響
信号処理装置を提供する。
周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の
音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分
の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットの
デジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化
周波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１
のＮビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符
号情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第
２のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した
第１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段
と、前記のデシメーションされた第１のＮビットの符号
情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報
に変換するビット数変換手段と、前記したビット数変換
手段から出力されたＭビットの符号情報を、前記した所
定の標本化周波数を有する標本化信号により標本化され
た状態のＭビットの符号情報にするアップサンプリング
手段と、前記したアップサンプリング手段から出力され
たＭビットの符号情報と、前記した第２のＮビットの符
号情報とを、互いの最上位桁を一致させて加算する手段
とを備えてなる音響信号処理装置、及び所定の標本化周
波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の音
響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分の
１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットのデ
ジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化周
波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１の
Ｎビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符号
情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第２
のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した第
１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段と、
前記したデシメーションする手段から出力されたＮビッ
トの符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの
符号情報に変換する際に、前記のＮビットの符号情報を
得るのに用いられたアナログ信号と、前記のＮビットの
符号情報を復原して得たアナログ信号との間に存在する
２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳ
Ｂの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符号情報によ
って示されるアナログ信号波形の積分値と、Ｍビットの
符号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と
が等価となるようにしてビット数変換を行なうビット数
変換手段と、前記したビット数変換手段から出力された
Ｍビットの符号情報を、前記した所定の標本化周波数を
有する標本化信号により標本化された状態のＭビットの
符号情報にするアップサンプリング手段と、前記したア
ップサンプリング手段から出力されたＭビットの符号情
報と、前記した第２のＮビットの符号情報とを、互いの
最上位桁を一致させて加算する手段とを備えてなる音響
信号処理装置を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の音響信号処理装置の具体的な内容を詳細に説明する。
図１は本発明の音響信号処理装置の一例構成を示すブロ
ック図である。図１中で１は音響信号処理装置の入力端
子であり、この入力端子１には音響信号処理装置で信号
処理の対象にしているＮビットのデジタル音響信号（以
下、Ｎビットの符号情報と記載されることもある）が供
給される。ところで、前記した入力端子１に供給される
前記のＮビットのデジタル音響信号は、所謂、ハイサン
プリング手段を適用して可聴周波数帯域全域の音響信号
を標本化し、Ｎビットのデジタル音響信号に変換されて
いる状態のものである。すなわち、通常、可聴周波数帯
域全域の音響信号を、デジタル信号に変換する場合の標
本化周波数は、標本化定理で必要とされる条件を満足さ
せうる最低の周波数［可聴周波数帯域の上限の周波数
（通常２０ＫＨｚ、あるいは１５ＫＨｚ等の周波数値が
使用される）の２倍の周波数］値を僅かに上まわる周波
数値に設定されていて、例えば、コンパクトディスクで
は４４.１ＫＨｚ、ディジタル・オーディオ・テープレ
コーダ（ＤＡＴ）では４８ＫＨｚの標本化周波数が規格
値とされているが、ハイサンプリングを行なう場合に
は、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信号に
変換する場合の標本化周波数として、前記した規格値の
標本化周波数よりも高い周波数値の標本化周波数（例え
ば８８.２ＫＨｚ，９６ＫＨｚ）が採用される。
の音響信号処理装置の具体的な内容を詳細に説明する。
図１は本発明の音響信号処理装置の一例構成を示すブロ
ック図である。図１中で１は音響信号処理装置の入力端
子であり、この入力端子１には音響信号処理装置で信号
処理の対象にしているＮビットのデジタル音響信号（以
下、Ｎビットの符号情報と記載されることもある）が供
給される。ところで、前記した入力端子１に供給される
前記のＮビットのデジタル音響信号は、所謂、ハイサン
プリング手段を適用して可聴周波数帯域全域の音響信号
を標本化し、Ｎビットのデジタル音響信号に変換されて
いる状態のものである。すなわち、通常、可聴周波数帯
域全域の音響信号を、デジタル信号に変換する場合の標
本化周波数は、標本化定理で必要とされる条件を満足さ
せうる最低の周波数［可聴周波数帯域の上限の周波数
（通常２０ＫＨｚ、あるいは１５ＫＨｚ等の周波数値が
使用される）の２倍の周波数］値を僅かに上まわる周波
数値に設定されていて、例えば、コンパクトディスクで
は４４.１ＫＨｚ、ディジタル・オーディオ・テープレ
コーダ（ＤＡＴ）では４８ＫＨｚの標本化周波数が規格
値とされているが、ハイサンプリングを行なう場合に
は、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信号に
変換する場合の標本化周波数として、前記した規格値の
標本化周波数よりも高い周波数値の標本化周波数（例え
ば８８.２ＫＨｚ，９６ＫＨｚ）が採用される。
【００１３】前記の入力端子１に供給されたＮビットの
符号情報は、帯域分割フィルタ６０，６１に与えられ
る。前記した２個の帯域分割フィルタ６０，６１の内の
一方の帯域分割フィルタ６０は、ダウンサンプリング部
ＤＳＤに設けられているものである。そして、前記のダ
ウンサンプリング部ＤＳＤに設けられている帯域分割フ
ィルタ６０は、前記した入力端子１に供給されたＮビッ
トの符号情報、すなわち、Ｎビットの符号情報の発生時
におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化信
号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周
波数ｆｓｈ／４を遮断周波数とするローパスフィルタで
ある。それで、前記の帯域分割フィルタ６０は、音響信
号処理装置で信号処理の対象にしているＮビットの符号
情報の内で、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈの１／
４の周波数以下の周波数帯域１（図１４参照）に属する
第１のＮビットの符号情報を通過させて、それを前記の
ダウンサンプリング部ＤＳＤにおけるデシメーション部
６４に与える。
符号情報は、帯域分割フィルタ６０，６１に与えられ
る。前記した２個の帯域分割フィルタ６０，６１の内の
一方の帯域分割フィルタ６０は、ダウンサンプリング部
ＤＳＤに設けられているものである。そして、前記のダ
ウンサンプリング部ＤＳＤに設けられている帯域分割フ
ィルタ６０は、前記した入力端子１に供給されたＮビッ
トの符号情報、すなわち、Ｎビットの符号情報の発生時
におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化信
号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周
波数ｆｓｈ／４を遮断周波数とするローパスフィルタで
ある。それで、前記の帯域分割フィルタ６０は、音響信
号処理装置で信号処理の対象にしているＮビットの符号
情報の内で、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈの１／
４の周波数以下の周波数帯域１（図１４参照）に属する
第１のＮビットの符号情報を通過させて、それを前記の
ダウンサンプリング部ＤＳＤにおけるデシメーション部
６４に与える。
【００１４】また、前記した２個の帯域分割フィルタ６
０，６１の内の他方の帯域分割フィルタ６１は、前記し
た所定の標本化周波数ｆｓｈの１／４の周波数ｆｓｈ／
４を遮断周波数とするハイパスフィルタである。それ
で、前記の帯域分割フィルタ６１は、音響信号処理装置
で信号処理の対象にしているＮビットの符号情報の内
で、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈの１／４の周波
数以上の周波数帯域２（図１４参照）に属する第２のＮ
ビットの符号情報を通過させて、それを遅延回路６２を
介して加算部６３に与える。
０，６１の内の他方の帯域分割フィルタ６１は、前記し
た所定の標本化周波数ｆｓｈの１／４の周波数ｆｓｈ／
４を遮断周波数とするハイパスフィルタである。それ
で、前記の帯域分割フィルタ６１は、音響信号処理装置
で信号処理の対象にしているＮビットの符号情報の内
で、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈの１／４の周波
数以上の周波数帯域２（図１４参照）に属する第２のＮ
ビットの符号情報を通過させて、それを遅延回路６２を
介して加算部６３に与える。
【００１５】今、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈ
が、例えば８８.２ＫＨｚであるとすると、前記の帯域
分割フィルタ６０は、音響信号処理装置で信号処理の対
象にしているＮビットの符号情報の内で、前記した所定
の標本化周波数ｆｓｈ（８８.２ＫＨｚ）の１／４以下
の周波数帯域１、すなわち、２２.０５ＫＨｚ以下の周
波数帯域（これは可聴周波数帯域の上限の周波数を２０
ＫＨｚとした場合でも、可聴周波数帯域の全域を含んで
いる）に属する第１のＮビットの符号情報を通過させ
て、それをデシメーション部６４に与えることになる。
また、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈが、例えば８
８.２ＫＨｚであるとすると、前記の帯域分割フィルタ
６１は、音響信号処理装置で信号処理の対象にしている
Ｎビットの符号情報の内で、前記した所定の標本化周波
数ｆｓｈ（８８.２ＫＨｚ）の１／４以上の周波数帯域
２、すなわち２２.０５ＫＨｚ以上の周波数帯域（これ
は可聴周波数帯域の上限の周波数を２０ＫＨｚとした場
合でも、非可聴周波数帯域である）に属する第２のＮビ
ットの符号情報を通過させて、それを遅延回路６２を介
して加算部６３に与える。
が、例えば８８.２ＫＨｚであるとすると、前記の帯域
分割フィルタ６０は、音響信号処理装置で信号処理の対
象にしているＮビットの符号情報の内で、前記した所定
の標本化周波数ｆｓｈ（８８.２ＫＨｚ）の１／４以下
の周波数帯域１、すなわち、２２.０５ＫＨｚ以下の周
波数帯域（これは可聴周波数帯域の上限の周波数を２０
ＫＨｚとした場合でも、可聴周波数帯域の全域を含んで
いる）に属する第１のＮビットの符号情報を通過させ
て、それをデシメーション部６４に与えることになる。
また、前記した所定の標本化周波数ｆｓｈが、例えば８
８.２ＫＨｚであるとすると、前記の帯域分割フィルタ
６１は、音響信号処理装置で信号処理の対象にしている
Ｎビットの符号情報の内で、前記した所定の標本化周波
数ｆｓｈ（８８.２ＫＨｚ）の１／４以上の周波数帯域
２、すなわち２２.０５ＫＨｚ以上の周波数帯域（これ
は可聴周波数帯域の上限の周波数を２０ＫＨｚとした場
合でも、非可聴周波数帯域である）に属する第２のＮビ
ットの符号情報を通過させて、それを遅延回路６２を介
して加算部６３に与える。
【００１６】図１４は、前記した２個の帯域分割フィル
タ６０，６１の通過帯域特性を説明するための周波数レ
スポンス特性例図である。図１４における周波数帯域１
の部分は、前記した帯域分割フィルタ６０としてローパ
スフィルタが用いられた場合の帯域分割フィルタ６０の
通過帯域特性である。また図１４中の周波数帯域２の部
分は、前記した帯域分割フィルタ６１としてハイパスフ
ィルタが用いられた場合の帯域分割フィルタ６１の通過
帯域であり、図中のｆｃは前記した２個の帯域分割フィ
ルタ６０，６１の遮断周波数を示しており、このｆｃの
周波数値は、既述した所定の標本化周波数ｆｓｈのほぼ
１／４の周波数である。
タ６０，６１の通過帯域特性を説明するための周波数レ
スポンス特性例図である。図１４における周波数帯域１
の部分は、前記した帯域分割フィルタ６０としてローパ
スフィルタが用いられた場合の帯域分割フィルタ６０の
通過帯域特性である。また図１４中の周波数帯域２の部
分は、前記した帯域分割フィルタ６１としてハイパスフ
ィルタが用いられた場合の帯域分割フィルタ６１の通過
帯域であり、図中のｆｃは前記した２個の帯域分割フィ
ルタ６０，６１の遮断周波数を示しており、このｆｃの
周波数値は、既述した所定の標本化周波数ｆｓｈのほぼ
１／４の周波数である。
【００１７】前記した２個の帯域分割フィルタ６０，６
１は、個々の帯域分割フィルタの周波数レスポンス特性
の和が平坦となるように、それぞれの帯域分割フィルタ
における遮断域付近の周波数レスポンス特性が相補性を
有するような通過帯域特性のものとして構成されるが、
それは例えば、帯域分割フィルタ６０として用いられる
ローパスフィルタを、伝達関数がＨ(ｚ）であるような
ＦＩＲフィルタで構成し、また帯域分割フィルタ６１と
しては、１から前記した伝達関数Ｈ(ｚ）を減算した状
態の伝達関数｛１−Ｈ(ｚ）｝であるようなハイパスフ
ィルタをＦＩＲフィルタで構成させることにより実現で
きる。
１は、個々の帯域分割フィルタの周波数レスポンス特性
の和が平坦となるように、それぞれの帯域分割フィルタ
における遮断域付近の周波数レスポンス特性が相補性を
有するような通過帯域特性のものとして構成されるが、
それは例えば、帯域分割フィルタ６０として用いられる
ローパスフィルタを、伝達関数がＨ(ｚ）であるような
ＦＩＲフィルタで構成し、また帯域分割フィルタ６１と
しては、１から前記した伝達関数Ｈ(ｚ）を減算した状
態の伝達関数｛１−Ｈ(ｚ）｝であるようなハイパスフ
ィルタをＦＩＲフィルタで構成させることにより実現で
きる。
【００１８】さて、既述のようにダウンサンプリング部
ＤＳＤに設けられている帯域分割フィルタ６０とデシメ
ーション部６４とは、既述のように入力端子１からダウ
ンサンプリング部ＤＳＤに供給されたＮビットの符号情
報の内で、Ｎビットの符号情報の発生時におけるハイサ
ンプリングに用いられた所定の標本化信号の周波数（所
定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周波数以下の周波
数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報について、
前記した所定の標本化信号の周波数（所定の標本化周波
数ｆｓｈ）の１／２の周波数ｆｓｈ／２を有する標本化
周波数の標本化信号で間引き（デジメーション）を行な
って、デシメーションが行なわれた第１のＮビットの符
号情報を、ビット数変換部ＢＮＣにおける遅延回路３
と、信号波形の変化態様の検出部５とに供給する。
ＤＳＤに設けられている帯域分割フィルタ６０とデシメ
ーション部６４とは、既述のように入力端子１からダウ
ンサンプリング部ＤＳＤに供給されたＮビットの符号情
報の内で、Ｎビットの符号情報の発生時におけるハイサ
ンプリングに用いられた所定の標本化信号の周波数（所
定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周波数以下の周波
数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報について、
前記した所定の標本化信号の周波数（所定の標本化周波
数ｆｓｈ）の１／２の周波数ｆｓｈ／２を有する標本化
周波数の標本化信号で間引き（デジメーション）を行な
って、デシメーションが行なわれた第１のＮビットの符
号情報を、ビット数変換部ＢＮＣにおける遅延回路３
と、信号波形の変化態様の検出部５とに供給する。
【００１９】例えば、前記したＮビットの符号情報の発
生時におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本
化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）が８８.
２ＫＨｚの場合には、前記のダウンサンプリング部ＤＳ
Ｄに設けられている帯域分割フィルタ６０として使用さ
れるローパスフィルタ６０の遮断周波数が２２.０５Ｋ
Ｈｚであり、デシメーション部６４には２２.０５ＫＨ
ｚ以下の周波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報
が供給される。そして、この場合にデシメーション部６
４では４４.１ＫＨｚの標本化周波数を有する標本化信
号によって、前記した２２.０５ＫＨｚ以下の周波数帯
域に属する第１のＮビットの符号情報についてデシメー
ション動作を行なう。
生時におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本
化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）が８８.
２ＫＨｚの場合には、前記のダウンサンプリング部ＤＳ
Ｄに設けられている帯域分割フィルタ６０として使用さ
れるローパスフィルタ６０の遮断周波数が２２.０５Ｋ
Ｈｚであり、デシメーション部６４には２２.０５ＫＨ
ｚ以下の周波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報
が供給される。そして、この場合にデシメーション部６
４では４４.１ＫＨｚの標本化周波数を有する標本化信
号によって、前記した２２.０５ＫＨｚ以下の周波数帯
域に属する第１のＮビットの符号情報についてデシメー
ション動作を行なう。
【００２０】また、例えば、前記したＮビットの符号情
報の発生時におけるハイサンプリングに用いられた所定
の標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）が
４８ＫＨｚの場合には、前記のダウンサンプリング部Ｄ
ＳＤに設けられている帯域分割フィルタ６０として使用
されるローパスフィルタ６０の遮断周波数が１２ＫＨｚ
であり、デシメーション部６４には１２ＫＨｚ以下の周
波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報が供給され
る。そして、この場合にデシメーション部６４では、２
４ＫＨｚの標本化周波数を有する標本化信号によって、
前記した１２ＫＨｚ以下の周波数帯域に属する第１のＮ
ビットの符号情報についてデシメーション動作を行な
う。
報の発生時におけるハイサンプリングに用いられた所定
の標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）が
４８ＫＨｚの場合には、前記のダウンサンプリング部Ｄ
ＳＤに設けられている帯域分割フィルタ６０として使用
されるローパスフィルタ６０の遮断周波数が１２ＫＨｚ
であり、デシメーション部６４には１２ＫＨｚ以下の周
波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報が供給され
る。そして、この場合にデシメーション部６４では、２
４ＫＨｚの標本化周波数を有する標本化信号によって、
前記した１２ＫＨｚ以下の周波数帯域に属する第１のＮ
ビットの符号情報についてデシメーション動作を行な
う。
【００２１】前記のように、ダウンサンプリング部ＤＳ
Ｄにおいてデシメーションが行なわれて、処理対象とさ
れる信号量が半分になっている状態の第１のＮビットの
符号情報（第１のＮビットのデジタル信号）が供給され
るビット数変換部ＢＮＣでは、前記した第１のＮビット
のデジタル信号を、Ｎ＜Ｍの関係にあるＭビットの符号
情報に変換するための信号処理を行なうが、前述のよう
にビット数変換部ＢＮＣで処理対象とされる第１のＮビ
ットのデジタル信号の信号量は、ダウンサンプリングが
行なわれなかった場合の第１のＮビットの符号情報の信
号量の半分になっているために、ビット数変換部ＢＮＣ
での信号処理の速度が向上する（あるいはビット数変換
部ＢＮＣとして、信号処理の速度の遅いものが使用でき
る）。そして、前記のビット数変換部ＢＮＣでは、前記
した第１のＮビットの符号情報（第１のＮビットのデジ
タル信号）に基づいて発生させたＭビットの符号情報を
アップサンプリング部６５に供給する。
Ｄにおいてデシメーションが行なわれて、処理対象とさ
れる信号量が半分になっている状態の第１のＮビットの
符号情報（第１のＮビットのデジタル信号）が供給され
るビット数変換部ＢＮＣでは、前記した第１のＮビット
のデジタル信号を、Ｎ＜Ｍの関係にあるＭビットの符号
情報に変換するための信号処理を行なうが、前述のよう
にビット数変換部ＢＮＣで処理対象とされる第１のＮビ
ットのデジタル信号の信号量は、ダウンサンプリングが
行なわれなかった場合の第１のＮビットの符号情報の信
号量の半分になっているために、ビット数変換部ＢＮＣ
での信号処理の速度が向上する（あるいはビット数変換
部ＢＮＣとして、信号処理の速度の遅いものが使用でき
る）。そして、前記のビット数変換部ＢＮＣでは、前記
した第１のＮビットの符号情報（第１のＮビットのデジ
タル信号）に基づいて発生させたＭビットの符号情報を
アップサンプリング部６５に供給する。
【００２２】アップサンプリング部６５では、前記した
第１のＮビットの符号情報（第１のＮビットのデジタル
信号）に基づいて、ビット数変換部ＢＮＣで発生したＭ
ビットの符号情報を、前記したＮビットのデジタル信号
の発生時におけるハイサンプリングに用いられた所定の
標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）で標
本化された状態のＭビットの符号情報を発生させて、そ
れを加算部６３に与える。前記の加算部６３には、既述
のように遅延回路６２を介して、帯域分割フィルタ６１
から出力された第２のＮビットの符号情報、すなわち、
音響信号処理装置において信号処理の対象にされている
Ｎビットの符号情報の内で、Ｎビットの符号情報の発生
時におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化
信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の
周波数以上の周波数帯域２に属する第２のＮビットの符
号情報が供給されている。それで前記の加算部６３で
は、前記したアップサンプリング部６５から出力された
前記の周波数帯域１に属するＭビットの符号情報と、既
述のように帯域分割フィルタ６１から出力されて遅延回
路６２を介して供給されている周波数帯域２に属する第
２のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致さ
せた状態で加算して出力端子２に送出する。
第１のＮビットの符号情報（第１のＮビットのデジタル
信号）に基づいて、ビット数変換部ＢＮＣで発生したＭ
ビットの符号情報を、前記したＮビットのデジタル信号
の発生時におけるハイサンプリングに用いられた所定の
標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）で標
本化された状態のＭビットの符号情報を発生させて、そ
れを加算部６３に与える。前記の加算部６３には、既述
のように遅延回路６２を介して、帯域分割フィルタ６１
から出力された第２のＮビットの符号情報、すなわち、
音響信号処理装置において信号処理の対象にされている
Ｎビットの符号情報の内で、Ｎビットの符号情報の発生
時におけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化
信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の
周波数以上の周波数帯域２に属する第２のＮビットの符
号情報が供給されている。それで前記の加算部６３で
は、前記したアップサンプリング部６５から出力された
前記の周波数帯域１に属するＭビットの符号情報と、既
述のように帯域分割フィルタ６１から出力されて遅延回
路６２を介して供給されている周波数帯域２に属する第
２のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致さ
せた状態で加算して出力端子２に送出する。
【００２３】次に、前記のようにダウンサンプリング部
ＤＳＤから、第１のＮビットの符号情報（第１のＮビッ
トのデジタル信号）が供給されるビット数変換部ＢＮＣ
の具体的な構成例について説明する。図１中に示されて
いるビット数変換部ＢＮＣは、遅延回路３と、加算回路
４と、信号波形の変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビ
ツト信号発生部６と、可変遅延部７と、遅延制御信号発
生部８との各構成部分によって構成されている。前記の
ビット数変換部ＢＮＣは、アナログ信号を２のＮ乗分の
１の分解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符
号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、前記のＮ
ビットの符号情報を復原して得たアナログ信号との間に
存在する２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±
０.５ＬＳＢの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符
号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と、
Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ信号波形
の積分値とが等価となるようにしてビット数変換が行な
われるように、ビット数変換の対象にされているＮビッ
トの符号情報について、順次の隣接する１標本化周期を
隔てているＮビットの符号情報間の差の変化態様の情報
を検出した結果に基づいて予め定められたアナログ信号
波形と対応するように設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を前記したＮビットの符号情報の最下位桁に
連続させて、Ｍビットの符号情報を生成させるような動
作を行なうものとして構成されている。
ＤＳＤから、第１のＮビットの符号情報（第１のＮビッ
トのデジタル信号）が供給されるビット数変換部ＢＮＣ
の具体的な構成例について説明する。図１中に示されて
いるビット数変換部ＢＮＣは、遅延回路３と、加算回路
４と、信号波形の変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビ
ツト信号発生部６と、可変遅延部７と、遅延制御信号発
生部８との各構成部分によって構成されている。前記の
ビット数変換部ＢＮＣは、アナログ信号を２のＮ乗分の
１の分解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符
号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、前記のＮ
ビットの符号情報を復原して得たアナログ信号との間に
存在する２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±
０.５ＬＳＢの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符
号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と、
Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ信号波形
の積分値とが等価となるようにしてビット数変換が行な
われるように、ビット数変換の対象にされているＮビッ
トの符号情報について、順次の隣接する１標本化周期を
隔てているＮビットの符号情報間の差の変化態様の情報
を検出した結果に基づいて予め定められたアナログ信号
波形と対応するように設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を前記したＮビットの符号情報の最下位桁に
連続させて、Ｍビットの符号情報を生成させるような動
作を行なうものとして構成されている。
【００２４】ここで、まず図６乃至図１０の各図を参照
して、前記したビット数変換部ＢＮＣの構成原理や動作
原理について説明する。図６においてａ〜ｎで示す各点
を、ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆ→ｇ→ｈ→ｉ→ｊ→ｋ→ｌ
→ｍ→ｎのように太い実線で結んで示してある曲線Ｓ
は、アナログ信号を特定な標本化周期Ｔｓ（標本化周波
数ｆｓの逆数）毎に、２のＮ乗分の１の分解能、すなわ
ちＮビットの１ＬＳＢの分解能で標本化量子化して得た
デジタル値の変化の状態を例示したものであり、前記の
曲線Ｓによって示されるようなデジタル値を生じさせる
原信号のアナログ信号は、前記した曲線Ｓを囲む図６中
の破線で囲む領域内に存在していたものである。
して、前記したビット数変換部ＢＮＣの構成原理や動作
原理について説明する。図６においてａ〜ｎで示す各点
を、ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆ→ｇ→ｈ→ｉ→ｊ→ｋ→ｌ
→ｍ→ｎのように太い実線で結んで示してある曲線Ｓ
は、アナログ信号を特定な標本化周期Ｔｓ（標本化周波
数ｆｓの逆数）毎に、２のＮ乗分の１の分解能、すなわ
ちＮビットの１ＬＳＢの分解能で標本化量子化して得た
デジタル値の変化の状態を例示したものであり、前記の
曲線Ｓによって示されるようなデジタル値を生じさせる
原信号のアナログ信号は、前記した曲線Ｓを囲む図６中
の破線で囲む領域内に存在していたものである。
【００２５】それで、デジタル信号に変換して得たＮビ
ットの符号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、
前記のＮビットの符号情報を復原して得たアナログ信号
との間には、２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて
±０.５ＬＳＢ以内の誤差を含んでいるものになってい
る。なお、図６中においてｔ1，ｔ2，ｔ3…は順次の標
本化が行なわれる時点であり、また前記した順次の標本
化の時点ｔ1，ｔ2，ｔ3…において隣接している標本化
時点間の時間Ｔｓは標本化周期を示している。
ットの符号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、
前記のＮビットの符号情報を復原して得たアナログ信号
との間には、２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて
±０.５ＬＳＢ以内の誤差を含んでいるものになってい
る。なお、図６中においてｔ1，ｔ2，ｔ3…は順次の標
本化が行なわれる時点であり、また前記した順次の標本
化の時点ｔ1，ｔ2，ｔ3…において隣接している標本化
時点間の時間Ｔｓは標本化周期を示している。
【００２６】ところで、前記のビット数変換部ＢＮＣで
は、アナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能でデジタル
信号に変換して得たＮビットの符号情報にビット数変換
を施して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報を得
る場合に、前記したＮビットの符号情報の値が、時間軸
上において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示
して変化している場合においては、順次の標本化周期毎
のＮビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期間
(区間）の長さ(標本化周期の数によって示される）と、
前記の期間に隣接していて、前記の期間におけるＮビッ
トの符号情報の値に対して、２のＮ乗分の１の分解能１
ＬＳＢだけ異なるＮビットの符号情報が、順次の標本化
周期毎のＮビットの符号情報として続いた期間（区間）
の長さとを比較する。
は、アナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能でデジタル
信号に変換して得たＮビットの符号情報にビット数変換
を施して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報を得
る場合に、前記したＮビットの符号情報の値が、時間軸
上において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示
して変化している場合においては、順次の標本化周期毎
のＮビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期間
(区間）の長さ(標本化周期の数によって示される）と、
前記の期間に隣接していて、前記の期間におけるＮビッ
トの符号情報の値に対して、２のＮ乗分の１の分解能１
ＬＳＢだけ異なるＮビットの符号情報が、順次の標本化
周期毎のＮビットの符号情報として続いた期間（区間）
の長さとを比較する。
【００２７】そして前記の隣接する２つの区間の期間長
が互いに異なる場合には、前記の隣接する２つの区間の
期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い方の区間
中における前記した２つの区間の境界から前記した短い
期間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を表わ
し得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ、ま
た、前記の隣接する２つの区間が同一の期間長のとき
は、前記の２つの区間における互いの区間の中点間を結
ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
発生させて、前記のようにして発生させた付加符号情報
をＮビットの符号情報の最下位桁に連続させてＭビット
の符号情報を生成させる。また、前記したＮビットの符
号情報の値が、極値と対応している区間におけるＮビッ
トの符号情報であった場合には、その区間の期間長と対
応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
を、前記したＮビットの符号情報の最下位桁に連続させ
てＭビットの符号情報を生成させる。
が互いに異なる場合には、前記の隣接する２つの区間の
期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い方の区間
中における前記した２つの区間の境界から前記した短い
期間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を表わ
し得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ、ま
た、前記の隣接する２つの区間が同一の期間長のとき
は、前記の２つの区間における互いの区間の中点間を結
ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
発生させて、前記のようにして発生させた付加符号情報
をＮビットの符号情報の最下位桁に連続させてＭビット
の符号情報を生成させる。また、前記したＮビットの符
号情報の値が、極値と対応している区間におけるＮビッ
トの符号情報であった場合には、その区間の期間長と対
応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
を、前記したＮビットの符号情報の最下位桁に連続させ
てＭビットの符号情報を生成させる。
【００２８】図７の（ａ）は、Ｎビットの符号情報の最
下位桁に、前記のようにして（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を連続させて、Ｍビットの符号情報を生成させた
状態を例示したものである。図７の（ａ）において太実
線による階段波形の曲線Ｓｎは、アナログ信号を２のＮ
乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して得たＮビッ
トの符号情報の時間軸上の変化を例示しており、また、
細実線の階段波形の曲線Ｓ(m-n)は既述のようにして得
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報の時間軸上の変化を
例示してある。
下位桁に、前記のようにして（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を連続させて、Ｍビットの符号情報を生成させた
状態を例示したものである。図７の（ａ）において太実
線による階段波形の曲線Ｓｎは、アナログ信号を２のＮ
乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して得たＮビッ
トの符号情報の時間軸上の変化を例示しており、また、
細実線の階段波形の曲線Ｓ(m-n)は既述のようにして得
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報の時間軸上の変化を
例示してある。
【００２９】図７の(ａ)において、点ａ→ｂ→ｃ→ｄ→
ｅ→ｆで示されている曲線Ｓｎは、Ｎビットの符号情報
に関する時間軸上での変化態様を示している。既述した
ように、図１中のビット数変換部ＢＮＣでは、Ｎビット
の符号情報の値が時間軸上において順次に増加傾向、ま
たは順次に減少傾向を示して変化している場合に、順次
の標本化周期毎のＮビットの符号情報の値が同一の状態
で続いた期間(区間）の長さ（例えば点ａ→ｂ間で示さ
れている区間の期間長、点ｃ→ｄ間で示されている区間
の期間長、点ｅ→ｆ間で示されている区間の期間長）
を、隣接する２つの区間毎に比較して、前記の隣接する
２つの区間が同一の期間長のときは、前記の２つの区間
における互いの区間の中点間を結ぶ直線として示される
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させるようにす
るのであり、この状態が図７の（ａ）における区間ａ→
ｂと、区間ｃ→ｄとの２つの区間の部分に示してある。
すなわち、同一の期間長を有する２つの区間が連続して
いる場合を例示している前記した区間ａ→ｂと、区間ｃ
→ｄとの２つの区間では、区間ａ→ｂにおける区間の中
点位置ｈと、区間ｃ→ｄにおける区間の中点位置ｉとを
結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報を発生させるようにする。
ｅ→ｆで示されている曲線Ｓｎは、Ｎビットの符号情報
に関する時間軸上での変化態様を示している。既述した
ように、図１中のビット数変換部ＢＮＣでは、Ｎビット
の符号情報の値が時間軸上において順次に増加傾向、ま
たは順次に減少傾向を示して変化している場合に、順次
の標本化周期毎のＮビットの符号情報の値が同一の状態
で続いた期間(区間）の長さ（例えば点ａ→ｂ間で示さ
れている区間の期間長、点ｃ→ｄ間で示されている区間
の期間長、点ｅ→ｆ間で示されている区間の期間長）
を、隣接する２つの区間毎に比較して、前記の隣接する
２つの区間が同一の期間長のときは、前記の２つの区間
における互いの区間の中点間を結ぶ直線として示される
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させるようにす
るのであり、この状態が図７の（ａ）における区間ａ→
ｂと、区間ｃ→ｄとの２つの区間の部分に示してある。
すなわち、同一の期間長を有する２つの区間が連続して
いる場合を例示している前記した区間ａ→ｂと、区間ｃ
→ｄとの２つの区間では、区間ａ→ｂにおける区間の中
点位置ｈと、区間ｃ→ｄにおける区間の中点位置ｉとを
結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報を発生させるようにする。
【００３０】次に、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上
において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示し
て変化している場合に、順次の標本化周期毎のＮビット
の符号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長
さを、隣接する２つの区間毎に比較して、前記の隣接す
る２つの区間が互いに異なる期間長のときは、前記の２
つの区間において区間の期間長の短い方の区間の中点
と、期間長が長い方の区間中における前記した２つの区
間の境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位
置の点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を発生させるようにするのであり、この状態
が図７の（ａ）における区間ｃ→ｄと、区間ｅ→ｆとの
２つの区間の部分に示してある。すなわち前記した区間
ｃ→ｄと、区間ｅ→ｆとの２つの区間における期間長
は、区間ｅ→ｆの期間長の方が長いから、前記の２つの
区間ｃ→ｄ，ｅ→ｆにおいて区間の期間長の短い方の区
間ｃ→ｄにおける中点の位置ｉと、期間長が長い方の区
間ｅ→ｆ中において、前記した２つの区間ｃ→ｄ，ｅ→
ｆの境界ｄから前記した短い期間長の１／２と対応する
位置の点ｌとを結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報を発生させるようにする。
において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示し
て変化している場合に、順次の標本化周期毎のＮビット
の符号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長
さを、隣接する２つの区間毎に比較して、前記の隣接す
る２つの区間が互いに異なる期間長のときは、前記の２
つの区間において区間の期間長の短い方の区間の中点
と、期間長が長い方の区間中における前記した２つの区
間の境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位
置の点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を発生させるようにするのであり、この状態
が図７の（ａ）における区間ｃ→ｄと、区間ｅ→ｆとの
２つの区間の部分に示してある。すなわち前記した区間
ｃ→ｄと、区間ｅ→ｆとの２つの区間における期間長
は、区間ｅ→ｆの期間長の方が長いから、前記の２つの
区間ｃ→ｄ，ｅ→ｆにおいて区間の期間長の短い方の区
間ｃ→ｄにおける中点の位置ｉと、期間長が長い方の区
間ｅ→ｆ中において、前記した２つの区間ｃ→ｄ，ｅ→
ｆの境界ｄから前記した短い期間長の１／２と対応する
位置の点ｌとを結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報を発生させるようにする。
【００３１】次に、順次の標本化周期毎のＮビットの符
号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）が極値の
区間の場合には、その区間の期間長と対応して予め設定
された(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報が、前記したＮビ
ットの符号情報の最下位桁に連続させてＭビットの符号
情報を生成させるようにするのであり、図７の(ｂ)や図
８乃至図１０の各図には、前記した極値の区間の期間長
と対応して、予め設定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報の例を示してある。図７の（ｂ）は、Ｎビ
ットの符号情報の値による極値の区間について、予め設
定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が、ど
のように定められるのかを説明するための図である。図
７の（ｂ）には極値と対応しているＮビットの符号情報
による区間の期間長が、１標本化周期Ｔｓの場合と、前
記の区間の期間長が３標本化周期３Ｔｓの場合とについ
て示してある。
号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）が極値の
区間の場合には、その区間の期間長と対応して予め設定
された(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報が、前記したＮビ
ットの符号情報の最下位桁に連続させてＭビットの符号
情報を生成させるようにするのであり、図７の(ｂ)や図
８乃至図１０の各図には、前記した極値の区間の期間長
と対応して、予め設定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報の例を示してある。図７の（ｂ）は、Ｎビ
ットの符号情報の値による極値の区間について、予め設
定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が、ど
のように定められるのかを説明するための図である。図
７の（ｂ）には極値と対応しているＮビットの符号情報
による区間の期間長が、１標本化周期Ｔｓの場合と、前
記の区間の期間長が３標本化周期３Ｔｓの場合とについ
て示してある。
【００３２】図７の（ｂ）において、Ｎビットの符号情
報による極値と対応している区間の期間長が、１標本化
周期Ｔｓの場合における（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報は、極値と対応しているＮビットの符号情報による１
標本化周期Ｔｓの期間長の区間を示すｏ→ｐ→ｑ→ｒの
細実線の矩形の面積と、略々、同じ面積の領域、すなわ
ち図中で太実線によって包囲されていて斜線を引いて示
すような領域で示されるようなものとして設定される。
また、図７の（ｂ）において、Ｎビットの符号情報によ
る極値と対応している区間の期間長が、３標本化周期３
Ｔｓの場合における（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
は、極値と対応しているＮビットの符号情報による３標
本化周期３Ｔｓの期間長の区間を示すｓ→ｕ→ｖ→ｚの
細実線の矩形の面積と、略々、同じ面積の領域、すなわ
ち図中で太実線によって包囲されていて斜線を引いて示
すような領域で示されるようなものとして設定される。
報による極値と対応している区間の期間長が、１標本化
周期Ｔｓの場合における（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報は、極値と対応しているＮビットの符号情報による１
標本化周期Ｔｓの期間長の区間を示すｏ→ｐ→ｑ→ｒの
細実線の矩形の面積と、略々、同じ面積の領域、すなわ
ち図中で太実線によって包囲されていて斜線を引いて示
すような領域で示されるようなものとして設定される。
また、図７の（ｂ）において、Ｎビットの符号情報によ
る極値と対応している区間の期間長が、３標本化周期３
Ｔｓの場合における（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
は、極値と対応しているＮビットの符号情報による３標
本化周期３Ｔｓの期間長の区間を示すｓ→ｕ→ｖ→ｚの
細実線の矩形の面積と、略々、同じ面積の領域、すなわ
ち図中で太実線によって包囲されていて斜線を引いて示
すような領域で示されるようなものとして設定される。
【００３３】なお、既述したように、Ｎビットの符号情
報の値には、もともと、Ｎビットの分解能１ＬＳＢに関
して±０.５ＬＳＢ｛図７の（ｂ）中に示されている＋
０.５ＬＳＢ，−０.５ＬＳＢの表示を参照｝の誤差を含
んでいるから、前記したＮビットの符号情報による極値
と対応している区間の期間長毎に、それぞれ設定してお
くべき（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報の設定に際して
は、Ｎビットの符号情報による極値と対応している区間
の面積として、既述した細実線の矩形（ｏ→ｐ→ｑ→ｒ
で示す細実線の矩形、またはｓ→ｕ→ｖ→ｚで示す細実
線の矩形）に対して前記した±０.５ＬＳＢの範囲内で
高さが変化した矩形（例えば、ｏ→ｐ’→ｑ’→ｒ、ｏ
→ｐ”→ｑ”→ｒ、またはｓ→ｕ’→ｖ’→ｚ、ｓ→
ｕ”→ｖ”→ｚなどで示される矩形）の面積と、略々、
同じ面積となる領域で示されるようなものとして設定さ
れてもよい。
報の値には、もともと、Ｎビットの分解能１ＬＳＢに関
して±０.５ＬＳＢ｛図７の（ｂ）中に示されている＋
０.５ＬＳＢ，−０.５ＬＳＢの表示を参照｝の誤差を含
んでいるから、前記したＮビットの符号情報による極値
と対応している区間の期間長毎に、それぞれ設定してお
くべき（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報の設定に際して
は、Ｎビットの符号情報による極値と対応している区間
の面積として、既述した細実線の矩形（ｏ→ｐ→ｑ→ｒ
で示す細実線の矩形、またはｓ→ｕ→ｖ→ｚで示す細実
線の矩形）に対して前記した±０.５ＬＳＢの範囲内で
高さが変化した矩形（例えば、ｏ→ｐ’→ｑ’→ｒ、ｏ
→ｐ”→ｑ”→ｒ、またはｓ→ｕ’→ｖ’→ｚ、ｓ→
ｕ”→ｖ”→ｚなどで示される矩形）の面積と、略々、
同じ面積となる領域で示されるようなものとして設定さ
れてもよい。
【００３４】図８は極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長が１標本化周期Ｔｓの場合と対
応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報か
ら、極値と対応しているＮビットの符号情報による区間
の期間長が９標本化周期９Ｔｓの場合と対応して設定さ
れた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを例示した図
である。また、図９は極値と対応しているＮビットの符
号情報による区間の期間長が１０標本化周期１０Ｔｓの
場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号
情報から、極値と対応しているＮビットの符号情報によ
る区間の期間長が１４標本化周期１４Ｔｓの場合と対応
して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを
例示した図である。さらに図１０は極値と対応している
Ｎビットの符号情報による区間の期間長が１５標本化周
期１５Ｔｓの場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報から、極値と対応しているＮビットの
符号情報による区間の期間長が１６標本化周期１６Ｔｓ
の場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報までを例示した図である。
情報による区間の期間長が１標本化周期Ｔｓの場合と対
応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報か
ら、極値と対応しているＮビットの符号情報による区間
の期間長が９標本化周期９Ｔｓの場合と対応して設定さ
れた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを例示した図
である。また、図９は極値と対応しているＮビットの符
号情報による区間の期間長が１０標本化周期１０Ｔｓの
場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号
情報から、極値と対応しているＮビットの符号情報によ
る区間の期間長が１４標本化周期１４Ｔｓの場合と対応
して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを
例示した図である。さらに図１０は極値と対応している
Ｎビットの符号情報による区間の期間長が１５標本化周
期１５Ｔｓの場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報から、極値と対応しているＮビットの
符号情報による区間の期間長が１６標本化周期１６Ｔｓ
の場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報までを例示した図である。
【００３５】そして前記した図８乃至図１０に示されて
いる(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報は、図１及び図３を
参照して後述してある(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６中の
極値区間の波形データ発生部４８に設けられている波形
データ発生用ＲＯＭに記憶されて、前記の波形データ発
生用ＲＯＭに対し、極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長がアドレス情報として供給され
たときに、それと対応した所定の(Ｍ−Ｎ)ビットの付加
符号情報が読出されて後述のように使用されるのであ
る。
いる(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報は、図１及び図３を
参照して後述してある(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６中の
極値区間の波形データ発生部４８に設けられている波形
データ発生用ＲＯＭに記憶されて、前記の波形データ発
生用ＲＯＭに対し、極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長がアドレス情報として供給され
たときに、それと対応した所定の(Ｍ−Ｎ)ビットの付加
符号情報が読出されて後述のように使用されるのであ
る。
【００３６】既述のように、ダウンサンプリング部ＤＳ
Ｄにおいてデシメーションが行なわれて、処理対象とさ
れる信号量が半分になっている状態の第１のＮビットの
符号情報が供給される図１中に示してあるビット数変換
部ＢＮＣにおいて、前記の第１のＮビットの符号情報
（第１のＮビットのデジタル信号）は、遅延回路３によ
って予め定められた一定の時間だけ遅延された後に加算
回路４に供給される。また、図２を参照して後述されて
いるように、信号波形変化情報の発生部５１と、信号波
形変化態様情報の発生部５２と、信号波形変化の間隔情
報の発生部５３とによって構成されている信号波形の変
化態様の検出部５は、ダウンサンプリング部ＤＳＤにお
いてデシメーションが行なわれて、処理対象とされる信
号量が半分になっている状態の第１のＮビットの符号情
報（第１のＮビットのデジタル信号）について、信号波
形の変化態様情報と信号波形変化の間隔情報とを検出し
て、前記の検出した諸情報を（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生
部６と、可変遅延部７とに供給する。
Ｄにおいてデシメーションが行なわれて、処理対象とさ
れる信号量が半分になっている状態の第１のＮビットの
符号情報が供給される図１中に示してあるビット数変換
部ＢＮＣにおいて、前記の第１のＮビットの符号情報
（第１のＮビットのデジタル信号）は、遅延回路３によ
って予め定められた一定の時間だけ遅延された後に加算
回路４に供給される。また、図２を参照して後述されて
いるように、信号波形変化情報の発生部５１と、信号波
形変化態様情報の発生部５２と、信号波形変化の間隔情
報の発生部５３とによって構成されている信号波形の変
化態様の検出部５は、ダウンサンプリング部ＤＳＤにお
いてデシメーションが行なわれて、処理対象とされる信
号量が半分になっている状態の第１のＮビットの符号情
報（第１のＮビットのデジタル信号）について、信号波
形の変化態様情報と信号波形変化の間隔情報とを検出し
て、前記の検出した諸情報を（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生
部６と、可変遅延部７とに供給する。
【００３７】(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６では、前記し
た第１のＮビットのデジタル信号の値が、時間軸上にお
いて順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示して変
化している場合においては、順次の標本化周期毎のＮビ
ットのデジタル信号の値が同一の状態で続いた期間(区
間）の長さ(標本化周期の数によって示される）を、隣
接する区間について比較して、隣接する２つの区間の期
間長が互いに異なる場合には、前記の隣接する２つの区
間の期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い方の
区間中における前記した２つの区間の境界から前記した
短い期間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を
表わし得る(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報を発生してそ
れを可変遅延部７に供給し、また前記の隣接する２つの
区間が同一の期間長のときは、前記の２つの区間におけ
る互いの区間の中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を発生して、それを可変遅延
部７に供給し、さらに前記した第１のＮビットのデジタ
ル信号の値が、極値と対応している区間における第１の
Ｎビットのデジタル信号であった場合には、その区間の
期間長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を、極値区間の波形データ発生部４８に設け
られている波形データ発生用ＲＯＭから読出して、それ
を可変遅延部７に供給する。
た第１のＮビットのデジタル信号の値が、時間軸上にお
いて順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示して変
化している場合においては、順次の標本化周期毎のＮビ
ットのデジタル信号の値が同一の状態で続いた期間(区
間）の長さ(標本化周期の数によって示される）を、隣
接する区間について比較して、隣接する２つの区間の期
間長が互いに異なる場合には、前記の隣接する２つの区
間の期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い方の
区間中における前記した２つの区間の境界から前記した
短い期間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を
表わし得る(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報を発生してそ
れを可変遅延部７に供給し、また前記の隣接する２つの
区間が同一の期間長のときは、前記の２つの区間におけ
る互いの区間の中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を発生して、それを可変遅延
部７に供給し、さらに前記した第１のＮビットのデジタ
ル信号の値が、極値と対応している区間における第１の
Ｎビットのデジタル信号であった場合には、その区間の
期間長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を、極値区間の波形データ発生部４８に設け
られている波形データ発生用ＲＯＭから読出して、それ
を可変遅延部７に供給する。
【００３８】（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が供給された可変遅
延部７では、前記した（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
が加算回路４において所定の第１のＮビットのデジタル
信号の最下位桁に連続して、全体がＭビットの符号情報
を生成させるようにするために必要な時間遅延を（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報に与える。前記した可変遅延
部７における前記のような時間遅延量は、遅延制御信号
発生部８で発生させた遅延制御信号によって可変遅延部
７が制御されることによって得られる。すなわち、遅延
制御信号発生部８は、信号波形の変化態様の検出部５か
ら供給された信号波形変化情報、信号波形変化態様情
報、信号波形変化の間隔情報などに基づいて、前記した
遅延制御信号を発生して、それを可変遅延部７に供給す
る。それで、前記した加算回路４からは、信号処理の対
象にされている第１のＮビットのデジタル信号における
最下位桁に、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続した状態のＭ
ビットのデジタル信号が送出される。
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が供給された可変遅
延部７では、前記した（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
が加算回路４において所定の第１のＮビットのデジタル
信号の最下位桁に連続して、全体がＭビットの符号情報
を生成させるようにするために必要な時間遅延を（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報に与える。前記した可変遅延
部７における前記のような時間遅延量は、遅延制御信号
発生部８で発生させた遅延制御信号によって可変遅延部
７が制御されることによって得られる。すなわち、遅延
制御信号発生部８は、信号波形の変化態様の検出部５か
ら供給された信号波形変化情報、信号波形変化態様情
報、信号波形変化の間隔情報などに基づいて、前記した
遅延制御信号を発生して、それを可変遅延部７に供給す
る。それで、前記した加算回路４からは、信号処理の対
象にされている第１のＮビットのデジタル信号における
最下位桁に、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続した状態のＭ
ビットのデジタル信号が送出される。
【００３９】次に、図２を参照してビット数変換部ＢＮ
Ｃにおける信号波形の変化態様の検出部５の具体的な構
成態様と、動作とについて説明する。図２において信号
波形の変化態様の検出部５は、信号波形変化情報の発生
部５１と、信号波形変化態様情報の発生部５２と、信号
波形変化の間隔情報の発生部５３とによって構成されて
いる。そして信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５には、信号処理の対象にされている第１のＮビット
のデジタル信号が供給され、また入力端子２６にはクロ
ック信号パルスＰｆsが供給される。前記したクロック
信号パルスＰｆsとしては、信号処理の対象にされてい
る第１のＮビットのデジタル信号を発生させるダウンサ
ンプリング部ＤＳＤで使用された標本化周波数ｆｓｄ
（ｆｓｄ＝ｆｓｈ／２）と同一の繰返し周波数を有する
パルスが用いられる。
Ｃにおける信号波形の変化態様の検出部５の具体的な構
成態様と、動作とについて説明する。図２において信号
波形の変化態様の検出部５は、信号波形変化情報の発生
部５１と、信号波形変化態様情報の発生部５２と、信号
波形変化の間隔情報の発生部５３とによって構成されて
いる。そして信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５には、信号処理の対象にされている第１のＮビット
のデジタル信号が供給され、また入力端子２６にはクロ
ック信号パルスＰｆsが供給される。前記したクロック
信号パルスＰｆsとしては、信号処理の対象にされてい
る第１のＮビットのデジタル信号を発生させるダウンサ
ンプリング部ＤＳＤで使用された標本化周波数ｆｓｄ
（ｆｓｄ＝ｆｓｈ／２）と同一の繰返し周波数を有する
パルスが用いられる。
【００４０】信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５を介して信号波形変化情報の発生部５１に供給され
た情報信号処理の対象にされている第１のＮビットのデ
ジタル信号は、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
に与えられており、また前記のＤ型フリップフロップ９
のクロック端子には、入力端子２６を介してクロック信
号Ｐｆｓが与えられている。前記のマグニチュードコン
パレータ１０におけるＢ入力端子には、前記したＤ型フ
リップフロップ９のＱ端子出力が供給される。それで、
前記したＤ型フリップフロップ９は、Ｄ型フリップフロ
ップ９のクロック端子へ、入力端子２６を介して標本化
周期毎に順次のクロック信号Ｐｆｓが供給される度毎
に、前記したＤ型フリップフロップ９のＱ端子から、１
標本化周期前にＤ型フリップフロップ９のデータ端子に
与えられていたＮビットのデジタルデータを出力して、
それをマグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力
端子に入力させることになる。
２５を介して信号波形変化情報の発生部５１に供給され
た情報信号処理の対象にされている第１のＮビットのデ
ジタル信号は、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
に与えられており、また前記のＤ型フリップフロップ９
のクロック端子には、入力端子２６を介してクロック信
号Ｐｆｓが与えられている。前記のマグニチュードコン
パレータ１０におけるＢ入力端子には、前記したＤ型フ
リップフロップ９のＱ端子出力が供給される。それで、
前記したＤ型フリップフロップ９は、Ｄ型フリップフロ
ップ９のクロック端子へ、入力端子２６を介して標本化
周期毎に順次のクロック信号Ｐｆｓが供給される度毎
に、前記したＤ型フリップフロップ９のＱ端子から、１
標本化周期前にＤ型フリップフロップ９のデータ端子に
与えられていたＮビットのデジタルデータを出力して、
それをマグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力
端子に入力させることになる。
【００４１】前記のマグニチュードコンパレータ１０と
しては、それのＡ入力端子に供給されたＮビットのデジ
タルデータＡと、それのＢ入力端子に供給されたＮビッ
トのデジタルデータＢとの大きさを比較して、デジタル
データＡの方がデジタルデータＢよりも大きい場合に
は、出力端子Ａ＞Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＜Ｂと出力端子Ａ＝Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、また、前記の入力端子
Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータにおける
デジタルデータＡとデジタルデータＢとが等しい場合に
は、出力端子Ａ＝Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＜Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、さらに、前記の前記の入
力端子Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータに
おけるデジタルデータＢの方がデジタルデータＡよりも
大きい場合には、出力端子Ａ＜Ｂだけをハイレベルの状
態の出力Ｈとし、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＝Ｂ
との双方をローレベルの状態の出力Ｌとするような動作
態様のマグニチュードコンパレータ７４ＨＣ８５を使用
することができる。
しては、それのＡ入力端子に供給されたＮビットのデジ
タルデータＡと、それのＢ入力端子に供給されたＮビッ
トのデジタルデータＢとの大きさを比較して、デジタル
データＡの方がデジタルデータＢよりも大きい場合に
は、出力端子Ａ＞Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＜Ｂと出力端子Ａ＝Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、また、前記の入力端子
Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータにおける
デジタルデータＡとデジタルデータＢとが等しい場合に
は、出力端子Ａ＝Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＜Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、さらに、前記の前記の入
力端子Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータに
おけるデジタルデータＢの方がデジタルデータＡよりも
大きい場合には、出力端子Ａ＜Ｂだけをハイレベルの状
態の出力Ｈとし、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＝Ｂ
との双方をローレベルの状態の出力Ｌとするような動作
態様のマグニチュードコンパレータ７４ＨＣ８５を使用
することができる。
【００４２】信号波形変化情報の発生部５１における前
記のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
からの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力とは、排他的
論理和回路１１に供給されている。また、前記した前記
のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂか
らの出力は、信号波形変化態様情報の発生部５２のＤ型
フリップフロップ１３のデータ端子にも供給されてい
る。そして、前記した排他的論理和回路１１の出力は、
前記したマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ
＞Ｂからの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力との何れ
か一方がハイレベルの状態Ｈになった場合にハイレベル
の状態Ｈとなる。なお、図２中ではマグニチュードコン
パレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂからの出力と、出力端子
Ａ＜Ｂからの出力とを排他的論理和回路１１に供給して
いるが、前記の排他的論理和回路１１の代わりにオア回
路を使用しても、前記した排他的論理和回路１１を使用
した場合と同一の動作が行なわれる（図２におけるマグ
ニチュードコンパレータ１０から排他的論理和回路１１
の２つの入力端子に対して同時にハイレベルの状態の信
号が与えられる状態は起らないからである）。
記のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
からの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力とは、排他的
論理和回路１１に供給されている。また、前記した前記
のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂか
らの出力は、信号波形変化態様情報の発生部５２のＤ型
フリップフロップ１３のデータ端子にも供給されてい
る。そして、前記した排他的論理和回路１１の出力は、
前記したマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ
＞Ｂからの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力との何れ
か一方がハイレベルの状態Ｈになった場合にハイレベル
の状態Ｈとなる。なお、図２中ではマグニチュードコン
パレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂからの出力と、出力端子
Ａ＜Ｂからの出力とを排他的論理和回路１１に供給して
いるが、前記の排他的論理和回路１１の代わりにオア回
路を使用しても、前記した排他的論理和回路１１を使用
した場合と同一の動作が行なわれる（図２におけるマグ
ニチュードコンパレータ１０から排他的論理和回路１１
の２つの入力端子に対して同時にハイレベルの状態の信
号が与えられる状態は起らないからである）。
【００４３】前記の排他的論理和回路１１からの出力信
号は、アンド回路１２に供給されており、また前記のア
ンド回路１２にはゲートパルスとしてＰｆｓバーが供給
されている。前記のゲートパルスＰｆｓバーは既述した
クロック信号パルスＰｆsと同一の繰返し周波数（既述
したｆｓｈ／２の繰返し周波数）でクロック信号パルス
Ｐｆsと１８０度の位相差を有するパルスである。それ
で前記したアンド回路１２からは、第１のＮビットのデ
ジタル信号における１標本化周期だけ隔てて時間軸上で
隣接しているデジタルデータの値が異なっている状態の
場合に、ゲートパルスＰfsバーのタイミングでクロック
信号ＣＬＫが出力されることになる。
号は、アンド回路１２に供給されており、また前記のア
ンド回路１２にはゲートパルスとしてＰｆｓバーが供給
されている。前記のゲートパルスＰｆｓバーは既述した
クロック信号パルスＰｆsと同一の繰返し周波数（既述
したｆｓｈ／２の繰返し周波数）でクロック信号パルス
Ｐｆsと１８０度の位相差を有するパルスである。それ
で前記したアンド回路１２からは、第１のＮビットのデ
ジタル信号における１標本化周期だけ隔てて時間軸上で
隣接しているデジタルデータの値が異なっている状態の
場合に、ゲートパルスＰfsバーのタイミングでクロック
信号ＣＬＫが出力されることになる。
【００４４】信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５に対して供給された第１のＮビットのデジタル信号
の時間軸上での変化に対応して、信号波形の変化態様の
検出部５における信号波形変化情報の発生部５１のアン
ド回路１２から出力されるクロック信号ＣＬＫの発生の
状態を図４を参照して説明すると次のとおりである。図
４において図の上方に記載されているイ，ロ，ハ…オ
は、信号波形の変化態様の検出部５の入力端子２５に対
して供給された信号処理の対象にされている第１のＮビ
ットのデジタル信号の信号レベルを示している符号であ
り、また、図４の下方に記載されているＰｆｓ1，Ｐｆ
ｓ2，Ｐｆｓ3…Ｐｆｓ19は、入力端子２６に供給されて
いるクロック信号パルスＰｆsであり、さらに、Ｐｆｓ1
バー,Ｐｆｓ2バー,Ｐｆｓ3バー…Ｐｆｓ19バーは、アン
ド回路１２に供給されているゲートパルスである。
２５に対して供給された第１のＮビットのデジタル信号
の時間軸上での変化に対応して、信号波形の変化態様の
検出部５における信号波形変化情報の発生部５１のアン
ド回路１２から出力されるクロック信号ＣＬＫの発生の
状態を図４を参照して説明すると次のとおりである。図
４において図の上方に記載されているイ，ロ，ハ…オ
は、信号波形の変化態様の検出部５の入力端子２５に対
して供給された信号処理の対象にされている第１のＮビ
ットのデジタル信号の信号レベルを示している符号であ
り、また、図４の下方に記載されているＰｆｓ1，Ｐｆ
ｓ2，Ｐｆｓ3…Ｐｆｓ19は、入力端子２６に供給されて
いるクロック信号パルスＰｆsであり、さらに、Ｐｆｓ1
バー,Ｐｆｓ2バー,Ｐｆｓ3バー…Ｐｆｓ19バーは、アン
ド回路１２に供給されているゲートパルスである。
【００４５】前記した信号波形変化情報の発生部５１
に、入力端子２５を介して供給された信号処理の対象に
されている第１のＮビットのデジタル信号が、マグニチ
ュードコンパレータ１０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フ
リップフロップ９のデータ端子に与えられる。そして、
前記したＤ型フリップフロップ９のクロック端子には、
標本化周期毎に入力端子２６を介して順次のクロック信
号Ｐｆｓ1，Ｐｆｓ2，Ｐｆｓ3…Ｐｆｓ19が供給される
から、前記したＤ型フリップフロップ９のＱ端子から
は、１標本化周期Ｔｓ前にＤ型フリップフロップ９のデ
ータ端子に与えられていた第１のＮビットのデジタル信
号（デジタルデータ）を出力して、それがマグニチュー
ドコンパレータ１０におけるＢ入力端子に入力される。
に、入力端子２５を介して供給された信号処理の対象に
されている第１のＮビットのデジタル信号が、マグニチ
ュードコンパレータ１０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フ
リップフロップ９のデータ端子に与えられる。そして、
前記したＤ型フリップフロップ９のクロック端子には、
標本化周期毎に入力端子２６を介して順次のクロック信
号Ｐｆｓ1，Ｐｆｓ2，Ｐｆｓ3…Ｐｆｓ19が供給される
から、前記したＤ型フリップフロップ９のＱ端子から
は、１標本化周期Ｔｓ前にＤ型フリップフロップ９のデ
ータ端子に与えられていた第１のＮビットのデジタル信
号（デジタルデータ）を出力して、それがマグニチュー
ドコンパレータ１０におけるＢ入力端子に入力される。
【００４６】入力端子２５を介して供給された信号処理
の対象にされている第１のＮビットのデジタル信号の信
号レベルが、時間軸上で図４に例示してあるようにイ，
ロ，ハ…のように変化しているとすると、クロック信号
Ｐｆｓ1の時刻にはマグニチュードコンパレータ１０に
おけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ
端子には、信号レベル「イ」のデジタルデータが与えら
れ、また、この場合にマグニチュードコンパレータ１０
におけるＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端
子から与えられるデジタルデータは不定「？」である。
それで、クロック信号Ｐｆs1の時刻に、マグニチュード
コンパレータ１０からの出力は不定「？」である。
の対象にされている第１のＮビットのデジタル信号の信
号レベルが、時間軸上で図４に例示してあるようにイ，
ロ，ハ…のように変化しているとすると、クロック信号
Ｐｆｓ1の時刻にはマグニチュードコンパレータ１０に
おけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ
端子には、信号レベル「イ」のデジタルデータが与えら
れ、また、この場合にマグニチュードコンパレータ１０
におけるＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端
子から与えられるデジタルデータは不定「？」である。
それで、クロック信号Ｐｆs1の時刻に、マグニチュード
コンパレータ１０からの出力は不定「？」である。
【００４７】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ1の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後の時刻、すなわち、クロック
信号Ｐｆｓ2の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデ
ータ端子には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与
えられ、マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入
力端子には、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号
レベル「イ」のデジタルデータが与えられる。それでク
ロック信号Ｐｆs2の時刻に、マグニチュードコンパレー
タ１０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベル
の状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ１
０の出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状態になるの
は、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向（図５
では、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向にあ
ることを、「＞」，「Ｕ」の符号で示している。また、
図４中でも「Ａ＞Ｂ（＞，Ｕ）」のような表示方法を採
用している）にあることを意味している。
刻から１標本化周期Ｔｓ後の時刻、すなわち、クロック
信号Ｐｆｓ2の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデ
ータ端子には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与
えられ、マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入
力端子には、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号
レベル「イ」のデジタルデータが与えられる。それでク
ロック信号Ｐｆs2の時刻に、マグニチュードコンパレー
タ１０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベル
の状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ１
０の出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状態になるの
は、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向（図５
では、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向にあ
ることを、「＞」，「Ｕ」の符号で示している。また、
図４中でも「Ａ＞Ｂ（＞，Ｕ）」のような表示方法を採
用している）にあることを意味している。
【００４８】前記のようにクロック信号Ｐｆs2の時刻
に、マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
だけがハイレベルの状態になったことにより、排他的論
理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs2の時刻にハ
イレベルの状態になる。それで前記のマグニチュードコ
ンパレータ１０の出力が与えられているアンド回路１２
は、ゲートパルスＰｆｓ2バーが与えられた時刻に、ハ
イレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ２を出力する（図
４参照）。
に、マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
だけがハイレベルの状態になったことにより、排他的論
理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs2の時刻にハ
イレベルの状態になる。それで前記のマグニチュードコ
ンパレータ１０の出力が与えられているアンド回路１２
は、ゲートパルスＰｆｓ2バーが与えられた時刻に、ハ
イレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ２を出力する（図
４参照）。
【００４９】次いで、前記したクロック信号Ｐｆｓ2の
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ3の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与えられる
が、このときにマグニチュードコンパレータ１０におけ
るＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から
与えられるデジタルデータも信号レベル「ロ」であるか
ら、クロック信号Ｐｆs3の時刻におけるマグニチュード
コンパレータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけが
ハイレベルの状態になり、したがって、排他的論理和回
路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs3の時刻にローレベ
ルの状態になり、それで前記のマグニチュードコンパレ
ータ１０からのローレベルの状態の出力が与えられてい
るアンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与えら
れても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出力
されない。
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ3の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与えられる
が、このときにマグニチュードコンパレータ１０におけ
るＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から
与えられるデジタルデータも信号レベル「ロ」であるか
ら、クロック信号Ｐｆs3の時刻におけるマグニチュード
コンパレータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけが
ハイレベルの状態になり、したがって、排他的論理和回
路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs3の時刻にローレベ
ルの状態になり、それで前記のマグニチュードコンパレ
ータ１０からのローレベルの状態の出力が与えられてい
るアンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与えら
れても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出力
されない。
【００５０】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ3の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ロ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になる。前記のようにクロック信号Ｐｆs4の時刻に、
マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂだけ
がハイレベルの状態になったことにより、排他的論理和
回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs4の時刻にハイレ
ベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパレータ
１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲートパ
ルスＰｆｓ4バーが与えられた時刻に、ハイレベルの状
態のクロック信号ＣＬＫ３を出力する（図４参照）。
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ロ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になる。前記のようにクロック信号Ｐｆs4の時刻に、
マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂだけ
がハイレベルの状態になったことにより、排他的論理和
回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs4の時刻にハイレ
ベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパレータ
１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲートパ
ルスＰｆｓ4バーが与えられた時刻に、ハイレベルの状
態のクロック信号ＣＬＫ３を出力する（図４参照）。
【００５１】前記したクロック信号Ｐｆｓ4の時刻から
１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ5の時
刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけるＡ入力
端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子には、信
号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられるが、この
ときにマグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力
端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から与えられ
るデジタルデータも信号レベル「ハ」であるから、クロ
ック信号Ｐｆs5の時刻におけるマグニチュードコンパレ
ータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけがハイレベ
ルの状態になって、排他的論理和回路１１の出力は、ク
ロック信号Ｐｆs5の時刻にローレベルの状態になるか
ら、アンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与え
られても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出
力されない。
１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ5の時
刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけるＡ入力
端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子には、信
号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられるが、この
ときにマグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力
端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から与えられ
るデジタルデータも信号レベル「ハ」であるから、クロ
ック信号Ｐｆs5の時刻におけるマグニチュードコンパレ
ータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけがハイレベ
ルの状態になって、排他的論理和回路１１の出力は、ク
ロック信号Ｐｆs5の時刻にローレベルの状態になるか
ら、アンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与え
られても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出
力されない。
【００５２】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ5の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ニ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ハ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になるから、排他的論理和回路１１の出力は、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻にハイレベルの状態になり、前記の
マグニチュードコンパレータ１０の出力が与えられてい
るアンド回路１２はゲートパルスＰｆｓ6バーが与えら
れた時刻に、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ４
を出力する（図４参照）。
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ニ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ハ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になるから、排他的論理和回路１１の出力は、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻にハイレベルの状態になり、前記の
マグニチュードコンパレータ１０の出力が与えられてい
るアンド回路１２はゲートパルスＰｆｓ6バーが与えら
れた時刻に、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ４
を出力する（図４参照）。
【００５３】次いで、前記したクロック信号Ｐｆｓ6の
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ7の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ホ」のデジタルデータが与えられ、
マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ニ」のデジタルデータが与与えられる。それで、クロ
ック信号Ｐｆs7の時刻に、マグニチュードコンパレータ
１０からの出力は、出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの
状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ１０
の出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの状態になるのは、
時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向（図５で
は、時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向にある
ことを、「＜」，「Ｄ」の符号で示している。また、図
４中でも「Ａ＜Ｂ（＜，Ｄ）」のような表示方法を採用
している）にあることを意味している。そして、排他的
論理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs7の時刻に
ハイレベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパ
レータ１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲ
ートパルスＰｆｓ7バーが与えられた時刻に、ハイレベ
ルの状態のクロック信号ＣＬＫ５を出力する（図４参
照）。
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ7の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ホ」のデジタルデータが与えられ、
マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ニ」のデジタルデータが与与えられる。それで、クロ
ック信号Ｐｆs7の時刻に、マグニチュードコンパレータ
１０からの出力は、出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの
状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ１０
の出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの状態になるのは、
時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向（図５で
は、時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向にある
ことを、「＜」，「Ｄ」の符号で示している。また、図
４中でも「Ａ＜Ｂ（＜，Ｄ）」のような表示方法を採用
している）にあることを意味している。そして、排他的
論理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs7の時刻に
ハイレベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパ
レータ１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲ
ートパルスＰｆｓ7バーが与えられた時刻に、ハイレベ
ルの状態のクロック信号ＣＬＫ５を出力する（図４参
照）。
【００５４】図４中に示されているクロック信号Ｐｆs8
〜Ｐｆs19の各時刻に行なわれる信号波形変化情報の発
生部５１の各部の動作は、クロック信号Ｐｆs1〜Ｐｆs7
の各時刻に行なわれた信号波形変化情報の発生部５１の
各部の動作についての説明から容易に理解できるところ
であるから、それの詳細な説明は省略する。これまでの
説明から判かるように、標本化周期毎に与えられる順次
のクロック信号Ｐｆsｉ（ただし、ｉは１，２，３…）
の時刻毎に行なわれるマグニチュードコンパレータ１０
からの比較出力が、それの出力端子Ａ＞Ｂまたは出力端
子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態になるのは、入
力端子２５を介して供給された信号処理の対象にされて
いる第１のＮビットのデジタル信号の信号レベルが、時
間軸上で増加傾向、または減少傾向になっているときだ
けである。
〜Ｐｆs19の各時刻に行なわれる信号波形変化情報の発
生部５１の各部の動作は、クロック信号Ｐｆs1〜Ｐｆs7
の各時刻に行なわれた信号波形変化情報の発生部５１の
各部の動作についての説明から容易に理解できるところ
であるから、それの詳細な説明は省略する。これまでの
説明から判かるように、標本化周期毎に与えられる順次
のクロック信号Ｐｆsｉ（ただし、ｉは１，２，３…）
の時刻毎に行なわれるマグニチュードコンパレータ１０
からの比較出力が、それの出力端子Ａ＞Ｂまたは出力端
子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態になるのは、入
力端子２５を介して供給された信号処理の対象にされて
いる第１のＮビットのデジタル信号の信号レベルが、時
間軸上で増加傾向、または減少傾向になっているときだ
けである。
【００５５】そして、信号波形変化情報の発生部５１の
アンド回路１２からクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉ
は１，２，３，４…）が出力されるのは、前記したマグ
ニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂまたは出
力端子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態とき、すな
わち入力端子２５を介して供給された信号処理の対象に
されている第１のＮビットのデジタル信号の信号レベル
が、時間軸上で増加傾向、または減少傾向になっている
ときである。
アンド回路１２からクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉ
は１，２，３，４…）が出力されるのは、前記したマグ
ニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂまたは出
力端子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態とき、すな
わち入力端子２５を介して供給された信号処理の対象に
されている第１のＮビットのデジタル信号の信号レベル
が、時間軸上で増加傾向、または減少傾向になっている
ときである。
【００５６】前記のようにして、信号波形変化情報の発
生部５１のアンド回路１２から送出されたクロック信号
ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）は、信号波
形変化態様情報の発生部５２のＤ型フリップフロップ１
３〜１５のクロック端子と、信号波形変化の間隔情報の
発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜２１のクロッ
ク端子とに供給される。前記した信号波形変化態様情報
の発生部５２のＤ型フリップフロップ１３〜１５は、前
記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点に、各フリッ
プフロップ１３〜１５におけるデータ端子に供給されて
いるデジタルデータを読込み、また前記の信号波形変化
の間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜
２１は、前記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点
に、Ｄ型フリップフロップ１９〜２１におけるデータ端
子に供給されているデジタルデータを読込む。
生部５１のアンド回路１２から送出されたクロック信号
ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）は、信号波
形変化態様情報の発生部５２のＤ型フリップフロップ１
３〜１５のクロック端子と、信号波形変化の間隔情報の
発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜２１のクロッ
ク端子とに供給される。前記した信号波形変化態様情報
の発生部５２のＤ型フリップフロップ１３〜１５は、前
記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点に、各フリッ
プフロップ１３〜１５におけるデータ端子に供給されて
いるデジタルデータを読込み、また前記の信号波形変化
の間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜
２１は、前記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点
に、Ｄ型フリップフロップ１９〜２１におけるデータ端
子に供給されているデジタルデータを読込む。
【００５７】そして前記した信号波形変化態様情報の発
生部５２におけるＤ型フリップフロップ１３のデータ端
子には、信号波形変化情報の発生部５１のマグニチュー
ドコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた
信号が供給されているから、前記のＤ型フリップフロッ
プ１３は、前記した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、前記
した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，
２，３，４…）が発生した時点に、信号波形変化情報の
発生部５１のマグニチュードコンパレータ１０における
出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態（ハイレベルの状
態、あるいはローレベルの状態）を読込むことになる。
生部５２におけるＤ型フリップフロップ１３のデータ端
子には、信号波形変化情報の発生部５１のマグニチュー
ドコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた
信号が供給されているから、前記のＤ型フリップフロッ
プ１３は、前記した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、前記
した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，
２，３，４…）が発生した時点に、信号波形変化情報の
発生部５１のマグニチュードコンパレータ１０における
出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態（ハイレベルの状
態、あるいはローレベルの状態）を読込むことになる。
【００５８】前記した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（た
だし、ｉは１，２，３，４…）の発生の時点に、信号波
形変化情報の発生部５１のマグニチュードコンパレータ
１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態がハ
イレベルの状態になるのか、あるいはローレベルの状態
になるのかは、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉ
は１，２，３，４…）の発生の時点におけるデジタル信
号が、時間軸上で増加の傾向になっているのか、あるい
は時間軸上で減少の傾向になっているのかによって定ま
っているのであり、前記の順次のクロック信号ＣＬＫｉ
（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点における
デジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっている場
合には、マグニチュードコンパレータ１０における出力
端子Ａ＞Ｂに現われる信号の状態はハイレベルの状態に
なっており、また前記とは逆に、順次のクロック信号Ｃ
ＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点に
おけるデジタル信号が、時間軸上で減少の傾向になって
いる場合には、マグニチュードコンパレータ１０におけ
る出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態はローレベルの
状態になっている。
だし、ｉは１，２，３，４…）の発生の時点に、信号波
形変化情報の発生部５１のマグニチュードコンパレータ
１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態がハ
イレベルの状態になるのか、あるいはローレベルの状態
になるのかは、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉ
は１，２，３，４…）の発生の時点におけるデジタル信
号が、時間軸上で増加の傾向になっているのか、あるい
は時間軸上で減少の傾向になっているのかによって定ま
っているのであり、前記の順次のクロック信号ＣＬＫｉ
（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点における
デジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっている場
合には、マグニチュードコンパレータ１０における出力
端子Ａ＞Ｂに現われる信号の状態はハイレベルの状態に
なっており、また前記とは逆に、順次のクロック信号Ｃ
ＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点に
おけるデジタル信号が、時間軸上で減少の傾向になって
いる場合には、マグニチュードコンパレータ１０におけ
る出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態はローレベルの
状態になっている。
【００５９】前記の点を図４及び図５を参照して説明す
ると次のとおりである。すなわち、順次のクロック信号
ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点
におけるデジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっ
ていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルスＰｆｓバ
ー）の時点で、ハイレベルの状態の信号が信号波形変化
態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフロップ１
３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すクロック信
号ＣＬＫの番号が２〜４，１２〜１４，１７，１８，２
１〜２７の各時刻（図４中では上向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）であり、また、順次のク
ロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の
発生の時点におけるデジタル信号が、時間軸上で減少の
傾向になっていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルス
Ｐｆｓバー）の時点で、ローレベルの状態の信号が信号
波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフ
ロップ１３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すク
ロック信号ＣＬＫの番号が５〜１１，１５，１６，１
９，２０の各時刻（図４中では下向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）である。
ると次のとおりである。すなわち、順次のクロック信号
ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点
におけるデジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっ
ていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルスＰｆｓバ
ー）の時点で、ハイレベルの状態の信号が信号波形変化
態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフロップ１
３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すクロック信
号ＣＬＫの番号が２〜４，１２〜１４，１７，１８，２
１〜２７の各時刻（図４中では上向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）であり、また、順次のク
ロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の
発生の時点におけるデジタル信号が、時間軸上で減少の
傾向になっていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルス
Ｐｆｓバー）の時点で、ローレベルの状態の信号が信号
波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフ
ロップ１３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すク
ロック信号ＣＬＫの番号が５〜１１，１５，１６，１
９，２０の各時刻（図４中では下向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）である。
【００６０】前記のように順次のクロック信号ＣＬＫｉ
(ただし、ｉは１，２，３，４…)が供給される度毎に、
信号波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリッ
プフロップ１３のデータ端子に対して順次に供給された
信号、すなわち、信号波形変化情報の発生部５１のマグ
ニチュードコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに
現われた信号は、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、順次
にＤ型フリップフロップ１４，１５のデータ端子に移さ
れて行くが、その状態が図５中の「ＤＦＦ１３の入力」
「ＤＦＦ１３の出力」「ＤＦＦ１４の出力」「ＤＦＦ１
５の出力」の欄に例示されている。なお、前記の欄中に
記載されている「Ｕ」はハイレベルの状態を意味し、ま
た欄中に記載されている「Ｄ」はローレベルの状態を意
味している。
(ただし、ｉは１，２，３，４…)が供給される度毎に、
信号波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリッ
プフロップ１３のデータ端子に対して順次に供給された
信号、すなわち、信号波形変化情報の発生部５１のマグ
ニチュードコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに
現われた信号は、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、順次
にＤ型フリップフロップ１４，１５のデータ端子に移さ
れて行くが、その状態が図５中の「ＤＦＦ１３の入力」
「ＤＦＦ１３の出力」「ＤＦＦ１４の出力」「ＤＦＦ１
５の出力」の欄に例示されている。なお、前記の欄中に
記載されている「Ｕ」はハイレベルの状態を意味し、ま
た欄中に記載されている「Ｄ」はローレベルの状態を意
味している。
【００６１】信号波形変化態様情報の発生部５２のＤ型
フリップフロップ１３の出力と、Ｄ型フリップフロップ
１４の出力とは、排他的論理和回路１６に与えられ、ま
た、Ｄ型フリップフロップ１４の出力と、Ｄ型フリップ
フロップ１５の出力とは、排他的論理和回路１７に与え
られていて、前記の各排他的論理和回路１６，１７の出
力は、図４中の「排他的論理和回路１６の出力」「排他
的論理和回路１７の出力」の欄に示されているものとな
る。なお、この欄中の「１」はハイレベルの状態を意味
し、また「０」はローレベルの状態を示している。図５
中の「信号波形の極値の位置」の欄に示されている
「ニ」「ル」「カ」「タ」「ソ」「ネ」等の表示は、図
５の上方に示してある信号波形の変化態様の検出部５の
入力端子２５に対して供給された信号処理の対象にされ
ている第１のＮビットのデジタル信号の信号レベルを示
している符号の内で、信号波形の極値に対応している信
号レベルの位置を示している。
フリップフロップ１３の出力と、Ｄ型フリップフロップ
１４の出力とは、排他的論理和回路１６に与えられ、ま
た、Ｄ型フリップフロップ１４の出力と、Ｄ型フリップ
フロップ１５の出力とは、排他的論理和回路１７に与え
られていて、前記の各排他的論理和回路１６，１７の出
力は、図４中の「排他的論理和回路１６の出力」「排他
的論理和回路１７の出力」の欄に示されているものとな
る。なお、この欄中の「１」はハイレベルの状態を意味
し、また「０」はローレベルの状態を示している。図５
中の「信号波形の極値の位置」の欄に示されている
「ニ」「ル」「カ」「タ」「ソ」「ネ」等の表示は、図
５の上方に示してある信号波形の変化態様の検出部５の
入力端子２５に対して供給された信号処理の対象にされ
ている第１のＮビットのデジタル信号の信号レベルを示
している符号の内で、信号波形の極値に対応している信
号レベルの位置を示している。
【００６２】そして、信号波形の変化態様の検出部５の
入力端子２５に対して供給された信号処理の対象にされ
ている第１のＮビットのデジタル信号における信号波形
の極値の位置のデジタルデータは、信号波形変化態様情
報における発生部５２の排他的論理和回路１６の出力
が、ハイレベルの状態「１」になったときのクロック信
号ＣＬＫの番号よりも２だけ少ないクロック信号の番号
を有するクロック信号ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフ
ロップ１３に読込まれていることが判かる。また、信号
波形の変化態様の検出部５の入力端子２５に対して供給
された信号処理の対象にされている第１のＮビットのデ
ジタル信号における信号波形の極値の位置のデジタルデ
ータは、前記した信号波形変化態様情報における発生部
５２の排他的論理和回路１７の出力が、ハイレベルの状
態「１」になったときのクロック信号ＣＬＫの番号より
も３だけ少ないクロック信号の番号を有するクロック信
号ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフロップ１３に読込ま
れているとして、前記の極値の位置を検出してもよい。
それで前記した信号波形変化態様情報における発生部５
２中の排他的論理和回路１６，１７からの出力信号は、
後述されている（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６における
信号処理のために必要とされる信号波形の極値の位置情
報として使用でき、また、後述されている遅延制御信号
発生器８における信号処理のために必要とされる信号波
形の極値の位置情報としても使用できるのである。
入力端子２５に対して供給された信号処理の対象にされ
ている第１のＮビットのデジタル信号における信号波形
の極値の位置のデジタルデータは、信号波形変化態様情
報における発生部５２の排他的論理和回路１６の出力
が、ハイレベルの状態「１」になったときのクロック信
号ＣＬＫの番号よりも２だけ少ないクロック信号の番号
を有するクロック信号ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフ
ロップ１３に読込まれていることが判かる。また、信号
波形の変化態様の検出部５の入力端子２５に対して供給
された信号処理の対象にされている第１のＮビットのデ
ジタル信号における信号波形の極値の位置のデジタルデ
ータは、前記した信号波形変化態様情報における発生部
５２の排他的論理和回路１７の出力が、ハイレベルの状
態「１」になったときのクロック信号ＣＬＫの番号より
も３だけ少ないクロック信号の番号を有するクロック信
号ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフロップ１３に読込ま
れているとして、前記の極値の位置を検出してもよい。
それで前記した信号波形変化態様情報における発生部５
２中の排他的論理和回路１６，１７からの出力信号は、
後述されている（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６における
信号処理のために必要とされる信号波形の極値の位置情
報として使用でき、また、後述されている遅延制御信号
発生器８における信号処理のために必要とされる信号波
形の極値の位置情報としても使用できるのである。
【００６３】次に、信号波形変化情報の発生部５１のア
ンド回路１２から送出されたクロック信号ＣＬＫｉ（た
だし、ｉは１，２，３，４…）が、クロック端子に供給
されている信号波形変化の間隔情報の発生部５３のＤ型
フリップフロップ１９〜２１におけるＤ型フリップフロ
ップ１９のデータ端子には、所定の標本化周期を有する
クロック信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動
作を行なっているアドレスカウンタ１８から出力される
アドレス値が供給されている。それで前記した信号波形
変化の間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１
９は、前記したクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは
１，２，３，４…）がクロック端子に供給された時点毎
のアドレスカウンタ１８の出力値（アドレス値）を読込
むことになる。
ンド回路１２から送出されたクロック信号ＣＬＫｉ（た
だし、ｉは１，２，３，４…）が、クロック端子に供給
されている信号波形変化の間隔情報の発生部５３のＤ型
フリップフロップ１９〜２１におけるＤ型フリップフロ
ップ１９のデータ端子には、所定の標本化周期を有する
クロック信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動
作を行なっているアドレスカウンタ１８から出力される
アドレス値が供給されている。それで前記した信号波形
変化の間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１
９は、前記したクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは
１，２，３，４…）がクロック端子に供給された時点毎
のアドレスカウンタ１８の出力値（アドレス値）を読込
むことになる。
【００６４】前記したＤ型フリップフロップ１９に読込
まれたアドレス値は、信号波形変化情報の発生部５１の
アンド回路１２から送出された順次のクロック信号ＣＬ
Ｋｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）が、Ｄ型フリッ
プフロップ１９〜２１におけるクロック端子に供給され
る度毎に、Ｄ型フリップフロップ２０，２１に移されて
行くことになる。前記した各Ｄ型フリップフロップ１９
〜２１から出力されたアドレス値は、それぞれ個別の出
力端子２７，３０，３１に送出されるとともに、前記し
たＤ型フリップフロップ１９から出力されたアドレス値
と、Ｄ型フリップフロップ２０から出力されたアドレス
値とは減算器２２に供給され、また、前記したＤ型フリ
ップフロップ２０から出力されたアドレス値と、Ｄ型フ
リップフロップ２１から出力されたアドレス値とは減算
器２３に供給される。
まれたアドレス値は、信号波形変化情報の発生部５１の
アンド回路１２から送出された順次のクロック信号ＣＬ
Ｋｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）が、Ｄ型フリッ
プフロップ１９〜２１におけるクロック端子に供給され
る度毎に、Ｄ型フリップフロップ２０，２１に移されて
行くことになる。前記した各Ｄ型フリップフロップ１９
〜２１から出力されたアドレス値は、それぞれ個別の出
力端子２７，３０，３１に送出されるとともに、前記し
たＤ型フリップフロップ１９から出力されたアドレス値
と、Ｄ型フリップフロップ２０から出力されたアドレス
値とは減算器２２に供給され、また、前記したＤ型フリ
ップフロップ２０から出力されたアドレス値と、Ｄ型フ
リップフロップ２１から出力されたアドレス値とは減算
器２３に供給される。
【００６５】前記した減算器２２，２３からの出力値Ｎ
1，Ｎ2は、時間軸上で隣り合うクロック信号ＣＬＫ間に
おけるアドレス値の差であるが、前記したアドレスカウ
ンタ１８は既述のように、標本化周期を有するクロック
信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動作を行な
っているから、前記した減算器２２，２３からの出力値
Ｎ1,Ｎ2の数値は、時間軸上で隣り合うクロック信号Ｃ
ＬＫ間の間隔が、標本化周期Ｔｓの何倍であるのかを表
わしている数値である。前記した減算器２２，２３から
の出力値Ｎ1，Ｎ2は、それぞれ出力端子２８，３６に送
出されるとともに比較器２４にも供給される。前記した
比較器２４では前記した２個の減算器２２，２３からの
出力値Ｎ1，Ｎ2を比較して、前記した２つの数値Ｎ1，
Ｎ2の内で小さい方の数値Ｎｓ（Ｎ1，Ｎ2が同一の場合
は、Ｎ1をＮsとする)を出力端子２９に送出する。前記
した信号波形変化の間隔情報の発生部５３の各Ｄ型フリ
ップフロップ１９〜２１から出力されたアドレス値、及
び比較器２４からの出力値Ｎｓ、ならびに各減算器２
２，２３からの出力値等は、後述されている（Ｍ−Ｎ）
ビット信号発生部６における信号処理のために必要とさ
れる信号波形変化の間隔情報として使用でき、また、後
述されている遅延制御信号発生器８における信号波形変
化の間隔情報としても使用できるのである。
1，Ｎ2は、時間軸上で隣り合うクロック信号ＣＬＫ間に
おけるアドレス値の差であるが、前記したアドレスカウ
ンタ１８は既述のように、標本化周期を有するクロック
信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動作を行な
っているから、前記した減算器２２，２３からの出力値
Ｎ1,Ｎ2の数値は、時間軸上で隣り合うクロック信号Ｃ
ＬＫ間の間隔が、標本化周期Ｔｓの何倍であるのかを表
わしている数値である。前記した減算器２２，２３から
の出力値Ｎ1，Ｎ2は、それぞれ出力端子２８，３６に送
出されるとともに比較器２４にも供給される。前記した
比較器２４では前記した２個の減算器２２，２３からの
出力値Ｎ1，Ｎ2を比較して、前記した２つの数値Ｎ1，
Ｎ2の内で小さい方の数値Ｎｓ（Ｎ1，Ｎ2が同一の場合
は、Ｎ1をＮsとする)を出力端子２９に送出する。前記
した信号波形変化の間隔情報の発生部５３の各Ｄ型フリ
ップフロップ１９〜２１から出力されたアドレス値、及
び比較器２４からの出力値Ｎｓ、ならびに各減算器２
２，２３からの出力値等は、後述されている（Ｍ−Ｎ）
ビット信号発生部６における信号処理のために必要とさ
れる信号波形変化の間隔情報として使用でき、また、後
述されている遅延制御信号発生器８における信号波形変
化の間隔情報としても使用できるのである。
【００６６】次に、図３に示す（Ｍ−Ｎ）ビット信号発
生部６について説明する。(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６
は、信号処理の対象にされている第１のＮビットのデジ
タル信号の値（第１のＮビットの符号情報の値）が時間
軸上において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を
示して変化している場合には、順次の標本化周期毎の第
１のＮビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期間
(区間）の長さ(標本化周期Ｔｓの数によって示される）
が、隣接する２つの区間で互いに異なるときは、前記の
隣接する２つの区間の期間長の短い方の区間の中点と、
期間長が長い方の区間中における前記した２つの区間の
境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位置の
点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を発生し、また、前記の隣接する２つの区間が同
一の期間長のときは、前記の２つの区間における互いの
区間の中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を発生し、さらに、前記した第１のＮビ
ットのデジタル信号の値が、極値と対応している区間に
おける第１のＮビットのデジタル信号であった場合に
は、その区間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を波形データ発生用ＲＯＭか
ら読出し、前記のように発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を可変遅延部７に供給する動作を行なうこ
とができるように構成されている。
生部６について説明する。(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６
は、信号処理の対象にされている第１のＮビットのデジ
タル信号の値（第１のＮビットの符号情報の値）が時間
軸上において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を
示して変化している場合には、順次の標本化周期毎の第
１のＮビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期間
(区間）の長さ(標本化周期Ｔｓの数によって示される）
が、隣接する２つの区間で互いに異なるときは、前記の
隣接する２つの区間の期間長の短い方の区間の中点と、
期間長が長い方の区間中における前記した２つの区間の
境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位置の
点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を発生し、また、前記の隣接する２つの区間が同
一の期間長のときは、前記の２つの区間における互いの
区間の中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を発生し、さらに、前記した第１のＮビ
ットのデジタル信号の値が、極値と対応している区間に
おける第１のＮビットのデジタル信号であった場合に
は、その区間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を波形データ発生用ＲＯＭか
ら読出し、前記のように発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を可変遅延部７に供給する動作を行なうこ
とができるように構成されている。
【００６７】図３において４８は極値区間の波形データ
発生部であり、この極値区間の波形データ発生部４８に
は、図７の（ｂ）及び図８乃至図１０を参照して既述し
たように、信号処理の対象にされている第１のＮビット
のデジタル信号による極値と対応している区間の期間長
に応じて、それぞれ第１のＮビットのデジタル信号によ
る極値の区間で示される矩形の面積と、略々同じ面積と
なるような（Ｍ−Ｎ）ビット符号情報を記憶させてある
波形データ発生用ＲＯＭが設けられている。また、４９
は信号処理の対象にされている第１のＮビットのデジタ
ル信号における１ＬＳＢの値を被除数として、信号波形
変化の間隔情報の発生部５３における比較器２４から出
力端子２９を介して送出されている数値Ｎｓ、すなわ
ち、隣接する２つの区間の長さの内で短い方の期間長
（隣接する２つの区間の期間長が同一の場合は、一方の
区間の期間長）を、標本化周期Ｔｓを単位として表わし
た数値Ｎｓを除数とする演算を行なう「Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ／Ｎｓの演算を行なう値を発生させる演算部」であ
る。
発生部であり、この極値区間の波形データ発生部４８に
は、図７の（ｂ）及び図８乃至図１０を参照して既述し
たように、信号処理の対象にされている第１のＮビット
のデジタル信号による極値と対応している区間の期間長
に応じて、それぞれ第１のＮビットのデジタル信号によ
る極値の区間で示される矩形の面積と、略々同じ面積と
なるような（Ｍ−Ｎ）ビット符号情報を記憶させてある
波形データ発生用ＲＯＭが設けられている。また、４９
は信号処理の対象にされている第１のＮビットのデジタ
ル信号における１ＬＳＢの値を被除数として、信号波形
変化の間隔情報の発生部５３における比較器２４から出
力端子２９を介して送出されている数値Ｎｓ、すなわ
ち、隣接する２つの区間の長さの内で短い方の期間長
（隣接する２つの区間の期間長が同一の場合は、一方の
区間の期間長）を、標本化周期Ｔｓを単位として表わし
た数値Ｎｓを除数とする演算を行なう「Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ／Ｎｓの演算を行なう値を発生させる演算部」であ
る。
【００６８】５４は信号処理の対象にされている第１の
Ｎビットのデジタル信号の値が時間軸上において順次に
増加傾向、または順次に減少傾向を示して変化している
場合に、順次の標本化周期毎の第１のＮビットのデジタ
ル信号の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長さ
が、隣接する２つの区間について異なるとき、または同
一のときで、かつ前記の隣接する２つの区間に極値の区
間を含んでいないときに、前記した２つの区間につい
て、図７の（ａ）を参照して既述したような手法を適用
して（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させる「極
値区間以外の波形データ発生部」であり、また、５５は
例えばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオン
リーメモリ（ＲＯＭ）、マイクロプロセッサ等を含んで
構成されている制御回路である。また、５６はインバー
タ、５７，５８はセレクタ、５９はオア回路である。
Ｎビットのデジタル信号の値が時間軸上において順次に
増加傾向、または順次に減少傾向を示して変化している
場合に、順次の標本化周期毎の第１のＮビットのデジタ
ル信号の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長さ
が、隣接する２つの区間について異なるとき、または同
一のときで、かつ前記の隣接する２つの区間に極値の区
間を含んでいないときに、前記した２つの区間につい
て、図７の（ａ）を参照して既述したような手法を適用
して（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させる「極
値区間以外の波形データ発生部」であり、また、５５は
例えばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオン
リーメモリ（ＲＯＭ）、マイクロプロセッサ等を含んで
構成されている制御回路である。また、５６はインバー
タ、５７，５８はセレクタ、５９はオア回路である。
【００６９】（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６における各
入力端子３７〜４６には、前記した信号波形の変化態様
の検出部５の出力端子２７〜３６から出力された信号が
供給されるのであるが、前記した（Ｍ−Ｎ）ビット信号
発生部６における各入力端子３７〜４６と、信号波形の
変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６との接続関係
は、それぞれ、出力端子２７→入力端子４３、出力端子
２８→入力端子３７、出力端子２９→入力端子３９、出
力端子３０→入力端子４４、出力端子３１→入力端子４
５、出力端子３２→入力端子４６、出力端子３３→入力
端子３８、出力端子３４→入力端子４１、出力端子３５
→入力端子４０、出力端子３６→入力端子４２のように
なっている。
入力端子３７〜４６には、前記した信号波形の変化態様
の検出部５の出力端子２７〜３６から出力された信号が
供給されるのであるが、前記した（Ｍ−Ｎ）ビット信号
発生部６における各入力端子３７〜４６と、信号波形の
変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６との接続関係
は、それぞれ、出力端子２７→入力端子４３、出力端子
２８→入力端子３７、出力端子２９→入力端子３９、出
力端子３０→入力端子４４、出力端子３１→入力端子４
５、出力端子３２→入力端子４６、出力端子３３→入力
端子３８、出力端子３４→入力端子４１、出力端子３５
→入力端子４０、出力端子３６→入力端子４２のように
なっている。
【００７０】制御回路５５による制御の下に動作する極
値区間の波形データ発生部４８、Ｎビットの１ＬＳＢ／
Ｎｓの演算を行なう値を発生させる演算部４９及び極値
区間以外の波形データ発生部５４において、前記した極
値区間の波形データ発生部４８は、入力端子３７に対し
て信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２８から供
給される数値Ｎ1(減算器２２の出力値Ｎ1)と、入力端子
３８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子
３３から供給される極値区間であることを示す信号とに
よって、前記の数値Ｎ1をアドレス情報として、極値区
間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を波形データ発生用ＲＯＭから読出して
極値区間の波形データ発生部４８からセレクタ５７に与
える。
値区間の波形データ発生部４８、Ｎビットの１ＬＳＢ／
Ｎｓの演算を行なう値を発生させる演算部４９及び極値
区間以外の波形データ発生部５４において、前記した極
値区間の波形データ発生部４８は、入力端子３７に対し
て信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２８から供
給される数値Ｎ1(減算器２２の出力値Ｎ1)と、入力端子
３８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子
３３から供給される極値区間であることを示す信号とに
よって、前記の数値Ｎ1をアドレス情報として、極値区
間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を波形データ発生用ＲＯＭから読出して
極値区間の波形データ発生部４８からセレクタ５７に与
える。
【００７１】すなわち前記した入力端子３８に対して信
号波形の変化態様の検出部５の出力端子３３から供給さ
れる極値区間であることを示す信号が「１」である場合
に、入力端子３７に与えられている数値Ｎ1は、極値区
間の期間長(標本化周期Ｔｓの何倍の時間長か）を示し
ている｛図１１の（ａ）を参照｝から、前記の数値Ｎ1
をアドレス情報に用いれば、予め、極値区間の期間長毎
に所定の極値区間の波形データ（図８乃至図１０に一部
を例示してある)を格納させてある極値区間の波形デー
タ発生用ＲＯＭからは、極値区間の期間長と対応した所
定の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報｛極値区間が図１
１の（ｂ）に例示したような入力データと対応する(Ｍ
−Ｎ)ビットの付加符号情報は図１１の（ｃ）に例示し
たような波形の出力データとなる｝を出力させることが
できるのである。そして、極値区間において、入力端子
３８を介してセレクタ５７には、極値区間であることを
示す信号「１」が供給されているから、極値区間の波形
データ発生部４８から出力された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報は、前記のセレクタ５７と、オア回路５９と
を介して出力端子４７に送出されることになる。
号波形の変化態様の検出部５の出力端子３３から供給さ
れる極値区間であることを示す信号が「１」である場合
に、入力端子３７に与えられている数値Ｎ1は、極値区
間の期間長(標本化周期Ｔｓの何倍の時間長か）を示し
ている｛図１１の（ａ）を参照｝から、前記の数値Ｎ1
をアドレス情報に用いれば、予め、極値区間の期間長毎
に所定の極値区間の波形データ（図８乃至図１０に一部
を例示してある)を格納させてある極値区間の波形デー
タ発生用ＲＯＭからは、極値区間の期間長と対応した所
定の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報｛極値区間が図１
１の（ｂ）に例示したような入力データと対応する(Ｍ
−Ｎ)ビットの付加符号情報は図１１の（ｃ）に例示し
たような波形の出力データとなる｝を出力させることが
できるのである。そして、極値区間において、入力端子
３８を介してセレクタ５７には、極値区間であることを
示す信号「１」が供給されているから、極値区間の波形
データ発生部４８から出力された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報は、前記のセレクタ５７と、オア回路５９と
を介して出力端子４７に送出されることになる。
【００７２】次に、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を
行なう値を発生させる演算部４９は入力端子３９に対し
て、信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２９から
供給される数値Ｎｓ(比較器２４の出力値Ｎｓ)を用い
て、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行ない、その演
算結果を極値区間以外の波形データ発生部５４に供給す
るとともに、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行なう
値を発生させる演算部４９から極値区間以外の波形デー
タ発生部５４には前記した数値Ｎｓも供給する。前記の
極値区間以外の波形データ発生部５４には、入力端子４
０に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
５から供給されるＡ＞Ｂ信号（Ｎビットの符号情報の値
が時間軸上において順次に増加傾向の場合には「１」，
Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に減少
傾向の場合には「０」の信号であり、図４及び図５中で
は、「＞」「Ｕ」，「＜」「Ｄ」で示してある）が供給
されており、極値区間以外の波形データ発生部５４では
前記のＡ＞Ｂ信号により、Ｎビットの符号情報の値が時
間軸上において順次に増加傾向にあるのか、または順次
に減少傾向にあるのかを判断して、波形データ発生の態
様を変更する。
行なう値を発生させる演算部４９は入力端子３９に対し
て、信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２９から
供給される数値Ｎｓ(比較器２４の出力値Ｎｓ)を用い
て、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行ない、その演
算結果を極値区間以外の波形データ発生部５４に供給す
るとともに、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行なう
値を発生させる演算部４９から極値区間以外の波形デー
タ発生部５４には前記した数値Ｎｓも供給する。前記の
極値区間以外の波形データ発生部５４には、入力端子４
０に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
５から供給されるＡ＞Ｂ信号（Ｎビットの符号情報の値
が時間軸上において順次に増加傾向の場合には「１」，
Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に減少
傾向の場合には「０」の信号であり、図４及び図５中で
は、「＞」「Ｕ」，「＜」「Ｄ」で示してある）が供給
されており、極値区間以外の波形データ発生部５４では
前記のＡ＞Ｂ信号により、Ｎビットの符号情報の値が時
間軸上において順次に増加傾向にあるのか、または順次
に減少傾向にあるのかを判断して、波形データ発生の態
様を変更する。
【００７３】図１２は極値区間以外の波形データ発生部
５４に、Ａ＞Ｂ信号が「１」の信号が供給されている状
態の場合、すなわち、第１のＮビットのデジタル信号の
値が時間軸上において順次に増加傾向にある場合を一例
にとり、極値区間以外の波形データ発生部５４における
波形データの発生の仕方を説明している図である。な
お、２ＬＳＢ以上の増加状態にあっても、１ＬＳＢにつ
いての増加を抽出しているので、１ＬＳＢの増加と同じ
である。図１２の（ａ）には、信号レベルが「ク」の区
間はＮ1の期間長であり、前記の区間に隣接する区間
が、信号レベルが「ヤ」の区間はＮ2の期間長であっ
て、前記の２つの隣接する区間の期間長Ｎ1，Ｎ2の関係
がＮ1＞Ｎ2である場合の例を示してある。この場合に入
力端子３９に対して信号波形の変化態様の検出部５の出
力端子２９を介して比較器２４から供給される数値Ｎｓ
はＮ2である。図１２中に例示してある数値Ｎｓ（＝Ｎ
2）は、１６（標本化周期Ｔｓ毎に発生されるクロック
信号パルスＰｆｓが１６個）である。
５４に、Ａ＞Ｂ信号が「１」の信号が供給されている状
態の場合、すなわち、第１のＮビットのデジタル信号の
値が時間軸上において順次に増加傾向にある場合を一例
にとり、極値区間以外の波形データ発生部５４における
波形データの発生の仕方を説明している図である。な
お、２ＬＳＢ以上の増加状態にあっても、１ＬＳＢにつ
いての増加を抽出しているので、１ＬＳＢの増加と同じ
である。図１２の（ａ）には、信号レベルが「ク」の区
間はＮ1の期間長であり、前記の区間に隣接する区間
が、信号レベルが「ヤ」の区間はＮ2の期間長であっ
て、前記の２つの隣接する区間の期間長Ｎ1，Ｎ2の関係
がＮ1＞Ｎ2である場合の例を示してある。この場合に入
力端子３９に対して信号波形の変化態様の検出部５の出
力端子２９を介して比較器２４から供給される数値Ｎｓ
はＮ2である。図１２中に例示してある数値Ｎｓ（＝Ｎ
2）は、１６（標本化周期Ｔｓ毎に発生されるクロック
信号パルスＰｆｓが１６個）である。
【００７４】また、図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の
区間との境界位置βは、入力端子４４に対して信号波形
の変化態様の検出部５の出力端子３０を介して供給され
ているアドレス値によって示され、また、「ヤ」の区間
の終端位置γは入力端子４３に対して信号波形の変化態
様の検出部５の出力端子２７を介して供給されているア
ドレス値によって示され、さらに「ク」の区間の始端位
置αは入力端子４５に対して信号波形の変化態様の検出
部５の出力端子３１を介して供給されているアドレス値
によって示される。極値区間以外の波形データ発生部５
４には、メモリや演算回路等を備えていて、前記した隣
接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βから、
区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内のＮ
ｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に設定
された０，１，２，３…１６の各位置に対して、それぞ
れ次の算式で示されるような値を有する付加符号情報を
発生させる。
区間との境界位置βは、入力端子４４に対して信号波形
の変化態様の検出部５の出力端子３０を介して供給され
ているアドレス値によって示され、また、「ヤ」の区間
の終端位置γは入力端子４３に対して信号波形の変化態
様の検出部５の出力端子２７を介して供給されているア
ドレス値によって示され、さらに「ク」の区間の始端位
置αは入力端子４５に対して信号波形の変化態様の検出
部５の出力端子３１を介して供給されているアドレス値
によって示される。極値区間以外の波形データ発生部５
４には、メモリや演算回路等を備えていて、前記した隣
接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βから、
区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内のＮ
ｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に設定
された０，１，２，３…１６の各位置に対して、それぞ
れ次の算式で示されるような値を有する付加符号情報を
発生させる。
【００７５】まず、区間「ク」内に設定された０の位置
における付加符号情報の値は０とする。次に、区間
「ク」内に設定された１の位置における付加符号情報の
値は（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とする。区
間「ク」内に設定された２の位置における付加符号情報
の値は２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報
の値は３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された４の位置における付加符号情報
の値は４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された５の位置における付加符号情報
の値は５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された６の位置における付加符号情報
の値は６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された７の位置における付加符号情報
の値は７×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とす
る。
における付加符号情報の値は０とする。次に、区間
「ク」内に設定された１の位置における付加符号情報の
値は（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とする。区
間「ク」内に設定された２の位置における付加符号情報
の値は２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報
の値は３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された４の位置における付加符号情報
の値は４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された５の位置における付加符号情報
の値は５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された６の位置における付加符号情報
の値は６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された７の位置における付加符号情報
の値は７×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とす
る。
【００７６】次に図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の区
間との境界位置β（８の位置）における付加符号情報の
値は［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝
−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。以下、区間「ヤ」内に
設定された９の位置における付加符号情報の値は［｛９
×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビット
の１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１０の位置に
おける付加符号情報の値は［｛１０×（Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１１の位置における付加符号情報
の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は［｛１２×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１３の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１４の位置における付加符号情報
の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１５の位置における付加符号情報の値は［｛１５×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１６の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１６×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。
間との境界位置β（８の位置）における付加符号情報の
値は［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝
−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。以下、区間「ヤ」内に
設定された９の位置における付加符号情報の値は［｛９
×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビット
の１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１０の位置に
おける付加符号情報の値は［｛１０×（Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１１の位置における付加符号情報
の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は［｛１２×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１３の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１４の位置における付加符号情報
の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１５の位置における付加符号情報の値は［｛１５×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１６の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１６×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。
【００７７】前記のような演算が行なわれることによ
り、隣接する２つの区間「ク」「ヤ」における元のＮビ
ットの符号情報による信号波形は、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ4
→Ｋ5→Ｋ6→Ｋ7→Ｋ8によって示されるものであったの
に、前記のような演算が行なわれて、元のＮビットのデ
ジタル信号の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報が連続されたことにより、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ5→Ｋ7
→Ｋ8によって示されるような信号波形、すなわち極値
区間以外の波形データ発生部５４における前記のような
動作によって、図１２の（ａ）におけるδの位置とεの
位置との間の波形が、図１２の（ｂ）に示されるような
ものになる。
り、隣接する２つの区間「ク」「ヤ」における元のＮビ
ットの符号情報による信号波形は、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ4
→Ｋ5→Ｋ6→Ｋ7→Ｋ8によって示されるものであったの
に、前記のような演算が行なわれて、元のＮビットのデ
ジタル信号の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報が連続されたことにより、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ5→Ｋ7
→Ｋ8によって示されるような信号波形、すなわち極値
区間以外の波形データ発生部５４における前記のような
動作によって、図１２の（ａ）におけるδの位置とεの
位置との間の波形が、図１２の（ｂ）に示されるような
ものになる。
【００７８】図１２を参照して行なったこれまでの説明
は、極値区間以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信
号が「１」の信号が供給されている状態の場合、すなわ
ち、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に
増加傾向にある場合に関するものであったが、極値区間
以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信号が「０」の
信号が供給されている状態の場合、すなわち、Ｎビット
の符号情報の値が時間軸上において順次に減少傾向にあ
る場合には、前記の算式が変更されるだけで（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報の発生は、前記と同様に行なわれ
得ることは勿論である。今、図１２の（ａ）に示されて
いる「ク」の区間の方が、「ヤ」の区間に比べてＮビッ
トの１ＬＳＢだけ信号レベルが高かった場合を考えて、
隣接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βか
ら、区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内
のＮｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に
設定された０，１，２，３…１６の各位置に対して、そ
れぞれ発生させるべき付加符号情報について示すと次の
とおりである。
は、極値区間以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信
号が「１」の信号が供給されている状態の場合、すなわ
ち、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に
増加傾向にある場合に関するものであったが、極値区間
以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信号が「０」の
信号が供給されている状態の場合、すなわち、Ｎビット
の符号情報の値が時間軸上において順次に減少傾向にあ
る場合には、前記の算式が変更されるだけで（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報の発生は、前記と同様に行なわれ
得ることは勿論である。今、図１２の（ａ）に示されて
いる「ク」の区間の方が、「ヤ」の区間に比べてＮビッ
トの１ＬＳＢだけ信号レベルが高かった場合を考えて、
隣接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βか
ら、区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内
のＮｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に
設定された０，１，２，３…１６の各位置に対して、そ
れぞれ発生させるべき付加符号情報について示すと次の
とおりである。
【００７９】まず区間「ク」内に設定された０の位置に
おける付加符号情報の値は、［｛１６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］の算
式によって求められる。また、「ク」内に設定された１
の位置における付加符号情報の値は［｛１５×（Ｎビッ
トの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ］、以下、区間「ク」内に設定された２の位置におけ
る付加符号情報の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報の
値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定され
た４の位置における付加符号情報の値は［｛１２×（Ｎ
ビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ］、区間「ク」内に設定された５の位置における付
加符号情報の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／
Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内
に設定された６の位置における付加符号情報の値は
［｛１０×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−
Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定された７の
位置における付加符号情報の値は［｛９×（Ｎビットの
１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］と
なり、また図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の区間との
境界位置β（８の位置）における付加符号情報の値は
［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎ
ビットの１ＬＳＢ］となる。
おける付加符号情報の値は、［｛１６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］の算
式によって求められる。また、「ク」内に設定された１
の位置における付加符号情報の値は［｛１５×（Ｎビッ
トの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ］、以下、区間「ク」内に設定された２の位置におけ
る付加符号情報の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報の
値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定され
た４の位置における付加符号情報の値は［｛１２×（Ｎ
ビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ］、区間「ク」内に設定された５の位置における付
加符号情報の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／
Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内
に設定された６の位置における付加符号情報の値は
［｛１０×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−
Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定された７の
位置における付加符号情報の値は［｛９×（Ｎビットの
１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］と
なり、また図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の区間との
境界位置β（８の位置）における付加符号情報の値は
［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎ
ビットの１ＬＳＢ］となる。
【００８０】次に、区間「ヤ」内に設定された９の位置
における付加符号情報の値は、７×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１０の
位置における付加符号情報の値は、６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１
１の位置における付加符号情報の値は、５×（Ｎビット
の１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は、４×（Ｎビ
ットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定
された１３の位置における付加符号情報の値は、３×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内
に設定された１４の位置における付加符号情報の値は、
２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１５の位置における付加符号情報
の値は、（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１６の位置における付加符号情報
の値は０となる。
における付加符号情報の値は、７×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１０の
位置における付加符号情報の値は、６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１
１の位置における付加符号情報の値は、５×（Ｎビット
の１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は、４×（Ｎビ
ットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定
された１３の位置における付加符号情報の値は、３×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内
に設定された１４の位置における付加符号情報の値は、
２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１５の位置における付加符号情報
の値は、（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１６の位置における付加符号情報
の値は０となる。
【００８１】前記の極値区間以外の波形データ発生部５
４では、前記のような演算を行なって得た付加符号情報
を順次にメモリに記憶した後に、制御回路５５の制御動
作の下にメモリから読出された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報はセレクタ５８に与える。前記した入力端子３
８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
３から供給される極値区間であることを示す信号が
「０」である場合に、その信号がインバータ５６によっ
て「１」の信号としてセレクタ５８に与えられることに
より、極値区間以外の波形データ発生部５４で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は前記のセレクタ５
８と、オア回路５９とを介して（Ｍ−Ｎ）ビット信号発
生部６の出力端子４７に送出されることになる。
４では、前記のような演算を行なって得た付加符号情報
を順次にメモリに記憶した後に、制御回路５５の制御動
作の下にメモリから読出された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報はセレクタ５８に与える。前記した入力端子３
８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
３から供給される極値区間であることを示す信号が
「０」である場合に、その信号がインバータ５６によっ
て「１」の信号としてセレクタ５８に与えられることに
より、極値区間以外の波形データ発生部５４で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は前記のセレクタ５
８と、オア回路５９とを介して（Ｍ−Ｎ）ビット信号発
生部６の出力端子４７に送出されることになる。
【００８２】前述のように、信号処理の対象にされてい
る第１のＮビットのデジタル信号の値が時間軸上におい
て順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示して変化
していて、順次の標本化周期毎の第１のＮビットのデジ
タル信号の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長さ
が、隣接する２つの区間について異なるとき、または同
一のときで、かつ前記の隣接する２つの区間に極値の区
間を含んでいないときには、前記の２つの区間につい
て、極値区間以外の波形データ発生部５４において、図
７の（ａ）を参照して既述したような手法を適用して
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ、また、信
号処理の対象にされている第１のＮビットのデジタル信
号による極値と対応している区間については、極値区間
の期間長と対応して予め定められた波形を有する（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を、極値区間の波形データ発
生部４８で発生させるが、隣接する２つの区間のー方の
区間が極値区間の場合には、入力端子３８を介して制御
回路５５に供給された極値区間を示す情報に基づいて、
制御回路５５で発生させた制御信号が、極値区間以外の
波形データ発生部５４に与えられることにより、極値区
間以外の波形データ発生部５４では極値区間を含む２つ
の区間についての演算結果がセレクタ５８に与えられな
いようにする。
る第１のＮビットのデジタル信号の値が時間軸上におい
て順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示して変化
していて、順次の標本化周期毎の第１のＮビットのデジ
タル信号の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長さ
が、隣接する２つの区間について異なるとき、または同
一のときで、かつ前記の隣接する２つの区間に極値の区
間を含んでいないときには、前記の２つの区間につい
て、極値区間以外の波形データ発生部５４において、図
７の（ａ）を参照して既述したような手法を適用して
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ、また、信
号処理の対象にされている第１のＮビットのデジタル信
号による極値と対応している区間については、極値区間
の期間長と対応して予め定められた波形を有する（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を、極値区間の波形データ発
生部４８で発生させるが、隣接する２つの区間のー方の
区間が極値区間の場合には、入力端子３８を介して制御
回路５５に供給された極値区間を示す情報に基づいて、
制御回路５５で発生させた制御信号が、極値区間以外の
波形データ発生部５４に与えられることにより、極値区
間以外の波形データ発生部５４では極値区間を含む２つ
の区間についての演算結果がセレクタ５８に与えられな
いようにする。
【００８３】前記のように（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部
６で発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は、可
変遅延部７を介して加算回路４に供給されるが、前記の
可変遅延部７では、遅延回路３において一定の時間遅延
を受けた状態の第１のＮビットのデジタル信号の最下位
桁に、前記の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続す
る状態で加算回路４で加算されて、全体がＭビットのデ
ジタル信号となるようにするための必要な時間遅延を
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与える。前記した可
変遅延部７としては、ランダムアクセスメモリを用い
て、書込みのタイミングと読出しのタイミングとを制御
することにより、(Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に対
して所定の時間遅延を与えるようにすることができるの
であり、 可変遅延部７において（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報に与える所定の時間遅延量は、遅延制御信号
発生部８で発生される遅延制御信号によって定められ
る。
６で発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は、可
変遅延部７を介して加算回路４に供給されるが、前記の
可変遅延部７では、遅延回路３において一定の時間遅延
を受けた状態の第１のＮビットのデジタル信号の最下位
桁に、前記の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続す
る状態で加算回路４で加算されて、全体がＭビットのデ
ジタル信号となるようにするための必要な時間遅延を
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与える。前記した可
変遅延部７としては、ランダムアクセスメモリを用い
て、書込みのタイミングと読出しのタイミングとを制御
することにより、(Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に対
して所定の時間遅延を与えるようにすることができるの
であり、 可変遅延部７において（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報に与える所定の時間遅延量は、遅延制御信号
発生部８で発生される遅延制御信号によって定められ
る。
【００８４】図１３には、ダウンサンプリング部６４か
らビット数変換部ＢＮＣに供給された第１のＮビットの
デジタル信号（図１３の左端に入力の波形Ｓで示す）に
対して、遅延回路３で一定の時間遅延が与えられた状態
の第１のＮビットのデジタル信号（図１３の中央付近の
上部に波形Ｓｄで示す）と、前記したダウンサンプリン
グ部６４からビット数変換部ＢＮＣに供給された第１の
Ｎビットのデジタル信号（図１３の左端に入力の波形Ｓ
で示す）に基づいて、信号波形の変化態様の検出部５
と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６とによって発生させ
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を可変遅延部７で所
定の時間だけ遅延させた信号（図１３の中央付近の下部
に波形Ｓａで示す）とが、加算回路４で加算されること
により、図１３の右端に出力として示されているように
第１のＮビットのデジタル信号の最下位桁に、前記の
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続する状態で加算
回路４で加算されて、全体がＭビットのデジタル信号と
される状態が図示説明されている。図１３中の波形に示
すａ〜ｈの符号は、各波形間の対応を明らかにするため
のものである。なお、図１３の中央付近の下部に点線で
示す階階波形Ｓａ’は、図１２を参照して既述したよう
に、隣接する２区間の境界の位置から一方の区間内と対
応して発生させるべき付加符号情報の値を得る際におい
て、Ｎビットの１ＬＳＢの値を減算する以前のＳａの算
出値を示している。
らビット数変換部ＢＮＣに供給された第１のＮビットの
デジタル信号（図１３の左端に入力の波形Ｓで示す）に
対して、遅延回路３で一定の時間遅延が与えられた状態
の第１のＮビットのデジタル信号（図１３の中央付近の
上部に波形Ｓｄで示す）と、前記したダウンサンプリン
グ部６４からビット数変換部ＢＮＣに供給された第１の
Ｎビットのデジタル信号（図１３の左端に入力の波形Ｓ
で示す）に基づいて、信号波形の変化態様の検出部５
と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６とによって発生させ
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を可変遅延部７で所
定の時間だけ遅延させた信号（図１３の中央付近の下部
に波形Ｓａで示す）とが、加算回路４で加算されること
により、図１３の右端に出力として示されているように
第１のＮビットのデジタル信号の最下位桁に、前記の
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続する状態で加算
回路４で加算されて、全体がＭビットのデジタル信号と
される状態が図示説明されている。図１３中の波形に示
すａ〜ｈの符号は、各波形間の対応を明らかにするため
のものである。なお、図１３の中央付近の下部に点線で
示す階階波形Ｓａ’は、図１２を参照して既述したよう
に、隣接する２区間の境界の位置から一方の区間内と対
応して発生させるべき付加符号情報の値を得る際におい
て、Ｎビットの１ＬＳＢの値を減算する以前のＳａの算
出値を示している。
【００８５】すなわち、演算回路４において、第１のＮ
ビットのデジタル信号と、（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号
情報とが適正な時間関係で加算されて、加算回路４から
出力されるＭビットのデジタル信号が、図１３の右端に
例示されているような波形のものにされるためには、ダ
ウンサンプリング部６４からビット数変換部ＢＮＣに供
給された第１のＮビットのデジタル信号（図１３の左端
に入力の波形Ｓで示す）に、遅延回路３で一定の時間遅
延を与えた状態の第１のＮビットのデジタル信号（図１
３の中央付近の上部に波形Ｓｄで示す）における順次の
標本化周期毎の付加符号情報の時間位置に対して、前記
したダウンサンプリング部６４からビット数変換部ＢＮ
Ｃに供給された第１のＮビットのデジタル信号（図１３
の左端に入力の波形Ｓで示す）に基づいて、信号波形の
変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６
とによって発生させた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
を可変遅延部７で所定の時間だけ遅延させた信号（図１
３の中央付近の下部に波形Ｓａで示す）における順次の
標本化周期毎の付加符号情報の時間位置とが、正しく対
応している状態で加算回路４に供給されるように、可変
遅延部７で（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与えられ
る遅延時間が、遅延制御信号発生部８で発生される遅延
制御信号によって制御されることが必要である。この点
は極値区間と対応して発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報についても同様である（図１１参照）。
ビットのデジタル信号と、（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号
情報とが適正な時間関係で加算されて、加算回路４から
出力されるＭビットのデジタル信号が、図１３の右端に
例示されているような波形のものにされるためには、ダ
ウンサンプリング部６４からビット数変換部ＢＮＣに供
給された第１のＮビットのデジタル信号（図１３の左端
に入力の波形Ｓで示す）に、遅延回路３で一定の時間遅
延を与えた状態の第１のＮビットのデジタル信号（図１
３の中央付近の上部に波形Ｓｄで示す）における順次の
標本化周期毎の付加符号情報の時間位置に対して、前記
したダウンサンプリング部６４からビット数変換部ＢＮ
Ｃに供給された第１のＮビットのデジタル信号（図１３
の左端に入力の波形Ｓで示す）に基づいて、信号波形の
変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６
とによって発生させた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
を可変遅延部７で所定の時間だけ遅延させた信号（図１
３の中央付近の下部に波形Ｓａで示す）における順次の
標本化周期毎の付加符号情報の時間位置とが、正しく対
応している状態で加算回路４に供給されるように、可変
遅延部７で（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与えられ
る遅延時間が、遅延制御信号発生部８で発生される遅延
制御信号によって制御されることが必要である。この点
は極値区間と対応して発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報についても同様である（図１１参照）。
【００８６】それで、遅延制御信号発生部８では、信号
波形の変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６から出
力された信号の内で、出力端子３４から送出されたクロ
ック信号ＣＬＫ、出力端子２９から送出されたＮｓの
値、出力端子３０から送出された２つの区間の境界位置
のアドレス値、出力端子２８から送出された極値区間の
期間長の情報、出力端子３３から送出された極値区間を
示す情報、端子３１から送出された区間の始端位置のア
ドレス値及びクロック信号Ｐｆｓ等を用いて、隣接する
２つの区間の境界の位置または極値区間の始端の位置か
ら標本化周期Ｔｓずつ離れた位置に存在する（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報に与えるべき遅延時間を算出し、
その遅延時間が可変遅延部７で（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報へ与えられるような遅延制御信号を発生して、
それを可変遅延部７に供給する。
波形の変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６から出
力された信号の内で、出力端子３４から送出されたクロ
ック信号ＣＬＫ、出力端子２９から送出されたＮｓの
値、出力端子３０から送出された２つの区間の境界位置
のアドレス値、出力端子２８から送出された極値区間の
期間長の情報、出力端子３３から送出された極値区間を
示す情報、端子３１から送出された区間の始端位置のア
ドレス値及びクロック信号Ｐｆｓ等を用いて、隣接する
２つの区間の境界の位置または極値区間の始端の位置か
ら標本化周期Ｔｓずつ離れた位置に存在する（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報に与えるべき遅延時間を算出し、
その遅延時間が可変遅延部７で（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報へ与えられるような遅延制御信号を発生して、
それを可変遅延部７に供給する。
【００８７】前述のようにビット数変換部ＢＮＣでは、
ダウンサンプリング部ＤＳＤにおいてデシメーションが
行なわれることにより、処理対象とされる信号量が半分
になっている状態の第１のＮビットの符号情報(第１の
Ｎビットのデジタル信号)を、Ｎ＜Ｍの関係にあるＭビ
ットのデジタル信号に変換するために、前記した第１の
Ｎビットのデジタル信号の最下位桁に連続させて、Ｍビ
ットのデジタル信号を生成させる（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を発生し、それを前記した第１のＮビットの
デジタル信号の最下位桁に連続するように加算回路４で
加算し、ＭビットのＭビットのデジタル信号を生成し
て、アップサンプリング部６５に供給する。前記のアッ
プサンプリング部６５は、補間装置と、Ｎビットのデジ
タル信号の発生時におけるハイサンプリングに用いられ
た所定の標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓ
ｈ）の１／２の周波数値ｆｓｈ／２の遮断周波数を有す
るローパイフィルタとを含んで構成されている。
ダウンサンプリング部ＤＳＤにおいてデシメーションが
行なわれることにより、処理対象とされる信号量が半分
になっている状態の第１のＮビットの符号情報(第１の
Ｎビットのデジタル信号)を、Ｎ＜Ｍの関係にあるＭビ
ットのデジタル信号に変換するために、前記した第１の
Ｎビットのデジタル信号の最下位桁に連続させて、Ｍビ
ットのデジタル信号を生成させる（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を発生し、それを前記した第１のＮビットの
デジタル信号の最下位桁に連続するように加算回路４で
加算し、ＭビットのＭビットのデジタル信号を生成し
て、アップサンプリング部６５に供給する。前記のアッ
プサンプリング部６５は、補間装置と、Ｎビットのデジ
タル信号の発生時におけるハイサンプリングに用いられ
た所定の標本化信号の周波数（所定の標本化周波数ｆｓ
ｈ）の１／２の周波数値ｆｓｈ／２の遮断周波数を有す
るローパイフィルタとを含んで構成されている。
【００８８】前記のアップサンプリング部６５では、前
記の第１のＮビットのデジタル信号に基づいて、ビット
数変換部ＢＮＣで生成したＭビットのデジタル信号を、
前記したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイ
サンプリングに用いられた所定の標本化信号の周波数
（所定の標本化周波数ｆｓｈ）で標本化された状態のＭ
ビットの符号情報を発生させて、それを加算部６３に与
える。前記の加算部６３には、既述のように遅延回路６
２を介して、帯域分割フィルタ６１から出力された第２
のＮビットの符号情報、すなわち、音響信号処理装置に
おいて信号処理の対象にされているＮビットの符号情報
の内で、Ｎビットの符号情報の発生時におけるハイサン
プリングに用いられた所定の標本化信号の周波数（所定
の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周波数以下の周波数
帯域１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符
号情報が供給されている。それで前記の加算部６３で
は、前記したアップサンプリング部６５から出力された
前記の周波数帯域１に属するＭビットの符号情報と、既
述のように帯域分割フィルタ６１から出力されて遅延回
路６２を介して供給されている周波数帯域２に属する第
２のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致さ
せた状態で加算して出力端子２に送出する。
記の第１のＮビットのデジタル信号に基づいて、ビット
数変換部ＢＮＣで生成したＭビットのデジタル信号を、
前記したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイ
サンプリングに用いられた所定の標本化信号の周波数
（所定の標本化周波数ｆｓｈ）で標本化された状態のＭ
ビットの符号情報を発生させて、それを加算部６３に与
える。前記の加算部６３には、既述のように遅延回路６
２を介して、帯域分割フィルタ６１から出力された第２
のＮビットの符号情報、すなわち、音響信号処理装置に
おいて信号処理の対象にされているＮビットの符号情報
の内で、Ｎビットの符号情報の発生時におけるハイサン
プリングに用いられた所定の標本化信号の周波数（所定
の標本化周波数ｆｓｈ）の１／４の周波数以下の周波数
帯域１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符
号情報が供給されている。それで前記の加算部６３で
は、前記したアップサンプリング部６５から出力された
前記の周波数帯域１に属するＭビットの符号情報と、既
述のように帯域分割フィルタ６１から出力されて遅延回
路６２を介して供給されている周波数帯域２に属する第
２のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致さ
せた状態で加算して出力端子２に送出する。
【００８９】本発明の音響信号処理装置の実施に当り、
可聴周波数帯域の上限の周波数を例えば１２ＫＨｚとし
て、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数として４８ＫＨｚを採用し、４８ＫＨｚの標本
化信号を用いてアナログ信号形態の音響信号をハイサン
プリングして得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分
解能でデジタル信号に変換してなるＮビットのデジタル
音響信号の符号情報を、周波数値が１２ＫＨｚ（４８Ｋ
Ｈｚ／４）以下の周波数帯域１に属する第１のＮビット
の符号情報と、周波数値が１２ＫＨｚ（４８ＫＨｚ／
４）以上の周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号
情報とに分割し、前記した周波数値が１２Ｋ以下の周波
数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報について、
２４ＫＨｚ（４８ＫＨｚ／２）の標本化周波数の標本化
信号でデシメーションを行ない、前記のデジメーション
によって信号量が半分になった第１のＮビットのデジタ
ル信号を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係に
あるＭビットのデジタル信号にビット数変換し、前記の
Ｍビットのデジタル信号をアップサンプリング部６５
で、前記したＮビットのデジタル信号の発生時における
ハイサンプリングに用いられた標本化信号（標本化周波
数４８ＫＨｚ）で標本化された状態のＭビットの符号情
報に変換し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波
数値が１２ＫＨｚ以上の周波数帯域２に属する第２のＮ
ビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致させた状
態で加算して音響信号処理装置の出力信号とするように
して実施してもよい。
可聴周波数帯域の上限の周波数を例えば１２ＫＨｚとし
て、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数として４８ＫＨｚを採用し、４８ＫＨｚの標本
化信号を用いてアナログ信号形態の音響信号をハイサン
プリングして得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分
解能でデジタル信号に変換してなるＮビットのデジタル
音響信号の符号情報を、周波数値が１２ＫＨｚ（４８Ｋ
Ｈｚ／４）以下の周波数帯域１に属する第１のＮビット
の符号情報と、周波数値が１２ＫＨｚ（４８ＫＨｚ／
４）以上の周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号
情報とに分割し、前記した周波数値が１２Ｋ以下の周波
数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報について、
２４ＫＨｚ（４８ＫＨｚ／２）の標本化周波数の標本化
信号でデシメーションを行ない、前記のデジメーション
によって信号量が半分になった第１のＮビットのデジタ
ル信号を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係に
あるＭビットのデジタル信号にビット数変換し、前記の
Ｍビットのデジタル信号をアップサンプリング部６５
で、前記したＮビットのデジタル信号の発生時における
ハイサンプリングに用いられた標本化信号（標本化周波
数４８ＫＨｚ）で標本化された状態のＭビットの符号情
報に変換し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波
数値が１２ＫＨｚ以上の周波数帯域２に属する第２のＮ
ビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致させた状
態で加算して音響信号処理装置の出力信号とするように
して実施してもよい。
【００９０】また本発明の音響信号処理装置の実施に当
って使用される帯域分割フィルタとしては、それの遮断
周波数が、前記したＮビットのデジタル信号の発生時に
おけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化信号
の周波数（所定の標本化周波数）ｆｓｈについて、ｆｓ
ｃ／４の関係にある周波数値に限られることはないので
あり、例えば可聴周波数帯域の上限の周波数を２０ＫＨ
ｚとして、遮断周波数が２０ＫＨｚの帯域分割フィルタ
を用いてもよいのである。また例えば可聴周波数帯域の
上限の周波数の２倍を超える標本化周波数として９６Ｋ
Ｈｚを採用し、９６ＫＨｚの標本化信号を用いてアナロ
グ信号形態の音響信号をハイサンプリングして得た順次
の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に
変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情報
を、周波数値が９６ＫＨｚ／４以下の周波数帯域１に属
する第１のＮビットの符号情報と、前記した周波数帯域
１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情
報とに分割し、前記した周波数値が９６ＫＨｚ／４以下
の周波数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報につ
いて、９６ＫＨｚ／２の標本化周波数の標本化信号でデ
シメーションを行ない、前記のデジメーションによって
信号量が半分になった第１のＮビットのデジタル信号
を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係にあるＭ
ビットのデジタル信号にビット数変換し、前記のＭビッ
トのデジタル信号をアップサンプリング部６５で、前記
したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイサン
プリングに用いられた標本化信号（標本化周波数９６Ｋ
Ｈｚ）で標本化された状態のＭビットの符号情報に変換
し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波数帯域１
を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情報
とを、互いの最上位桁を一致させた状態で加算して音響
信号処理装置の出力信号とするようにして実施してもよ
い。
って使用される帯域分割フィルタとしては、それの遮断
周波数が、前記したＮビットのデジタル信号の発生時に
おけるハイサンプリングに用いられた所定の標本化信号
の周波数（所定の標本化周波数）ｆｓｈについて、ｆｓ
ｃ／４の関係にある周波数値に限られることはないので
あり、例えば可聴周波数帯域の上限の周波数を２０ＫＨ
ｚとして、遮断周波数が２０ＫＨｚの帯域分割フィルタ
を用いてもよいのである。また例えば可聴周波数帯域の
上限の周波数の２倍を超える標本化周波数として９６Ｋ
Ｈｚを採用し、９６ＫＨｚの標本化信号を用いてアナロ
グ信号形態の音響信号をハイサンプリングして得た順次
の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に
変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情報
を、周波数値が９６ＫＨｚ／４以下の周波数帯域１に属
する第１のＮビットの符号情報と、前記した周波数帯域
１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情
報とに分割し、前記した周波数値が９６ＫＨｚ／４以下
の周波数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報につ
いて、９６ＫＨｚ／２の標本化周波数の標本化信号でデ
シメーションを行ない、前記のデジメーションによって
信号量が半分になった第１のＮビットのデジタル信号
を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係にあるＭ
ビットのデジタル信号にビット数変換し、前記のＭビッ
トのデジタル信号をアップサンプリング部６５で、前記
したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイサン
プリングに用いられた標本化信号（標本化周波数９６Ｋ
Ｈｚ）で標本化された状態のＭビットの符号情報に変換
し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波数帯域１
を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情報
とを、互いの最上位桁を一致させた状態で加算して音響
信号処理装置の出力信号とするようにして実施してもよ
い。
【００９１】前述の各例のように、可聴周波数帯域の上
限の周波数や、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
超える所定の標本化周波数（ｆｓｈ）、及び標本化信号
を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本化して得た
順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信
号に変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情
報を、前記した周波数値がｆｓｈ／４以下の周波数帯域
１に属する第１のＮビットの符号情報と、前記した周波
数帯域１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの
符号情報とに分割し、前記した周波数値がｆｓｈ／４以
下の周波数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報に
ついて、周波数値がｆｓｈ／２の標本化周波数の標本化
信号でデシメーションを行ない、前記のデジメーション
によって信号量が半分になった第１のＮビットのデジタ
ル信号を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係に
あるＭビットのデジタル信号にビット数変換し、前記の
Ｍビットのデジタル信号をアップサンプリング部で、前
記したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイサ
ンプリングに用いられた標本化信号（標本化周波数ｆｓ
ｈ）で標本化された状態のＭビットの符号情報に変換
し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波数帯域１
を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情報
とを、互いの最上位桁を一致させた状態で加算して音響
信号処理装置の出力信号とするようにした場合には、そ
れぞれの例における可聴周波数帯域の上限の周波数の第
２高調波の周波数値は、それぞれの例における帯域分割
フィルタの遮断周波数の２倍以上の周波数値となり、前
記したそれぞれの例における可聴周波数帯域の上限の周
波数の第２高調波の周波数値は、それぞれの例における
標本化信号の標本化周波数の１／２以上の周波数値とな
るから、前記したそれぞれの例における可聴周波数帯域
の上限の周波数の第２高調波は、ＤＡ変換部に設けられ
ているローパスフィルタによって除去されるから歪とは
ならない。
限の周波数や、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
超える所定の標本化周波数（ｆｓｈ）、及び標本化信号
を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本化して得た
順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信
号に変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情
報を、前記した周波数値がｆｓｈ／４以下の周波数帯域
１に属する第１のＮビットの符号情報と、前記した周波
数帯域１を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの
符号情報とに分割し、前記した周波数値がｆｓｈ／４以
下の周波数帯域１に属する第１のＮビットの符号情報に
ついて、周波数値がｆｓｈ／２の標本化周波数の標本化
信号でデシメーションを行ない、前記のデジメーション
によって信号量が半分になった第１のＮビットのデジタ
ル信号を、ビット数変換部ＢＮＣによりＭ＞Ｎの関係に
あるＭビットのデジタル信号にビット数変換し、前記の
Ｍビットのデジタル信号をアップサンプリング部で、前
記したＮビットのデジタル信号の発生時におけるハイサ
ンプリングに用いられた標本化信号（標本化周波数ｆｓ
ｈ）で標本化された状態のＭビットの符号情報に変換
し、そのＭビットの符号情報と、前記した周波数帯域１
を除く周波数帯域２に属する第２のＮビットの符号情報
とを、互いの最上位桁を一致させた状態で加算して音響
信号処理装置の出力信号とするようにした場合には、そ
れぞれの例における可聴周波数帯域の上限の周波数の第
２高調波の周波数値は、それぞれの例における帯域分割
フィルタの遮断周波数の２倍以上の周波数値となり、前
記したそれぞれの例における可聴周波数帯域の上限の周
波数の第２高調波の周波数値は、それぞれの例における
標本化信号の標本化周波数の１／２以上の周波数値とな
るから、前記したそれぞれの例における可聴周波数帯域
の上限の周波数の第２高調波は、ＤＡ変換部に設けられ
ているローパスフィルタによって除去されるから歪とは
ならない。
【００９２】
【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように、本発明の音響信号処理装置は、所定の標本化
周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の
音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分
の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットの
デジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化
周波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１
のＮビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符
号情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第
２のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した
第１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段
と、前記のデシメーションされた第１のＮビットの符号
情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報
に変換するビット数変換手段と、前記したビット数変換
手段から出力されたＭビットの符号情報を、前記した所
定の標本化周波数を有する標本化信号により標本化され
た状態のＭビットの符号情報にするアップサンプリング
手段と、前記したアップサンプリング手段から出力され
たＭビットの符号情報と、前記した第２のＮビットの符
号情報とを、互いの最上位桁を一致させて加算する手段
とを備えてなる音響信号処理装置、及び前記の音響信号
処理装置において、デシメーションする手段から出力さ
れたＮビットの符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にある
Ｍビットの符号情報に変換する際に、前記のＮビットの
符号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、前記の
Ｎビットの符号情報を復原して得たアナログ信号との間
に存在する２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±
０.５ＬＳＢの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符
号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と、
Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ信号波形
の積分値とが等価となるようにしてビット数変換を行な
うようにしたことにより、本発明の音響信号処理装置で
は、従来技術により、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリング手
段と、ノイズシェーピング技術とを適用して得たＮビッ
トのデジタル信号を、デジタル信号のビット数で定まる
分解能以上の細かさで、微小な信号部分も復原させるこ
とができるように、前記したＮビットの符号情報に対し
て、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換され
ていた場合にも、可聴周波数帯域よりも高い周波数帯域
に入れたディザについては、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビッ
トの符号情報に変換されることがないから、従来技術に
ついての問題点として挙げたような欠点、すなわち良好
な音質の再生音響信号が得られなかったというような欠
点は本発明の音響信号処理装置では生じないし、また、
本発明の音響信号処理装置では、特殊なビット数変換技
術を適用しているので、既述した従来法によってビット
拡大した場合に比べて、高い分解能で高品質な音響信号
を復原することができるのであり、さらに、ビット数変
換のための信号処理の対象にされているデジタル信号に
デシメーションを施して、処理対象とされる信号量が半
分になっている状態の第１のＮビットのデジタル信号に
ついてビット数変換を行なっていることにより、Ｎ＜Ｍ
の関係にあるＭビットの符号情報に変換する信号処理の
信号量が、デシメーションが行なわれなかった場合の信
号量の半分になっているために、ビット数変換部での信
号処理の速度が向上し（あるいはビット数変換部とし
て、信号処理の速度の遅いものが使用できる）、また、
ビット数変換に当って生成される（Ｍ−Ｎ）ビットのデ
ジタル信号は、非可聴周波数成分に干渉されずに正確に
生成でき、さらに、デシメーションされた状態でビット
数変換されたデジタル信号はアップサンプリングによ
り、補間されてもとに戻されているので良好な音質の再
生音響信号が得られるのであり、本発明により既述した
従来技術の問題点はすべて良好に解決できる。
なように、本発明の音響信号処理装置は、所定の標本化
周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態の
音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分
の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットの
デジタル音響信号の符号情報を、前記した所定の標本化
周波数の１／４の周波数以下の周波数帯域に属する第１
のＮビットの符号情報と、前記した第１のＮビットの符
号情報が属する周波数帯域を除く周波数帯域に属する第
２のＮビットの符号情報とに分割する手段と、前記した
第１のＮビットの符号情報をデシメーションする手段
と、前記のデシメーションされた第１のＮビットの符号
情報について、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報
に変換するビット数変換手段と、前記したビット数変換
手段から出力されたＭビットの符号情報を、前記した所
定の標本化周波数を有する標本化信号により標本化され
た状態のＭビットの符号情報にするアップサンプリング
手段と、前記したアップサンプリング手段から出力され
たＭビットの符号情報と、前記した第２のＮビットの符
号情報とを、互いの最上位桁を一致させて加算する手段
とを備えてなる音響信号処理装置、及び前記の音響信号
処理装置において、デシメーションする手段から出力さ
れたＮビットの符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係にある
Ｍビットの符号情報に変換する際に、前記のＮビットの
符号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、前記の
Ｎビットの符号情報を復原して得たアナログ信号との間
に存在する２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±
０.５ＬＳＢの誤差範囲以内で、前記したＮビットの符
号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値と、
Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ信号波形
の積分値とが等価となるようにしてビット数変換を行な
うようにしたことにより、本発明の音響信号処理装置で
は、従来技術により、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリング手
段と、ノイズシェーピング技術とを適用して得たＮビッ
トのデジタル信号を、デジタル信号のビット数で定まる
分解能以上の細かさで、微小な信号部分も復原させるこ
とができるように、前記したＮビットの符号情報に対し
て、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換され
ていた場合にも、可聴周波数帯域よりも高い周波数帯域
に入れたディザについては、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビッ
トの符号情報に変換されることがないから、従来技術に
ついての問題点として挙げたような欠点、すなわち良好
な音質の再生音響信号が得られなかったというような欠
点は本発明の音響信号処理装置では生じないし、また、
本発明の音響信号処理装置では、特殊なビット数変換技
術を適用しているので、既述した従来法によってビット
拡大した場合に比べて、高い分解能で高品質な音響信号
を復原することができるのであり、さらに、ビット数変
換のための信号処理の対象にされているデジタル信号に
デシメーションを施して、処理対象とされる信号量が半
分になっている状態の第１のＮビットのデジタル信号に
ついてビット数変換を行なっていることにより、Ｎ＜Ｍ
の関係にあるＭビットの符号情報に変換する信号処理の
信号量が、デシメーションが行なわれなかった場合の信
号量の半分になっているために、ビット数変換部での信
号処理の速度が向上し（あるいはビット数変換部とし
て、信号処理の速度の遅いものが使用できる）、また、
ビット数変換に当って生成される（Ｍ−Ｎ）ビットのデ
ジタル信号は、非可聴周波数成分に干渉されずに正確に
生成でき、さらに、デシメーションされた状態でビット
数変換されたデジタル信号はアップサンプリングによ
り、補間されてもとに戻されているので良好な音質の再
生音響信号が得られるのであり、本発明により既述した
従来技術の問題点はすべて良好に解決できる。
【図１】本発明の音響信号処理装置の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】音響信号処理装置の構成部分の具体的構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】音響信号処理装置の構成部分の具体的構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】音響信号処理装置の一部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図５】音響信号処理装置の一部の動作を説明するため
の図である。
の図である。
【図６】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。
原理を説明するための波形図である。
【図７】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。
原理を説明するための波形図である。
【図８】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。
原理を説明するための波形図である。
【図９】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。
原理を説明するための波形図である。
【図１０】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。
作原理を説明するための波形図である。
【図１１】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。
作原理を説明するための波形図である。
【図１２】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。
作原理を説明するための波形図である。
【図１３】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための構成部分の一部のブロック図と
波形図である。
作原理を説明するための構成部分の一部のブロック図と
波形図である。
【図１４】帯域分割フィルタの周波数帯域配置図であ
る。
る。
１…Ｎビットのデジタル信号の入力端子、２…Ｍビット
のデジタル信号の出力端子、３…固定の遅延時間を有す
る遅延回路、４…加算回路、５…信号波形の変化態様の
検出部、６…（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部、７…可変遅
延部、８…遅延制御信号発生部、９，１３〜１５，１９
〜２１…Ｄ型フリップフロップ、１０…マグニチュード
コンパレータ、１１，１６，１７…排他的論理和回路、
１２…アンド回路、１８…アドレスカウンタ、２２，２
３…減算器、２４…比較器、４８…極値区間の波形デー
タ発生部、４９…Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行
なう値を発生させる演算部、５１…信号波形変化情報の
発生部、５２…信号波形変化態様情報の発生部、５３…
信号波形変化の間隔情報の発生部、５４…極値区間以外
の波形データ発生部、５５…制御回路、５６…インバー
タ、５７，５８…セレクタ、５９…オア回路、６０，６
１…帯域分割フィルタ、６２…遅延回路、６３…加算
部、６４…デシメーション部、６５…アップサンプリン
グ部、ＢＮＣ…ビット数変換部、ＤＳＤ…ダウンサンプ
リング部、
のデジタル信号の出力端子、３…固定の遅延時間を有す
る遅延回路、４…加算回路、５…信号波形の変化態様の
検出部、６…（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部、７…可変遅
延部、８…遅延制御信号発生部、９，１３〜１５，１９
〜２１…Ｄ型フリップフロップ、１０…マグニチュード
コンパレータ、１１，１６，１７…排他的論理和回路、
１２…アンド回路、１８…アドレスカウンタ、２２，２
３…減算器、２４…比較器、４８…極値区間の波形デー
タ発生部、４９…Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行
なう値を発生させる演算部、５１…信号波形変化情報の
発生部、５２…信号波形変化態様情報の発生部、５３…
信号波形変化の間隔情報の発生部、５４…極値区間以外
の波形データ発生部、５５…制御回路、５６…インバー
タ、５７，５８…セレクタ、５９…オア回路、６０，６
１…帯域分割フィルタ、６２…遅延回路、６３…加算
部、６４…デシメーション部、６５…アップサンプリン
グ部、ＢＮＣ…ビット数変換部、ＤＳＤ…ダウンサンプ
リング部、
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｍ 1/08 Ｇ１０Ｌ 9/18 Ａ (56)参考文献 特開 昭52−43308（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−34726（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−35417（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−267808（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−313862（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−202029（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−304474（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−249118（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 7/14 H03H 17/00 G10L 19/00
Claims (4)
- 【請求項１】 所定の標本化周波数を有する標本化信号
を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本化して得た
順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信
号に変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情
報を、前記した所定の標本化周波数の１／４の周波数以
下の周波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報と、
前記した第１のＮビットの符号情報が属する周波数帯域
を除く周波数帯域に属する第２のＮビットの符号情報と
に分割する手段と、前記した第１のＮビットの符号情報
をデシメーションする手段と、前記のデシメーションさ
れた第１のＮビットの符号情報について、Ｍ＞Ｎの関係
にあるＭビットの符号情報に変換するビット数変換手段
と、前記したビット数変換手段から出力されたＭビット
の符号情報を、前記した所定の標本化周波数を有する標
本化信号により標本化された状態のＭビットの符号情報
にするアップサンプリング手段と、前記したアップサン
プリング手段から出力されたＭビットの符号情報と、前
記した第２のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁
を一致させて加算する手段とを備えてなる音響信号処理
装置。 - 【請求項２】 所定の標本化周波数を有する標本化信号
を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本化して得た
順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信
号に変換してなるＮビットのデジタル音響信号の符号情
報を、前記した所定の標本化周波数の１／４の周波数以
下の周波数帯域に属する第１のＮビットの符号情報と、
前記した第１のＮビットの符号情報が属する周波数帯域
を除く周波数帯域に属する第２のＮビットの符号情報と
に分割する手段と、前記した第１のＮビットの符号情報
をデシメーションする手段と、前記したデシメーション
する手段から出力されたＮビットの符号情報について、
Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換する際
に、前記のＮビットの符号情報を得るのに用いられたア
ナログ信号と、前記のＮビットの符号情報を復原して得
たアナログ信号との間に存在する２のＮ乗分の１の分解
能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの誤差範囲以内で、
前記したＮビットの符号情報によって示されるアナログ
信号波形の積分値と、Ｍビットの符号情報によって示さ
れるアナログ信号波形の積分値とが等価となるようにし
てビット数変換を行なうビット数変換手段と、前記した
ビット数変換手段から出力されたＭビットの符号情報
を、前記した所定の標本化周波数を有する標本化信号に
より標本化された状態のＭビットの符号情報にするアッ
プサンプリング手段と、前記したアップサンプリング手
段から出力されたＭビットの符号情報と、前記した第２
のＮビットの符号情報とを、互いの最上位桁を一致させ
て加算する手段とを備えてなる音響信号処理装置。 - 【請求項３】 所定の標本化周波数を有する標本化信号
の周波数値を８８．２ＫＨｚとし、またデシメーション
する手段において使用される標本化信号の周波数値を４
４．１ＫＨｚとした請求項１または請求項２の音響信号
処理装置。 - 【請求項４】 所定の標本化周波数を有する標本化信号
の周波数値を４８ＫＨｚとし、また、デシメーションす
る手段において使用される標本化信号の周波数値を２４
ＫＨｚとした請求項１または請求項２の音響信号処理装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23758895A JP3312539B2 (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 音響信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23758895A JP3312539B2 (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 音響信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964749A JPH0964749A (ja) | 1997-03-07 |
| JP3312539B2 true JP3312539B2 (ja) | 2002-08-12 |
Family
ID=17017552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23758895A Expired - Fee Related JP3312539B2 (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 音響信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3312539B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4505701B2 (ja) * | 2000-10-31 | 2010-07-21 | ソニー株式会社 | 情報処理装置および情報処理方法、プログラム記録媒体 |
-
1995
- 1995-08-23 JP JP23758895A patent/JP3312539B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH0964749A (ja) | 1997-03-07 |
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