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BEZUGNAHME AUF ZUGEORDNETE
ANMELDUNGEN
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Diese
Anmeldung beansprucht gemäß § 119 35
U. S. C. die Priorität der
koreanischen Patentanmeldung Nr. 10-2009-0034870 angemeldet
am Koreanischen Patentamt am 22. April 2009, wobei der gesamte Inhalt
dieser Anmeldung durch Bezugnahme von der vorliegenden Anmeldung
eingeschlossen wird.
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HINTERGRUND
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TECHNISCHES GEBIET
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Die
vorliegende Offenbarung bezieht sich auf einen integrierten Schaltkreis
(IC) und insbesondere auf eine Misch-Spannungs-Eingangs/Ausgangs-(I/O)-Schaltung
als Schnittstelle zu Vorrichtungen mit unterschiedlichen Betriebsspannungen
und einen IC dieselbe umfassend.
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STAND DER TECHNIK
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In
der komplementär Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS)-Technologie
wird die Betriebsspannung reduziert um den Energieverbrauch zu reduzieren
und auch die Maße eines Transistors werden reduziert um
die Schaltungsleistung und die Flächeneffizienz zu verbessern.
In mikroelektronischen Systemen können Halbleiterchips
verschiedener CMOS-Technologien verwendet werden, welche nicht die
gleiche Spannung nutzen und daher gibt es einen Bedarf für Misch-Spannungs-IO-Schnittstellen.
Beispielsweise ist die Lesespannung eines dynamischen Zufallszugriffspeichers
(DRAM) bei einem halbem Zellabstand von 80 nm 2,5 V, aber bei einem
halbem Zellabstand von 60 nm 2,0 V.
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Wird
ein gewöhnliches Einheitsschnittstellenverfahren für
ein Misch-Spannungssystem genutzt, können ungewollte Leckströme
auftreten, kann die Zuverlässigkeit des Gate-Oxids abnehmen
und könnte eine Injektion heißer Ladungsträger
auftreten.
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Im
Empfangsbetriebsmodus zum Empfangen eines externen Signals kann
die Spannung an einem I/O-Kontakt größer als die
Betriebsspannung sein und daher könnte durch einen P-Typ
Metallhalbleiter (PMOS) Pull-Up-Transistor ein ungewollter Leckstrompfad
von dem I/O-Pad zur Spannungsversorgung entstehen. Verschiedene
Verfahren zum Vermeiden eines Leckstroms eines Pull-Up-PMOS-Transistors
wurden studiert. Solche gewöhnlichen Verfahren benötigen
jedoch zusätzliche Pads oder Transistoren, welche auf komplizierte Art
und Weise miteinander verbunden sind. Außerdem erhöhen
einige dieser gewöhnlichen Verfahren die I/O-Padlast und
die Last des Pull-Up-Gates, was wiederum die Geschwindigkeit der
I/O-Schnittstelle verringert.
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Da
an dem Gate-Oxid ein ausgesprochen hohes elektrisches Feld anliegt,
wird die Zuverlässigkeit des Gate-Oxids verschlechtert.
Auch wenn beispielsweise ein Doppel-Oxid-Verfahren dieses Zuverlässigkeitsproblem
angeht, reduziert ein Transistor mit einem dicken Gate-Oxid die
I/O-Schnittstellengeschwindigkeit. Gate-Tracking wurde daher eingeführt,
um die Gate-Oxid-Zuverlässigkeit in einem Pull-Up-Transistor
zu erhalten, ohne die I/O-Schnittstellengeschwindigkeit zu verschlechtern.
Um Zuverlässigkeitsprobleme im Zusammenhang mit einem Pull-Down-Transistor
und einem Empfänger zu vermeiden, wird üblicherweise
ein Verfahren zum Verbinden zusätzlicher N-Typ-Metalloxidleiter (NMOS)-Transistoren
genutzt, deren Gates mit der Betriebsspannung verbunden sind. Für
eine Niederspannungsnetzteilumgebung oder eine Niederspannungsumgebung
wird es jedoch schwierig, das Schwankungsniveau eines Empfangssignals
in den zusätzlichen NMOS-Transistoren zu begrenzen.
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Die
Injektion heißer Ladungsträger tritt auf, wenn
zwischen Drain und Source eine große Spannungsdifferenz
besteht. Ein gestapelter NMOS-Transistor und ein Sperrtransistor,
welche beide mit dem Pull-Down-Transistor in Reihe verbunden sind,
können die Injektion heißer Ladungsträger
in dem Pull-Down-Transistor verhindern.
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Bei
diesen Transistoren kann jedoch eine Injektion heißer Ladungsträger
auftreten, wenn zwischen dem Empfangsbetriebsmodus und dem Übertragungsbetriebsmodus
umgeschaltet wird. Um im Empfangsbetriebsmodus eine außergewöhnlich hohe
Spannung oder eine hohe Ladung am I/O-Pad zu verringern, wird eine
Schutzschaltung für heiße Ladungsträger
benötigt.
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Um
die oben angesprochenen Probleme zu adressieren, welche in einem
gemischten Schnittstellensystem auftreten können und um
eine geringe Betriebsspannung sicherzustellen, wird eine neue Mischspannungsschnittstelle
benötigt.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Beispielhafte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen eine
Eingangs/Ausgangs(I/O)-Schaltung zum Übertragen von Eingangsdaten,
selbst bei hoher oder niedriger Betriebsspannung zur Verfügung.
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Beispielhafte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfassen außerdem
eine I/O-Schaltung zur Vermeidung oder Reduktion von Leckströmen
bei niedriger Betriebsspannung.
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Beispielhafte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfassen außerdem
eine I/O-Schaltung um die Verschlechterung der Zuverlässigkeit
eines Gate-Oxids eines Transistors selbst bei niedriger Betriebsspannung
zu verringern.
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Beispielhafte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfassen außerdem
eine Eingangs/Ausgangsschaltung, um die Injektion heißer Ladungsträger
bei niedriger Betriebsspannung zu verhindern.
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Im
Zusammenhang mit einer beispielhaften Ausführungsform umfasst
eine Eingangs/Ausgangsschaltung einen I/O-Knoten, welcher mit einer Pull-Up
und Pull-Down-Schaltung mit einem Pull-Up-Transistor und einem Pull-Down-Transistor verbunden
ist, um Eingangsdaten von einem I/O-Pad zu empfangen und Ausgangsdaten
an das I/O- Pad zu senden, einen Levelschieber, um verschiedene Spannungen
inklusive einer Betriebsspannung und einer Hochspannung, mit einer
höheren Spannung als die Betriebsspannung bereitzustellen,
und eine Signalsteuerschaltung, um den Spannungslevel, der an die
Pull-Up und Pull-Down-Schaltung angelegt wird, zu steuern. Während
des Daten-Eingangsbetriebsmodus werden Daten von dem I/O-Knoten
von dem I/O-Pad empfangen und der Pull-Up-Transistor ist mit der
hohen Spannung beaufschlagt, um den Pull-Up-Transistor zu sperren
und während des Datenausgabebetriebsmodus werden Daten
an den I/O-Knoten ausgegeben und der Pull-Down-Transistor wird aktiviert
um den I/O-Knoten auf Masse zu ziehen wenn das Ausgangsdatensignal
niedrig ist und der Pull-Up-Transistor wird eingeschaltet, wenn
das Ausgangsdatensignal hoch ist.
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Während
des Daten-Ausgabebetriebsmodus ist die Signalsteuerschaltung dazu
konfiguriert, eine Betriebsspannung an das Substrat des Pull-Up-Transistors
anzulegen.
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Während
des Daten-Ausgabebetriebsmodus ist die Signalsteuerschaltung dazu
konfiguriert, eine Gate-Spannung an den Pull-Up-Transistor anzulegen,
welche zwischen der Betriebsspannung und einem niedrigen Level schwankt,
um den Pull-Up-Transistor zu aktivieren, wenn die Ausgangsdatenspannung
hoch ist.
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Während
des Dateneingangsbetriebsmodus ist die Signalsteuerschaltung konfiguriert,
um eine hohe Spannung an das Substrat des Pull-Up-Transistors anzulegen.
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Die
Signalsteuerschaltung ist konfiguriert, um an das Gate des Pull-Down-Transistors
eine mittlere Spannung anzulegen, welche gleich oder größer als
die Betriebsspannung ist.
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Die
Signalsteuerschaltung ist konfiguriert, um eine Verzögerung
anzuwenden, wenn vom Dateneingangsbetriebsmodus zum Datenausgangsbetriebsmodus
umgeschaltet wird, um die Spannungsschwankung am I/O-Knoten von
einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau zu verzögern.
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Im
Zusammenhang mit einer weiteren Ausführungsform umfasst
die I/O-Schaltung einen Übertrager mit wenigstens einem
Pull-Up-Transistor, der zwischen einer ersten Spannungsversorgung
und einem I/O-Knoten verbunden ist und wenigstens einem Pull-Down-Transistor,
der zwischen dem I/O-Knoten und einem zweiten Spannungsknoten verbunden
ist, um über den I/O-Knoten Ausgangsdaten an ein externes
Gerät zu übertragen, einen Empfänger,
welcher Eingangsdaten über den I/O-Knoten empfängt und
einen Zeitpunkt/Levelregler, um wahlweise eine Spannung der ersten
Spannungsversorgung im Übertragungsmodus an einen Hauptknoten
(bulk node) des wenigstens einen Pull-Up-Transistors anzulegen und
der steuert, dass der Hauptknoten (bulk node) eine Spannung höher
als die Spannung der ersten Spannungsversorgung aufweist.
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Der
wenigstens eine Pull-Down-Transistor kann einen ersten Pull-Down-Transistor
und einen zweiten Pull-Down-Transistor umfassen, welche in Reihe
miteinander verbunden sind, wobei der zweite Pull-Down-Transistor
mit dem zweiten Spannungsknoten verbunden ist.
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Der
wenigstens eine Pull-Up-Transistor kann einen ersten Pull-Up-Transistor
und einen zweiten Pull-Up-Transistor umfassen, welche in Reihe miteinander
verbunden sind, der zweite Pull-Up-Transistor ist mit dem I/O-Knoten
verbunden.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler kann konfiguriert sein, um eine Verzögerung
anzuwenden, wenn der Dateneingangsbetriebsmodus zum Datenausgangsbetriebsmodus
umgeschaltet wird, um die Spannungsschwankung am I/O-Knoten von
einem hohen Level auf ein niedriges Level zu verzögern.
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Die
I/O-Schaltung umfasst beispielsweise außerdem einen Transistor,
der zwischen dem Hauptknoten (bulk node) und einem Gate des wenigstens
einen Pull-Up-Transistors verbunden ist und eine Diode, die zwischen
dem Gate des Transistors und dem zweiten Spannungsknoten verbunden
ist. Die Diode kann konfiguriert sein, um das Ansteigen eines Spannungsunterschieds
zwischen dem Gate und der Source des Transistors zu verhindern und um
zu verhindern, dass eine Gate-Spannung des Transistors höher
als die Spannung der ersten Spannungsversorgung ist.
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Der
wenigstens eine Pull-Down-Transistor kann außerdem einen
ersten Pull-Up-Transistor und einen zweiten Pull-Up-Transistor enthalten,
welche miteinander in Reihe verbunden sind, und der Transistor kann
zwischen dem Hauptknoten (bulk node) und dem Gate des ersten Pull-Up-Transistors
verbunden sein.
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Ein
Empfangsschalttransistor kann zwischen dem I/O-Knoten und dem Empfänger
verbunden sein, der Empfangsschalttransistor regelt die Spannungsschwankung
des Empfängers.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler kann außerdem einen Pull-Up-Schalt-Transistor
umfassen, der mit dem Gate des ersten Pull-Up-Transistors und dem
Gate des zweiten Pull-Up-Transistors verbunden ist.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler kann außerdem einen ersten Levelschieber
umfassen, welcher das Niveau eines Signals verändert, wie
es durch eine auf ein Ausgangsaktivierungssignal und ein verzögertes Ausgangsaktivierungssignal
angewandte Logikoperation erhalten wird und welcher ein im Level
verschobenes Signal an den Hauptknoten (bulk node) ausgibt.
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Der
wenigstens eine Pull-Down-Transistor kann außerdem einen
ersten Pull-Down-Transistor und einen zweiten Pull-Down-Transistor
umfassen, welche in Reihe zu einander geschalten sind und die I/O-Schaltung
kann außerdem einen Vor-Treiber umfassen, welcher basierend
auf dem verzögerten Ausgangsaktivierungssignal und der
Ausgangsdaten ein Pull-Up und ein Pull-Down-Signal erzeugt und der das
Pull-Up-Signal und das Pull-Down-Signal an einen Pull-Up-Knoten,
der dem Gate des wenigstens einen Pull-Up-Transistors und an den Pull-Down-Knoten,
der dem Gate des zweiten Pull-Up-Transistors entspricht, entsprechend
abgibt.
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Der
erste Levelschieber ist geeignet, ein Spannungsniveau des zweiten
Spannungsknoten in das Spannungsniveau der ersten Spannungsquelle zu
wandeln und das Spannungsniveau der ersten Spannungsquelle zu einem
Spannungsniveau einer Hochspannung zu wandeln, wobei die Hochspannung
größer als die Spannung der ersten Spannungsquelle
ist.
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Der
zweite Spannungsknoten kann der Massespannung entsprechen.
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Die
I/O-Schaltung kann außerdem einen zwischen dem I/O-Knoten
und dem Empfänger geschalteten Empfangsschalttransistor
umfassen, wobei der Empfangsschalttransistor konfiguriert ist, um
die Spannungsschwankung am Empfänger zu steuern.
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Die
I/O-Schaltung kann außerdem einen Übertragungsregler
umfassen, welcher zwischen dem Vor-Treiber und dem wenigstens einen Pull-Up-Transistor
und dem wenigstens einen Pull-Down-Transistor geschaltet ist, um
die Übertragung der Ausgangsdaten über den I/O-Knoten
zu der externen Einheit zu steuern.
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Der Übertragungsregler
kann einen Pull-Up-Schalter umfassen, welcher zwischen dem wenigstens
einen Pull-Up-Transistor und dem Vor-Treiber geschaltet ist.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler kann einen Schaltsteuerungslevelschieber umfassen,
um den Pull-Up-Schalter zum Übertragen der Ausgangsdaten
durch den I/O-Knoten zu der externen Einheit zu steuern.
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Der
Schaltsteuerungslevelschieber kann dazu ausgebildet sein, ein Spannungsniveau
der ersten Spannungsquelle in ein mittleres Spannungsniveau größer
als das der ersten Spannungsquelle umzuwandeln und ein Spannungsniveau
des zweiten Spannungsknotens in ein Spannungsniveau der ersten Spannungsquelle
umzuwandeln.
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Der
Pull-Up-Schalter kann ein Übertragungsgate sein.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler kann einen Übertragungsgatelevelschieber
umfassen, welcher ausgebildet ist, um das Übertragungsgate
zum Übertragen der Ausgangsdaten durch den I/O-Knoten zu
der externen Einheit zu steuern.
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Der Übertragungsgatelevelschieber
kann ausgebildet sein, um ein Spannungsniveau eines zweiten Spannungsknotens
in ein Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung zu wandeln
und ein Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung in ein Spannungsniveau
einer Hochspannung zu wandeln, wobei die Hochspannung größer
als die Spannung der ersten Spannungsquelle ist.
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Gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform umfasst ein Speichersystem
einen Speichercontroller mit einer Speicherschnittstelle und einem
Speicherbauelement mit einem Speicher und einer Eingangs/Ausgangsschaltung,
welche mit der Speicherschnittstelle kommuniziert. Die Eingangs/Ausgangsschaltung
umfasst einen Übertrager mit wenigstens einem Pull-Up-Transistor,
welcher zwischen einer ersten Spannungsversorgung und einem I/O-Knoten
verbunden ist und mit wenigstens einen Pull-Down-Transistor, welcher
zwischen dem I/O-Knoten und einem zweiten Spannungsknoten verbunden
ist, um Ausgangsdaten durch den I/O-Knoten zu der Speicherschnittstelle
zu übertragen, ein Empfänger, der Eingansdaten
von der Speicherschnittstelle durch den I/O-Knoten empfängt
und einen Zeitpunk/Levelregler, der konfiguriert ist, um wahlweise
eine Spannung der ersten Spannungsquelle im Übertragungsbetriebsmodus
an einen Hauptknoten (bulk node) des wenigstens einen Pull-Up-Transistors
anzulegen und der regelt, dass am Hauptknoten (bulk node) eine Spannung
höher als die Spannung des ersten Netzteils anliegt.
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Die
Ausgangsdaten werden an einen Chipcontroller im Speicherbauelement übertragen
und die Eingangsdaten werden von diesem empfangen.
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Gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform umfasst ein Computersystem
einen Hauptprozessor und ein Speichersystem, das über einem
Systembus mit dem Hauptprozessor kommuniziert. Das Speichersystem
umfasst einen Speichercontroller mit einer Speicherschnittstelle
und einem Speicherbauelement mit einem Speicher und einer Eingangs/Ausgangsschaltung,
die mit der Speicherschnittstelle kommuniziert. Die Eingangs/Ausgangsschaltung
umfasst einen Übertrager, der wenigstens einen Pull-Up-Transistor
umfasst, welcher zwischen eine erste Spannungsquelle und einem I/O-Knoten geschaltet
ist und welcher wenigstens einen Pull-Down Transistor umfasst, welcher
zwischen dem I/O-Knoten und einem zweiten Spannungsknoten geschaltet
ist, um Ausgangsdaten durch den I/O-Knoten zu dem Systembus zu übertragen,
einen Empfänger, der Eingangsdaten durch den I/O-Knoten
von dem Systembus empfängt und ein Zeitpunktlevelcontroller,
um wahlweise eine Spannung der ersten Spannungsquelle im Übertragungsbetriebsmodus
an einen Hauptknoten (bulk node) des wenigstens einen Pull-Up-Transistors
zu übertragen und der regelt, dass an dem Hauptknoten (bulk
node) eine Spannung höher als die Spannung der ersten Spannungsquelle
anliegt.
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Gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform umfasst ein Verfahren
zum Betreiben eines I/O-Puffers mit einem I/O-Pad im Übertragungsmodus
zum Übertragen von Ausgangsdaten an eine externe Einheit,
um wahlweise anzuschalten: einen Pull-Up-Transistor, der in Erwiderung
auf die ersten Ausgangsdaten mit einem logischen „high” Signal
mit dem I/O-Pad verbunden ist oder ein Pull-Down-Transistor, der
in Erwiderung zu den zweiten Ausgangsdaten mit einem logischen „low” Signal mit
dem I/O-Pad verbunden ist, betreiben des I/O-Pads bei einer Spannung
der ersten Spannungsquelle für die Übertragung
der ersten Ausgangsdaten, betreiben des I/O-Pads bei einer Spannung
des zweiten Spannungsknotens zum Übertagen der zweiten
Ausgangsdaten und wahlweise Anlegen der ersten Spannungsquellenspannung
oder einer Spannung größer als die Spannung der
ersten Spannungsquelle an einem Hauptknoten (bulk node) des Pull-Up-Transistors.
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Das
Verfahren kann außerdem das Abschalten des Pull-Up-Transistors
und des Pull-Down-Transistors des Übertragers in einem
Empfangsmodus zum Empfangen der Eingangsdaten von einer externen
Einheit und das Bereitstellen von durch das I/O-Pad empfangenen
Eingangsdaten an einen Empfänger umfassen.
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Gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform umfasst ein Verfahren
zum Verhindern der Injektion heißer Ladungsträger
an einem I/O-Pad eines I/O-Puffers, wenn im Empfangsmodus ein externes
Hochspannungssignal empfangen wird und ein logisches „low” Signal
im Übertragungsmodus an eine externe Einheit ausgegeben
wird nachdem der Betriebsmodus vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus übergegangen
ist, wenn der Empfangsmodus in den Übertragungsmodus umgewandelt wurde,
wird die Spannung am I/O-Pad durch den Pull-Up-Transistor während
einer Verzögerungszeit seit der Aktivierung des Ausgangsaktivierungssignals
bis zum Bilden des Pull-Down-Pfades durch einen Pull-Down-Transistor
für die Übertragung des logischen Low-Ausgangssignals
erniedrigt.
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KURZE BESCHRIEBUNG DER FIGUREN
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Die
oben beschriebenen und weitere Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden durch die detaillierte Beschreibung beispielhafter
Ausführungsformen im Bezug auf die beiliegenden Figuren
klarer, wobei:
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1 einen
Schaltplan einer Eingangs/Ausgangs-(I/O)-Schaltung gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
zeigt;
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2 einen
Schaltplan einer Modifikation der I/O-Schaltung gemäß 1 zeigt;
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3 einen
Schaltplan einer weiteren Modifikation der in 1 dargestellten
I/O-Schaltung zeigt;
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4 einen
Schaltplan einer weiteren Modifikation der in 1 dargestellten
I/O-Schaltung zeigt;
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5 einen
Schaltplan einer weiteren Modifikation der in 1 gezeigten
I/O-Schaltung zeigt;
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6 einen
Schaltplan gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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7 einen
Schaltplan einer Modifikation der in 6 dargestellten
I/O-Schaltung zeigt;
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8 einen
Schaltplan einer weiteren Modifikation der in 6 gezeigten
I/O-Schaltung zeigt;
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9 einen
Schaltplan einer I/O-Schaltung gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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10 einen
Schaltplan einer Modifikation einer in 9 dargestellten
I/O-Schaltung zeigt;
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11 einen
Schaltplan einer weiteren Modifikation einer in 9 dargestellten
I/O-Schaltung zeigt;
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12A, 12B und 12C schematische Diagramme, die die Niveaus der
I/O-Signale in dem ersten, zweiten und dritten Levelschieber entsprechend
zeigen; und
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13 and 14 Beispiele
eines integrierten Schaltkreises mit einer I/O-Schaltung gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
zeigen.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
vorliegende Erfindung wird im Folgenden im Bezug auf die beiliegenden
Figuren, in welchen beispielhafte Ausführungsformen gezeigt
sind, beschrieben.
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Die
vorliegende Erfindung kann jedoch in vielen verschiedenen Ausführungsformen
ausgebildet werden und ist nicht auf die im Folgenden beispielhaften
Ausführungsformen beschränkt. Gleiche Bezugszeichen
in den Figuren bezeichnen gleiche Elemente.
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Es
ist klar, dass falls ein Element als „verbunden” oder „gekoppelt” an
ein anderes Element bezeichnet wird, es direkt an das andere Element
verbunden oder direkt gekoppelt sein kann oder aber dazwischen angeordnete
Elemente vorhanden sein können.
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Es
wird außerdem klargestellt, dass obwohl die Begriffe erstes,
zweites, etc. im Folgenden genutzt werden, um verschiedene Elemente
zu bezeichnen, diese Elemente nicht auf die Reihenfolge dieser Elemente
beschränkt sind. Diese Ausdrücke werden nur verwendet,
um die Elemente voneinander zu unterscheiden. Zum Beispiel könnte
ein erstes Signal auch als zweites Signal bezeichnet werden und
ebenso könnte ein zweites Signal als ein erstes Signal
bezeichnet werden, ohne von der Lehre der Offenbarung abzuweichen.
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1 zeigt
einen Schaltplan einer Eingans/Ausgangs-(I/O)-Schaltung 100 gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die I/O-Schaltung 100 umfasst
einen Übertrager 110, einen Empfänger 120,
einen Vor-Treiber 130, einen Zeitpunkt/Levelregler 140 und
einen Übertragungsregler 150.
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Der Übertrager 110 entspricht
einem Schaltkreis zur Übertragung der Ausgabedaten DOUT durch
den I/O-Knoten NO und ein I/O-Pad zu einer externen Einheit und
umfasst einen Pull-Up-Transistor MP0, einen ersten Pull-Down-Transistor
MN0 und einen zweiten Pull-Down-Transistor MN1. Der Pull-Up-Transistor
MP0 ist zwischen einer ersten Betriebsspannungsquelle VDD und dem
I/O-Knoten NO verbunden. Ein Gate, z. B. ein Pull-Up-Knoten PU des
Pull-Up-Transistors MP0 ist durch den Pull-Up-Schalttransistor MN2
mit dem Ausgang des Vor-Treibers 130 verbunden. Die ersten
und zweiten Pull-Down-Transistoren MN0 und MN1 sind zwischen dem
I/O-Knoten NO und einem zweiten Spannungsknoten GND in Reiher verbunden.
Ein Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 ist mit einer mittleren
Spannung VDDM verbunden und ein Gate, z. B. ein Pull-Down-Knoten
PD des zweiten Pull-Down-Transistors MN1 ist mit einem anderen Ausgang
des Vor-Treibers 130 verbunden.
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Der
Empfänger 120 ist mit einem Empfängereingangsknoten
IR verbunden und empfängt Eingangsdaten durch das I/O-Pad
und den I/O-Knoten NO. Der Empfängereingangsknoten IR ist
zwischen dem ersten Pull-Down-Transistor MN0 und dem zweiten Pull-Down-Transistor
MN1 verbunden.
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Der
Vor-Treiber 130 erzeugt ein Pull-Up-Signal (im Folgenden
als erste Ausgangsdaten bezeichnet) und ein Pull-Down-Signal (im
Folgenden als zweite Ausgangsdaten bezeichnet) und gibt diese an den
Pull-Up-Knoten PU und den Pull-Down-Knoten PD aus, basierend auf
dem verzögerten Ausgabeaktivierungssignal OED und den Ausgangsdaten DOUT.
Im Übertragungsmodus zum Ausgeben der Ausgabedaten DOUT
haben die ersten und zweiten Ausgabedaten den gleichen logischen
Level, sodass nur entweder der Pull-Up-Transistor NP0 oder der zweite
Pull-Down-Transistor MN1 angeschaltet werden. Im Empfangsbetriebsmodus
zum Empfangen der Eingangsdaten, haben die ersten und zweiten Ausgangsdaten
logische Levels, sodass sowohl der Pull-Up-Transistor MP0 als auch
der zweite Pull-Down-Transistor MN1 ausgeschaltet werden.
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Der
Vor-Treiber 130 umfasst ein NAND-Gate ND1, ein NOR-Gate
NOR1, und einen Inverter INV1. Das NAND-Gate ND1 führt
auf den Ausgangsdaten DOUT und dem verzögerten Ausgangsaktivierungssignal
OED für die Ausgabe der ersten Ausgabedaten eine NAND-Operation
aus. Das NOR-Gate NOR1 führt an dem Invertierten Signal
des verzögerten Ausgangsaktivierungssignals OED und den
Ausgangsdaten DOUT zum Ausgeben der zweiten Ausgangsdaten eine NOR-Operation
durch.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler 140 umfasst eine Verzögerungseinheit 141,
ein NOR-Gate NOR0, einen ersten Levelschieber LC1, einen zweiten
Levelschieber LC2 und einen Inverter INV2. Wenn der Empfangsbetriebsmodus
in einen Übertragungsmodus umgewandelt wird, regelt der
Zeitpunkt/Levelregler 140 den Hauptknoten (bulk node) PB
(oder das Substrat) des Pull-Up-Transistors MP0, sodass dieser die
Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD für eine vorher
festgelegte Zeitdauer (z. B. eine Verzögerungszeit der
Verzögerungseinheit 141) anlegt, sodass eine am
I/O-Knoten NO angesammelte Hochspannungsladung im Empfangsbetriebsmodus an
die erste Spannungsversorgung VDD übertragen wird und die
Ausgangsdaten DOUT dann durch den I/O-Knoten NO an eine externe
Einheit übertragen werden. Dieser Vorgang wird im Folgenden
detailliert beschrieben.
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Die
Verzögerungseinheit 141 verzögert das Ausgangsaktivierungssignal
OE, um eine vorher festgelegte Verzögerungszeit, z. B.
eine erste Verzögerungszeit und gibt das verzögerte
Ausgangsaktivierungssignal OED aus. Das NOR-Gate NOR0 führt auf
dem Ausgangsaktivierungssignal OE von dem verzögerten Ausgangsaktivierungssignal
OED eine NOR-Operation aus und gibt ein Signal mit einer Pulsweite
größer als die Pulsweite des Eingangssignals OE
und OED aus. Das Ausgangssignal des NOR-Gates NOR0 bildet das Eingangssignal
in den ersten Level-Shifter LC1 und wird über den Inverter INV2
dem zweiten Level-Shifter LC2 zugeführt. Das verzögerte
Ausgangsaktivierungssignal OED wird ebenfalls dem Vor-Treiber 130 zugeführt.
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Der
zweite Level-Shifter LC2 wandelt wie in 12B dargestellt
das Spannungsniveau des zweiten Spannungsknotens GND (im Folgenden
als Masse bezeichnet) und das Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung
VDD in ein Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung VDD und
entsprechend in das Spannungsniveau der mittleren Spannung VDDM.
Das Spannungsniveau der mittleren Spannung VDDM ist gleich oder
größer als das Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung VDD:
Beispielsweise kann die mittlere Spannung VDDM „die Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD + die Schwellwertspannung Vthn
eines NMOS-Transistors”, z. B. „VDD + Vthn” sein.
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Der
erste Levelschieber LC1 wandelt wie in 12A dargestellt
das Masseniveau in das Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung
VDD in das Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung VDD und
entsprechend auf ein Niveau der Hochspannung VDDH um. Die Hochspannung VDDH
ist höher als die Spannung der ersten Spannungsversorgung
VDD. Die Hochspannung VDDH kann beispielsweise dem doppelten der
ersten Spannungsversorgung VDD entsprechen oder ähnlich
einer Hochspannung eines über die I/O-Schaltung 100 verbundene
externe Einheit.
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Die
mittlere Spannung VDDM und die Hochspannung VDDH, welche größer
sind als die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD, können durch
einen internen Spannungserzeuger (nicht gezeigt) erzeugt werden.
Der interne Spannungserzeuger kann beispielsweise eine Ladungspumpe
umfassen. Die Hochspannung VDDH wird genutzt um den Hauptknoten
(bulk node) PB und den Pull-Up-Knoten PU im Empfangsbetriebsmodus
anzuheben, um dadurch einen unerwünschten Strompfad vom
I/O-Knoten NO zum Hauptknoten (bulk node) PB durch den Pull-Up-Transistor
MP0 zu vermeiden. Die mittlere Spannung VDDM wird benutzt um die
Gates des ersten Pull-Down-Transistors MN0 und des Pull-Up-Schalttransistors
MN2 anzuheben, um dadurch den Schwankungslevel des Empfängereingangsknotens
IR zu erhöhen. Dementsprechend kann die Spannung der Empfangsdaten
DIN selbst in einer Niederspannungsbetriebsumgebung zuverlässig
gesichert werden und dadurch kann das Auftreten von Fehlern in den
Empfangsdaten DIN verringert werden. Mit anderen Worten, wird die
mittlere Spannung VDDN genutzt, um die Gates des ersten Pull-Down-Transistors
MN0 und des Pull-Up-Schalttransistors MN2 zu steuern, um den begrenzten Schwankungslevel
zu erhöhen.
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Der Übertragungsregler 150 umfasst
einen Inverter INV0, der mit dem Pull-Down-Knoten PD verbunden ist,
einen PMOS-Transistor MP1 und den Pull-Up-Schalttransistor MN2.
Der Pull-Up-Knoten PU ist über den PMOS-Transistor MP1
mit dem Hauptknoten (bulk node) PB verbunden. Ein Gate des PMOS-Transistors
MP1 ist mit einem Ausgang des Inverters INV0 verbunden und arbeitet
in Erwiderung auf ein invertiertes Signal PDB eines Pull-Down-Signals.
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Ein
Gate, z. B. ein Knoten G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 wird
durch ein zweites Niveau-verschobenes-Ausgangsaktivierungssignal wie
es durch das Level-Verschieben des Ausgangssignals des Inverters
INV2 und der Nutzung des zweiten Level-Shifters LC2 erhalten wird
gesteuert. Wie oben beschrieben, dient der zweite Level-Shifter LC2
zum Steuern des Pull-Up-Schalttransistors MN2 und wird daher als
Schaltsteuer-Level-Shifter bezeichnet.
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Der
Pull-Up-Transistor NP0 und das Substrat, z. B. der Hauptknoten (bulk
node) PB des PMOS-Transistors MP1 werden durch das erste Niveau
verschobene Ausgangsaktivierungssignal wie es durch Levelschieben
des Ausgangssignals des NOR-Gates NOR und der Nutzung des ersten
Level-Shifters LC1 erhalten wird, gesteuert. Wie oben beschrieben
dient der erste Level-Shifter LC1 dazu, den Hauptknoten (bulk node)
PB zu steuern und wird daher als Hauptknoten (bulk node) als Levelschieber bezeichnet.
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Der
PMOS-Transistor MP1 wird durch das Ausgangssignal PDB des Inverters
INV0 gesteuert, sodass der Pull-Up-Knoten PU vollständig
von der Spannung des zweiten Spannungsknotens GND zur Spannung der
ersten Spannungsversorgung VDD im Übertragungsbetriebsmodus
kippt und auf dem Spannungsniveau der Hochspannung VDDH im Empfangsmodus
aufrechterhalten wird. Im Empfangsbetriebsmodus, werden die zweiten
Ausgangsdaten auf einem niedrigen Logiklevel dem Pull-Down-Knoten
PD zugeführt. Als ein Ergebnis, hat das Signal PDB einen
Logiklevel „high” (oder der Spannungslevel der
ersten Spannungsversorgung VDD). Zu diesem Zeitpunkt hat der Hauptknoten (bulk
node) PB die Hochspannung VDDH, und der PMOS-Transistor MP1 wird
daher angeschaltet und der Pull-Up-Knoten PU wird ebenfalls auf
der Hochspannung VDDH aufrechterhalten. Dementsprechend wird verhindert,
dass sich im Empfangsbetriebsmodus ein Leckstromwrack bildet. Im Übertragungsbetriebsmodus
wird der PMOS-Transistor MP1 nur dann angeschaltet, wenn der Pull-Down-Knoten PD
einen hohen Logiklevel erreicht, der bewirkt, dass der Pull-Up-Knoten
PO die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD erhält.
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Zwischenzeitlich
kann das Gate des PMOS-Transistors P1 mit der ersten Spannungsversorgung
VDD verbunden sein. In diesem Fall wird der PMOS-Transistor MP1
angeschaltet, um den Pull-Up-Knoten PU auf der hohen Spannung VDDH im
Empfangsbetriebsmodus aufrecht zu erhalten, wird im Übertragungsbetriebsmodus
aber abgeschaltet.
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In
einem Vielfach-I/O-System mit einer Vielzahl von I/O-Pads kann der
Zeitpunkt/Levelregler 140 im Allgemeinen für alle
I/O-Pads genutzt werden. Als Ergebnis kann die notwendige Fläche
reduziert werden. Im Folgenden wird der Betrieb der I/O-Schaltung 100 beschrieben.
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Im Übertragungsmodus
zum Übertragen der Ausgangsdaten DOUT an ein externes Gerät,
sind sowohl der Pull-Up-Knoten PU als auch der Pull-Down-Knoten
PD beide auf einem logischen Niveau „high” oder
einem logischen Niveau „low”, sodass die Ausgangsdaten
DOUT an das I/O-Pad übertragen werden. Wenn sowohl der
Pull-Up-Knoten PU als auch der Pull-Down-Knoten PD auf dem logischen
Niveau „high” sind, wird das I/O-Pad mit der Spannung
des zweiten Spannungsknotens GND betrieben. Wenn sowohl der Pull-Up-Knoten
PU als auch der Pull-Down-Knoten PD bei dem Logiklevel „low” betrieben
werden, wird der I/O-Pad bei der Spannung der ersten Spannungsquelle
VDD betrieben.
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Im Übertragungsbetriebsmodus
wird das Ausgangsaktivierungssignal OE auf dem Logiklevel „high” gesetzt.
Demgemäß hat der Ausgang des zweiten Level-Shifters
LC2 ein Spannungsniveau der mittleren Spannung VDDM, der Ausgang
des ersten Level-Shifters LC1 hat ein Spannungsniveau der ersten
Spannungsversorgung VDD und der Hauptknoten (bulk node) PB hat das
Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung VDD. Außerdem
hat das Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 die mittlere Spannung
VDDM und der Pull-Up-Schalttransistor MN2 wird angeschaltet und überträgt
die ersten Ausgangsdaten des Vor-Treibers 130 zu dem Pull-Up-Knoten
PU ohne Störung. Mit andere Worten da eine Spannung höher
als die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD an das Gate
G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 angelegt ist, werden die ersten
Ausgangsdaten des Vor-Treibers 130 an dem Pull-Up-Knoten
PU übertragen, selbst wenn die ersten Ausgangsdaten auf
einem logischen „high” Signal liegen.
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Die
zweiten Ausgangsdaten des Vor-Treibers 130 werden zu dem
Pull-Down-Knoten PD übertragen. Dementsprechend werden
im Übertragungsbetriebsmodus der Pull-Up-Transistor MP0
und der zweite Pull-Down-Transistor MN1 in Erwiderung auf der erste
Ausgangssignal und das zweite Ausgangssignal wahlweise angeschaltet
um dadurch den I/O-Knoten NO bei der Spannung der ersten Spannungsversorgung
VDD (oder durch den I/O-Knoten NO Strom einem externen Gerät
zuzuführen) zu betreiben oder den I/O-Knoten NO bei der
Spannung des zweiten Spannungsknotens GND zu betreiben (oder einen
abfallenden Strom von dem I/O-Knoten NO zur Masse).
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Inzwischen
sind im Empfangsbetriebsmodus zum Empfangen der Eingangsdaten von
dem externen Gerät der Pull-Up-Transistor MP0 und der zweite Pull-Down-Transistor
MN1 des Übertragers 110 ausgeschaltet um die durch
den I/O-Pad empfangenen Eingangsdaten zu dem Empfänger 120 zu übertragen.
Das Gate G2 des Pull-Abschalt-Transistors MN2 hat die mittlere Spannung
VDDM und daher schwankt der Empfängereingangsknoten IR
zwischen der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD und der
Spannung des zweiten Spannungsknotens GND. Dementsprechend ist der Schwankungslevel
verglichen zu gewöhnlichen Technologien in welchen der
Empfängereingangsknoten IR zwischen einer Spannung schwankt,
die durch das Subtrahieren der Schwellwertspanne Vthn eines NMOS-Transistors
von der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD, z. B. „VDD-Vthn” erhalten
wird und der Spannung des zweiten Spannungsknotens GND erhöht.
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Im
Empfangsbetriebsmodus wird das Ausgangsaktivierungssignal OE auf
dem Logiklevel „low” deaktiviert. Dementsprechend
hat der Ausgang des zweiten Level-Shifters LC2 den Spannungslevel
der ersten Spannungsversorgung VDD und der Ausgang des ersten Level-Shifters
LC1 hat den Spannungslevel der Hochspannung VDDH. Als Ergebnis haben der
Hauptknoten (bulk node) und der Pull-Up-Knoten PU die Hochspannung
VDDH. Konsequenterweise kann ein Leckstrom vom I/O-Knoten NO zu
dem Pull-Up-Transistor MP0 vermieden werden. Wenn ein von einem
externen Gerät empfangenen Signal eine hohe Spannung aufweist,
kann die Spannung am I/O-Knoten NO höher sein als die Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD, z. B. der Hochspannung VDDH.
Selbst in diesem Fall, da der Hauptknoten (bulk node) PB die Hochspannung VDDH
aufweist, kann ein Junction Leckstrom vom I/O-Knoten NO zum Substrat
des Pull-Up-Transistors MP0 unterbrochen werden. Außerdem,
da der Pull-Up-Knoten PU auch die Hochspannung VDDH hat, wird der
Pull-Up-Transistor MP0 nicht angeschaltet und daher kann ein Leckstrompfad
zu dem Pull-Up-Transistor MP0 verhindert werden.
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Das
Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 hat wegen dem zweiten
Level-Shifter LC2 die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD und
die Source des Pull-Up-Schalttransistors MN2, z. B. die ersten Ausgangsdaten
des Vor-Treibers 130 haben ebenfalls die Spannung der ersten
Spannungsversorgung VDD und daher verbleibt der Pull-Up-Schalttransistor
MN2 ausgeschaltet.
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Die
Injektion heißer Ladungsträger kann durch eine
Zeitpunktsteuermethode verhindert werden, welche einen Zeitunterschied
zwischen einem Ausgangsaktivierungssignal mit vergrößerter
Pulsbreite und dem verzögerten Ausgangsaktivierungssignal
OED nutzt. Dies wird im Folgenden im Detail beschrieben.
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Die
Injektion heißer Ladungsträger wird insbesondere
dann problematisch, wenn ein externes Hochspannungssignal im Empfangsmodus
empfangen wird und das Signal dann mit einem logischen Level ”low” an
ein externes Gerät ausgegeben wird. Das heißt,
der I/O-Knoten NO ist im Übertragungsmodus nach der Modusänderung
mit einer Spannung des zweiten Spannungsknotens GND betrieben. Wenn
das Hochspannungssignal empfangen wird, existiert eine große
Menge an Ladung eines hohen Potentials an dem I/O-Pad. Wenn in diesem
Zustand ein Pull-Down-Pfad entsteht, entsteht eine große Spannungsdifferenz
zwischen Drain and Source des ersten Pull-Down-Transistors MN0,
was die Injektion heißer Ladungsträger bewirkt.
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Gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung wird das Gate des Pull-Up-Schalttransistors MN2 und des Hauptknoten
(bulk node)s PB auf die mittlere Spannung VDDM entsprechend auf
die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD gesetzt, bevor ein Pull-Down-Pfad
gebildet ist. Demgemäß wird die große
Menge an Ladung eines hohen Potentials an dem I/O-Pad durch den
Pull-Up-Transistor MP0 zu dem Hauptknoten (bulk node) PB oder die
erste Spannungsversorgung VDD übertragen und eine große Menge
an Ladung eines hohen Potentials und eine große Menge an
Ladung eines hohen Potentials an dem Pull-Up-Knoten PU wird durch
den Pull-Up-Schalttransistor MN2 und dem PMOS-Transistor MP1 an
die erste Spannungsversorgung VDD übertragen. Beim Übergang
vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus wird die Spannung
am I/O-Pad während einer Verzögerungszeit von
der Aktivierung des Ausgangsaktivierungssignals OE bis zur Bildung
des Pull-Down-Pfades durch den Pull-Up-Transistor MP0 verringert,
sodass die Injektion heißer Ladungsträger am ersten
Pull-Down-Transistor MN0 verhindert werden kann, selbst wenn ein Pull-Down-Pfad
gebildet wird. Mit anderen Worten, falls der Dateneingabemodus zum
Datenausgabemodus umgeschalten wird, wird eine Spannungsschwankung
am I/O-Knoten von einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau verzögert.
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Das
Gate-Oxid-Zuverlässigkeitsproblem kann dadurch gelöst
werden, dass eine mittlere variable Spannung VDDM genutzt wird.
Genauer gesagt kann die mittlere Spannung VDDM gemäß dem Spannungsniveau
der ersten Spannungsversorgung VDD geändert werden. Zum
Beispiel wenn der Spannungslevel der ersten Spannungsversorgung
VDD relativ hoch ist, zum Beispiel höher als ein vorher
bestimmtes Niveau, kann die mittlere Spannung VDDM ähnlich
der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD gesetzt werden.
Wenn das Spannungsniveau der ersten Spannungsquelle VDD relativ
klein ist, zum Beispiel kleiner als ein vorher bestimmtes Niveau,
zum Beispiel das von Niederspannungsbetriebsbedingungen, wird die
mittlere Spannung VDDM gleich oder größer (z.
B. VDD + Vthn) als die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD gesetzt.
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Wie
oben beschrieben, liegt gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Substrat,
z. B. der Hauptknoten (bulk node) PB des Pull-Up-Transistors MP0
auf der hohen Spannung VDDH. Dadurch kann ein Leckstrompfad verhindert
werden. Außerdem kann die mittlere Spannung VDDM gemäß einer
Betriebsspannung (z. B. die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD)
verändert werden, um das Schwankungsniveau des Empfängereingangsknotens
IR unter Niederspannungsbetriebsbedingungen zu erhöhen,
um dadurch das Auftreten von Fehlern in Empfangsdaten zu verringern.
Auch beim Übergang vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus
wird eine Ladung mit hohem Potential, die an dem I/O-Pad verbleibt
durch die Zeitsteuermethode entladen, bevor die Ausgangsdaten an
das externe Gerät übertragen wurden, wodurch die
Injektion heißer Ladungsträger verhindert werden
kann.
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2 zeigt
den Schaltkreis einer Modifikation 100a des in 1 dargestellten
I/O-Schaltkreises. Bezugnehmend auf 2 umfasst
die I/O-Schaltung 100a den Übertrager 110,
den Empfänger 120, den Vor-Treiber 130,
einen Zeitpunkt/Levelregler 140a und einen Übertragungsregler 150a.
Der Übertrager 110, der Empfänger 120 und
der Vor-Treiber 130 der I/O-Schaltung 100a entsprechen
denen der I/O-Schaltung 100, aber der Zeitpunkt/Levelregler 140a und
der Übertragungsregler 150a der I/O-Schaltung 100a sind
von den entsprechenden Bauelementen 140, 150 der
I/O-Schaltung 100 verschieden. Dementsprechend werden im
Folgenden hauptsächlich die Unterschiede zwischen der I/O-Schaltung 100 und
der I/O-Schaltung 100a beschrieben.
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Das
Gate G2 des Pull-Up-Transistors MN2 wird in der I/O-Schaltung 100 gemäß 1 mit
dem Ausgang des zweiten Level-Shifter LC2 verbunden, aber ist in
der I/O-Schaltung 100a gemäß 2 mit der
ersten Spannungsversorgung VDD verbunden. Dementsprechend, während
in der I/O-Schaltung 100 aus 1 im Übertragungsmodus
die mittlere Spannung VDDM an das Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors
MN2 anliegt, ist in der I/O-Schaltung 100a gemäß 2 im Übertragungsmodus
die Spannung am Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 gleich
der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD. Während
in 1 der Ausgang, z. B. die mittlere Spannung VDDM
des zweiten Level-Shifters LC2 mit dem Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors
MN2 verbunden ist um die volle Schwankung am Pull-Up-Knoten PU zu erhalten,
aktivieren in 2 der Inverter INV0 und der
PMOS-Transistor MP1 die volle Schwankung am Pull-Up-Knoten PU, obwohl
die Spannung am Gate G2 des Pull-Up-Schalttransistors MN2 der Spannung der
ersten Spannungsversorgung VDD entspricht.
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3 zeigt
eine Schaltung einer weiteren Modifikation 100b der in 1 dargestellten I/O-Schaltung 100.
Im Bezug auf 3 umfasst die I/O-Schaltung 100b den Übertrager 110,
den Empfänger 120, den Vor-Treiber 130,
einen Zeitpunkt/Levelregler 140b und einen Übertragungsregler 150b. Der Übertrager 110,
der Empfänger 120 und der Vor-Treiber 120,
der I/O-Schaltung 100b entspricht derer der I/O-Schaltung 100,
aber der Zeitpunkt/Levelregler 140b und der Übertragungsreg ler 150b der I/O-Schaltung 100b sind
zu entsprechenden Elementen 140 und 150 der I/O-Schaltung 100 verschieden. Dementsprechend
werden hauptsächlich die Unterschiede zwischen der I/O-Schaltung 100 und
der I/O-Schaltung 100b im Folgenden beschrieben:
Verglichen
zu dem Zeitpunkt/Levelregler 140 umfasst der Zeitpunkt/Levelregler 140b zusätzlich
einen Inverter INV2', ein NAND-Gate ND2, einen PMOS-Transistor MP2
und eine Diode D1. Die Diode D1 verhindert das Vergrößern
der Spannungsdifferenz zwischen dem Gate und der Source des PMOS-Transistors
MP2, und verhindert dadurch, dass die Gate-Spannung des PMOS-Transistors MP2
größer ist als die Spannung der ersten Spannungsversorgung
VDD.
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Der
Inverter INV2' invertiert das verzögerte Ausgangsaktivierungssignal
OED. Das NAND-Gate ND2 führt auf dem Ausgangssignal des
Inverters INV2 und dem Ausgangsaktivierungssignal OE eine NAND-Operation
durch und gibt das Ergebnissignal an das Gate das PMOS-Transistors
PM2 aus.
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Ein
Knoten (z. B. Source oder Drain) des PMOS-Transistors MP2 und ein
Hauptknoten (bulk node) (oder das Substrat) sind gemeinsam mit dem Ausgang
des ersten Level-Schiebers LC1 verbunden. Der andere Knoten (z.
B. Drain oder Source) des PMOS-Transistors PM2 ist mit dem Pull-Up-Knoten
PU verbunden. Dementsprechend wird beim Übergang vom Empfangsmodus
zu dem Übertragungsmodus eine Ladung mit hohem Potential
am Pull-Up-Knoten PU zu dem Hauptknoten (bulk node) PB durch den
PMOS-Transistor MP2 übertragen, sodass am Pull-Up-Knoten
PU die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD anliegt.
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4 zeigt
eine Schaltung einer weiteren Modifikation 100c der in 1 gezeigten
I/O-Schaltung 100. Im Bezug auf 4, umfasst
die I/O-Schaltung 100c einen Übertrager 110a,
einen Empfänger 120, einen Empfangsschalttransistor
MN3, den Vor-Treiber 130, den Zeitpunkt/Levelregler 140,
und den Übertragungsregler 150. Der Empfänger 120, der
Vor-Treiber 130, der Zeitpunkt/Levelregler 140 und der Übertragungsregler 150 der
I/O-Schaltung 110 entsprechen der I/O-Schaltung 100,
aber den Übertrager 110a der I/O-Schaltung 110c ist
von dem Übertrager 110 in der I/O-Schaltung 100 verschieden und
die I/O-Schaltung 110c umfasst im Vergleich zur I/O-Schaltung 100 außerdem
einen Emfpangsschalttransistor MN3. Dementsprechend werden im Folgenden
die Unterschiede zwischen der I/O-Schaltung 100 und der
I/O-Schaltung 110 beschrieben.
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Der
Empfangsschalttransistor MN3 ist zwischen dem I/O-Knoten NO und
dem Empfänger 120 verbunden und umfasst ein Gate,
das durch die mittlere Spannung VDDM geregelt ist. Da am Gate des Empfangsschalttransistors
MN3 die mittlere Spannung VDDM anliegt, schwankt die Eingangsspannung
zwischen der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD und der
Spannung des zweiten Spannungsknotens GND. Derweil wird der erste Pull-Down-Transistor
MN0 der I/O-Schaltung 110 wie in 4 dargestellt
im Empfangsbetriebsmodus nicht genutzt und daher wird die Spannung
der ersten Spannungsquelle VDD an Stelle der mittleren Spannung
VDDM an das Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 angelegt.
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5 zeigt
eine Schaltung einer weiteren Modifikation 100d der in 1 dargestellten I/O-Schaltung 100.
Im Bezug auf 5 umfasst die I/O-Schaltung 100d einen Übertrager 110b,
den Empfänger 120, den Vor-Treiber 130,
den Zeitpunkt/Levelregler 140 und den Übertragungsregler 150.
Der Empfänger 120, der Vor-Treiber 130,
der Zeitpunkt/Levelregler 140 und der Übertragungsregler 150 der
I/O-Schaltung 110d entsprechen derer der I/O-Schaltung 100,
aber der Übertrager 110b der I/O-Schaltung 100d ist
von dem Übertrager 110 der I/O-Schaltung 100 verschieden.
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Der Übertrager 110b umfasst
den ersten Pull-Up-Transistor MP0 und einen zweiten Pull-Up-Transistor
MP2, welche in Reihe zwischen die ersten Spannungsversorgung VDD
und den I/O-Knoten NO verbunden sind. Mit anderen Worten, hat der Übertrager 110b eine
Gestalt in der die Pull-Up-Transistoren gestapelt sind. Der zweite Pull-Up-Transistor
MP2 ist zwischen den ersten Pull-Up-Transistor MP0 und den I/O-Knoten
NO geschaltet. Ein Gate des zweiten Pull-Up-Transistors MP2 ist
mit einem Ausgangsknoten des Vor-Treibers 130 verbunden
und die Masse davon ist verbunden mit dem Hauptknoten (bulk node)
PB des ersten Pull-Up-Transistors MP0.
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Wenn
Daten mit einem Logik-Level „low” von 0 V an den
I/O-Knoten NO der I/O-Schaltung 100 aus 1 im
Empfangsbetriebsmodus angelegt werden, entspricht der Unterschied
zwischen der Gate-Spannung des Pull-Up-Transistors MP0 und der Spannung
des I/O-Knotens NO in etwa dem Spannungsknoten der hohen Spannung
VDDH. In der I/O-Schaltung 100d gemäß 5 in
dem der Pull-Up-Transistor MP2 zwischen dem ersten Pull-Up-Transistor MP0
und dem I/O-Knoten NO angeordnet ist, ist der Unterschied zwischen
der Gate-Spannung des zweiten Pull-Up-Transistors MP2 und der Spannung
am I/O-Knoten NO ähnlich dem Spannungsniveau der ersten
Spannungsversorgung VDD kleiner als der Spannungslevel der Hochspannung
VDDH.
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Wie
oben beschrieben kann die I/O-Schaltung 100 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
auf verschiedenste Art und Weise verändert werden. Obwohl
nicht explizit gezeigt, können durch die Kombination der
Modifikationen gemäß der 2 bis 5 auch
weitere Modifikationen erzeugt werden.
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6 zeigt
einen Schaltkreis einer I/O-Schaltung 200 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die I/O-Schaltung 200 umfasst einen Transmitter 210,
einen Empfänger 220, einen Vor-Treiber 230,
einen Zeitpunkt/Levelregler 240 und einen Übertragungsregler 250.
Der Übertragungsregler 210, der Vor-Treiber 230 und
der Empfänger 220 entsprechen dem in 1 dargestellten Übertrager 110,
dem Vor-Treiber 130 und dem Empfänger 120.
Auf eine weitere Beschreibung dafür wird daher verzichtet.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler 240 umfasst eine Verzögerungseinheit 241,
eine NOR-Gate NOR0, einen Inverter INV2, ein NAND-Gate ND0, einen
ersten Levelschieber LC1 und einen dritten Levelschieber LC3. Die
Verzögerungseinheitt 241 verzögert das Ausgangsaktivierungssignal
OE um eine vorher festgelegte Verzögerungszeit (z. B. erste
Verzögerungszeit) und gibt das verzögerte Ausgangsaktivierungssignal
OED aus. Das NOR-Gate NOR0 führt mit dem Ausgangsaktivierungssignal
OE an dem verzögerten Ausgangsaktivierungssignal OED eine
NOR-Operation durch und liefert als Er gebnis ein Eingangssignal für
den ersten Levelschieber LC1. Dementsprechend, entspricht das Ausgangssignal
des NOR-Gates NOR0 einem invertierten Signal des Ausgangsaktivierungssignals
mit einer erweiterten Pulsweite. Das verzögerte Ausgangsaktivierungssignal
OED ist auch ein Eingangssignal für den Vor-Treiber 230.
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Der
Inverter INV2 invertiert das verzögerte Ausgangsaktivierungssignal
OED. Das NAND-Gate ND0 führt eine NAND-Operation auf dem
Ausgangsaktivierungssignal OE und dem Ausgangssignal des Inverters
INV2 durch und liefert als Ergebnis ein Eingangssignal zu dem dritten
Level-Shifter LC3.
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Der
erste Level-Shifter LC1 aus 6 entspricht
dem in 1 dargestellten. Auf eine weitere Beschreibung
wird daher verzichtet. Wie der erste Level-Shifter LC1 wandelt der
dritte Level-Shifter LC3 das Masseniveau und das Spannungsniveau der
ersten Spannungsversorgung VDD in den Spannungslevel der ersten
Spannungsversorgung VDD und den Spannungslevel der hohen Spannung VDDH
entsprechend um wie in 12C dargestellt.
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Der Übertragungsregler 250 umfasst
einen Pull-Up-Schalter, der zwischen dem Pull-Up-Knoten PU und dem
Ausgangsknoten des Vor-Treibers 230 angeordnet ist. Der
Pull-Up-Schalter kann als Übertragungs-Gate mit einem NMOS-Transistor
MN2 und einem PMOS-Transistor MP2 dargstellt werden.
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Der Übertragungsregler 250 umfasst
ebenfalls einen PMOS-Transistor MP1, der zwischen dem Pull-Up-Knoten
PU und dem I/O-Knoten NO angeordnet ist, einen PMOS-Transistor MP3
zwischen dem PMOS-Transistor MP2 und dem I/O-Knoten NO und einen
NMOS-Transistor MN3 zwischen einem Verbindungsknoten, z. B. dem
Empfangseingangsknoten IR zwischen dem ersten und zweiten Pull-Down-Transistor
MN0 und MN1 und dem Gate des PMOS-Transistors MP2.
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Der
dritte Level-Shifter LC3 regelt das Gate des NMOS-Transistors MN2
des Pull-Up-Schalters im Übertragungsregler 250 und
wird daher als Schaltregel-Levelschieber bezeichnet. Die Gates des PMOS-Transistors
PM1 und PM3 sind mit der ers ten Spannungsversorgung VDD verbunden
und das Gate des NMOS-Transistors MN3 ist mit einem Ausgang des
Inverters INV2 verbunden.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler 240 kann ebenfalls zwei in Reihe
geschaltete NMOS-Transistoren MN4 und MN5 zwischen dem Gate des
PMOS-Transistors MP2 des Pull-Up-Schalters und dem zweiten Spannungsknoten
GND enthalten. Ein Gate des NMOS-Transistors MN4 ist mit der ersten
Spannungsversorgung VDD verbunden und das verzögerte Ausgangsaktivierungssignal
OED liegt am Gate des NMOS-Transistors MN5 an. Die zwei NMOS-Transistoren
MN4 und MN5 werden genutzt um einen Knoten GP2 auf Masseniveau zu
halten.
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Gemäß der
vorliegenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
werden der Hauptknoten (bulk node) PB und der Pull-Up-Transistor
MP0 im Empfangsbetriebsmodus auf das Spannungsniveau der hohen Spannung
VDDH gehoben, wodurch ein unerwünschter Strompfad zu dem
Pull-Up-Transistor MP0 verhindert wird. Außerdem wird das
Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 auf das Spannungsniveau
der mittleren Spannung VDDM im Empfangsbetriebsmodus gehoben, wodurch
das Schwankungsniveau des I/O-Knotens NO vergrößert wird.
Als ein Ergebnis ist das Schwankungsniveau der Eingangsdaten daher
selbst unter Niederspannungsbetriebsbedingungen nicht beschränkt.
Beim Übergang von dem Empfangsmodus zum Übertragungsmodus
wechselt eine Spannung am Knoten GN2, z. B. das Gate des NMOS-Transistors
MN2 des Pull-Up-Schalters auf das Spannungsniveau der hohen Spannung
VDDH, wobei eine Ladung mit hohem Potential am Pull-Up-Knoten PU
zur ersten Spannungsversorgung VDD übertragen wird.
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7 zeigt
einen Schaltkreis einer Modifikation 200a der in 6 dargestellten
I/O-Schaltung 200. Die I/O-Schaltung 200a entspricht
der I/O-Schaltung 200 in 6 und daher
werden lediglich die Unterschiede dazu beschrieben.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler 140 aus 7 entspricht
dem Zeitpunkt/Levelregler 140 in 1. Demgemäß wird
der NMOS-Transistor NM2 des Pull-Up-Schalters durch den Ausgang
des zweiten Levelschiebers LC2 geregelt. Während das Gate
des NMOS-Transistors MN3 mit dem Ausgang des Inverters INV2 der
in 6 dargestellten I/O-Schaltung 200 verbunden
ist, ist es in der in 7 dargestellten I/O-Schaltung 200a mit
der ersten Spannungsversorgung VDD verbunden.
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Die
I/O-Schaltungen 200, 200a können wie die
I/O-Schaltung 100 in 1 in eine
I/O-Schaltung 110 wie in 4 dargestellt
geändert werden. Mit anderen Worten, kann das Gate des
Pull-Down-Transistors MN0 mit der ersten Spannungsversorgung VDD
verbunden sein und die I/O-Schaltungen 200, 200a können
ebenso einen zwischen den I/O-Knoten NO und den Empfänger 220 geschalteten
Empfangsschalttransistor enthalten, mit einem Gate, das die mittlere
Spannung VDDM enthält. Ein Beispiel einer solchen Modifikation
ist in 8 dargestellt.
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8 zeigt
die Schaltung einer anderen Modifikation 200b der in 6 dargestellten
I/O-Schaltung 200. Verglichen zu der in 6 dargestellten I/O-Schaltung 200 umfasst
die I/O-Schaltung 200b den Vor-Treiber 230, den Übertragungsregler 250 und
den Zeitpunkt/Levelregler 240 gleich dem in 6 dargestellten
und einen Übertrager 210a, der von dem in 6 dargstellten Übertrager 210 verschieden
ist und umfasst außerdem einen Empfangsschalttransistor.
Der Empfangsschalttransistor ist zwischen dem I/O-Knoten NO und
dem Empfänger 220 verbunden und weist ein Gate
auf, was von der mittleren Spannung VDDM geregelt wird. Da am Gate
des Empfangsschalttransistors das Spannungsniveau der mittleren
Spannung VDDM anliegt, schwankt der Empfängereingangsknoten
IR zwischen der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD und
der Spannung des zweiten Spannungsknotens GND.
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Derweil
wird der erste Pull-Down-Transistor MN0 der I/O-Schaltung 200b in 8 nicht
für den Empfangsmodus genutzt und daher wird die Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD anstelle der mittleren Spannung
VDDM an das Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 angelegt.
Die mittlere Spannung VDDM kann wie oben beschrieben mit dem Spannungsniveau
der ersten Spannungsversorgung VDD varrieren.
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9 zeigt
einen Schaltkreis einer I/O-Schaltung 300 gemäß einer
weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die I/O-Schaltung 300 umfasst
einen Transmitter 310, einen Empfänger 320,
einen Vor-Treiber 330 und einen Zeitpunkt/Levelregler 340.
Der Vor-Treiber 330 und der Empfänger 320 entsprechen
dem in 1 dargestellten Vor-Treiber 130 und dem
Empfänger 120. Auf eine Beschreibung wird daher
verzichtet.
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Der Übertrager 310 umfasst
einen ersten Pull-Up-Transistor MN0, einen zweiten Pull-Up-Transistor
MP1, einen ersten Pull-Down-Transistor MN0 und einen zweiten Pull-Down-Transistor
MN1. Der erste und zweite Pull-Up-Transistor MP0, MP1 sind in Reihe
zwischen der ersten Spannungsversorgung VDD und dem I/O-Knoten NO
geschaltet. Ein Gate des zweiten Pull-Up-Transistors MP1, z. B.
der Pull-Up-Knoten PU ist durch einen Ausgang des Vor-Treibers 330 verbunden.
Ein Substrat des ersten und zweiten Pull-Up-Transistors MP0, MP1,
z. B. ein gemeinsamer Hauptknoten (bulk node) PB ist mit dem Ausgang
des ersten Level-Schiebers LC1 verbunden.
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Der
erste und zweite Pull-Down-Transistor MN0, MN1 sind in Reihe zwischen
dem I/O-Knoten NO und dem zweiten Spannungsknoten GND verbunden.
Ein Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 ist mit der mittleren
Spannung VDDM verbunden und ein Gate des zweiten Pull-Down-Transistors MN1
ist mit dem anderen Ausgang des Vor-Treibers 330 verbunden.
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Der
Zeitpunkt/Levelregler 340 umfasst eine Verzögerungseinheit 341,
ein NOR-Gate NR0, ein NAND-Gate ND0, einen Inverter INV2, einen
Level-Schieber LC1, einen NMOS-Transistor MN2 und einen PMOS-Transistor
MP2.
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Beim Übergang
vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus regelt der Zeitpunkt/Levelregler 340 den
gemeinsamen Hauptknoten (bulk node) PB des ersten und zweiten Pull-Up-Transistors
MP0, MP1 um für eine vorher festgelegte Verzögerungszeit die
Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD zu haben, sodass eine
Ladung mit hohem Potential am I/O-Knoten NO zur ersten Spannungsversorgung
VDD übertragen wird und die Ausgangsdaten DOUT dann durch den
I/O-Knoten NO an das externe Gerät übertragen
werden. Im Empfangsmodus regelt der Zeitpunkt/Levelregler 340 den
gemeinsamen Hauptknoten (bulk node) PB auf eine hohe Spannung VDDH.
Als Ergebnis kann ein Leckstrom durch den ersten und zweiten Pull-Up-Transistor MP0,
MP1 verhindert werden.
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Die
Verzögerungseinheit 341 verzögert das Ausgangsaktivierungssignal
OE um eine vorher festgelegte Verzögerungszeit (z. B. die
erste Verzögerungszeit) und gibt ein verzögertes
Ausgangsaktivierungssignal OED aus. Der Inverter INV2 invertiert das
verzögerte Ausgangsaktivierungssignal OED.
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Das
NAND-Gate ND0 führt auf dem von der Verzögerungseinheit 341 erzeugten
Signal, das das Ausgangsaktivierungssignal OE um eine zweite Verzögerungszeit
verzögert und einem Ausgangssignal des Inverters INV2 eine
NAND-Operation durch. Zu dieser Zeit kann das durch das Verzögern
des Ausgangsaktivierungssignals erzeugte Signal durch die zweite
Verzögerungszeit eine unterschiedliche Phase als das verzögerte
Ausgangsaktivierungssignal OED haben.
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Der
PMOS-Transistor MP2 wird durch das Ausgangssignal des NAND-Gate
ND0 gesteuert und ist zwischen einem Gate, z. B. einem Knoten G0
des ersten Pull-Up-Transistors MP0 und dem gemeinsamen Hauptknoten
(bulk node) PB verbunden. Der NMOS-Transistor MN2 ist zwischen dem
Inverter INV2 und dem Knoten G0, z. B. dem Gate des ersten Pull-Up-Transistors
MP0 verbunden und weist ein Gate auf, das zur ersten Spannungsversorgung
VDD verbunden ist.
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Der
Level-Shifter LC1 entspricht dem ersten Level-Shifter LC1 wie oben
beschrieben. Mit anderen Worten, konvertiert der Level-Shifter LC1
den Spannungslevel des zweiten Spannungsknoten GND, z. B. dem Masselevel
und dem Spannungslevel der ersten Spannungsversorgung VDD in den
Spannungslevel der ersten Spannungsversorgung VDD und dementsprechend
den Spannungslevel der hohen Spannung VDDH wie in 12A dargestellt. Die hohe Spannung VDDH kann das
Doppelte der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD sein oder ähnlich
einer hohen Spannung eines über eine Schnittstelle an die
I/O-Schaltung 300 angeschlossenen externen Gerätes.
Die mittlere Spannung VDDM und die hohe Spannung VDDH, welche höher
sind als die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD kann durch
einen (nicht gezeigten) Spannungsgenerator erzeugt werden. Der interne
Spannungsgenerator kann eine Ladungspumpe umfassen.
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Die
hohe Spannung VDDH wird genutzt um den Hauptknoten (bulk node) PB
im Empfangsmodus anzuheben, um dadurch einen ungewollten Strompfad
durch den ersten und zweiten Pull-Up-Tranisstor MP0, MP1 zu verhindern.
Mit anderen Worten, wird ein Leckstrompfad im Empfangsmodus zwischen dem
ersten und zweiten Pull-Up-Transistor MP0, MP1 verhindert. Die mittlere
Spannung VDDM wird genutzt, um das Gate des ersten Pull-Down-Transistors
MN0 anzuheben, um dadurch Niederspannungsbetriebsbedingungen zu
erhalten. In anderen Worten, wird die mittlere Spannung VDDM genutzt,
um das Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 zu regeln, um das
begrenzte Schwankungsniveau zu erhöhen.
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Wie
oben beschrieben kann in Bezug auf die Zuverlässigkeit
des Gate-Oxids und eine niedrige Betriebsspannung die mittlere Spannung
VDDM variiert werden. Zum Beispiel, wenn die Spannung der ersten
Spannungsversorgung VDD relativ hoch ist, wird die mittlere Spannung
VDDM ähnlich der Spannung der ersten Spannungsversorgung
VDD gesetzt, um Spannungen auf dem Gate-Oxid zu verringern. Wenn
die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD relativ niedrig
ist, das heißt, unter Niederspannungsbetriebsbedingungen,
wird die mittlere Spannung VDDM gleich oder höher (z. B.
VDD + Vthn) als die Spannung der ersten Spannungsquelle VDD gesetzt.
Außerdem wird wie oben beschrieben die Zeitpunkt-Steuermethode
genutzt, um die Injektion heißer Ladungsträger,
welche beim Übergang vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus
auftreten können, zu verhindern. Mit anderen Worten, beim Übergang
vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus wird verbleibende
Ladung mit hohem Potential am I/O-Pad vor der Datenübertragung
entladen, um dadurch die Injektion heißer Ladungsträger
zu verhindern.
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In
einem Mehrfach-I/O-System mit einer Vielzahl von I/O-Pads, kann
der Zeitpunkt/Levelregler 340 gemeinsam für alle
I/O-Pads genutzt werden. Als Ergebnis kann die notwendige Fläche
reduziert werden. Der Betrieb der I/O-Schaltung 300 wird
im Folgenden beschrieben.
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Im Übertragungsmodus
zum Übertragen der Ausgangsdaten DOUT an ein externes Gerät,
sind der Pull-Up-Knoten PU und der Pull-Down-Knoten PD beide auf
einem hohen Niveau oder einem niedrigen Niveau, sodass die Ausgangsdaten
DOUT an das I/O-Pad übertragen wird. Wenn der Pull-Up-Knoten
PU und der Pull-Down-Knoten PD beide auf hohem Niveau sind, wird
das I/O-Pad mit der Spannung des zweiten Spannungsknotens GND betrieben. Wenn
der Pull-Up-Knoten PU und der Pull-Down-Knoten PD beide einen Logiklevel „low” aufweisen,
wird das I/O-Pad mit der Spannung der ersten Spannungsversorgung
VDD betrieben.
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Am
Ausgang des Level-Shifters LC1 liegt das Spannungsniveau der ersten
Spannungsversorgung VDD an und der Hauptknoten (bulk node) PB weist
dann das Spannungsniveau der ersten Spannungsversorgung VDD auf.
Ein Body-Effekt des ersten und zweiten Pull-Up-Transistors MP0,
MP2 kann dadurch verhindert werden. Das Ausgangsaktivierungssignal
OE hat das logische Niveau „high” und das Ausgangssignal
des Inverters INV2 hat daher das logische Niveau „low”.
Demgemäß wird das Gate, z. B. der Knoten G0 des
ersten Pull-Up-Transistors MP0 auf der Spannung des zweiten Spannungsknotens
GND durch den NMOS-Transistor MN0 gehalten.
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Die
zweiten Ausgangsdaten des Vor-Treibers 330 werden an den
Pull-Down-Knoten PD übertragen. Der zweite Pull-Up-Transistor
MP1 und der zweite Pull-Down-Transistor MN1 werden daher in Erwiderung
auf die ersten Ausgangsdaten und die zweiten Ausgangsdaten wahlweise
angeschaltet und betreiben daher den I/O-Knoten NO mit der Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD (oder ziehen Strom durch den
I/O-Knoten NO zu dem externen Gerät) oder treiben den I/O-Knoten
NO mit der Spannung des zweiten Spannungsknotens GND (oder ziehen
Strom von dem I/O-Knoten NO zur Masse).
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Derweil
werden im Empfangsbetriebsmodus zum Empfangen von Eingangsdaten
von einem externen Gerät, der erste und zweite Pull-Up-Transistor MP0,
MP1 und der zweite Pull-Down-Transistor MN1 des Übertragers 310 ausgeschaltet,
um die Eingangsdaten, welche von dem I/O-Pad empfangen wurden, zu
dem Empfänger 320 zu übertragen. Die Spannung
am Hauptknoten (bulk node) PB hat das Spannungsniveau der Hochspannung
VDDH und wird nicht entsprechend der Eingangsdaten geändert.
Da die Spannung am Hauptknoten (bulk node) PB auf dem Spannungsniveau
der hohen Spannung VDDH gehalten wird, kann ein Leckstrom, z. B.
ein ungewollter Strom durch den ersten und zweiten Pull-Up-Transistor
MP0, MP1 verhindert werden. Der Knoten G0 wird durch den PMOS-Transistor
MP2 ebenfalls mit der hohen Spannung VDDH beaufschlagt, sodass ein
Leckstrom durch den ersten und zweiten Pull-Up-Transistor MP0, MP1
verhindert wird.
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Am
Pull-Up-Knoten PU und Knoten S2 liegt die Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD
an und die Spannung am Pull-Down-Knoten PD hat ein niedriges Niveau.
Dementsprechend wird der zweite Pull-Down-Transistor MN1 ausgeschaltet. Das
Gate des ersten Pull-Down-Transistors MN0 hat eine mittlere Spannung
VDDM und daher schwankt der Eingangsknoten IR zwischen der Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD und der Spannung des zweiten
Spannungsknotens GND.
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Danach,
wenn das Ausgangsaktivierungssignal OE aktiviert ist und der Übergangsmodus
eingetreten ist, liegt am Hauptknoten (bulk node) PB die Spannung
der ersten Spannungsversorgung VDD an und die Spannung am Knoten
G2 hat für eine Verzögerungszeit einen logischen
Level „low”. Zu dieser Zeit entspricht die Spannung
am Knoten G2 wegen des NAND-Gates ND0 in etwa einem Schwellwertspannungsniveau
und eine Diode D1 ist zwischen dem NAND-Gate ND0 und der Masse verbunden.
Als Ergebnis kann die Gate-Oxid-Spannung des PMOS-Transistors MP2
verringert werden. Daher werden Ladungen eines hohen Potentials
des I/O-Pads und des Knoten G0 durch die PMOS-Transistoren MP0,
MP1 und MP2 zur ersten Spannungsversorgung VDD übertragen.
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Wie
oben beschrieben liegt gemäß den vorliegenden
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung am Substrat,
d. h. dem gemeinsamen Hauptknoten (bulk node) PB der ersten und
zweiten Pull-Up-Transistoren MP0, MP1 die hohe Spannung VDDH an,
wodurch ein Leckstrompfad vermieden werden kann. Zusätzlich
wird die mittlere Spannung VDDM gemäß einer Betriebsspannung
(z. B. der Spannung der ersten Spannungsversorgung VDD) geändert,
um das Schwankungsniveau des Empfängereingangsknotens IR
unter Niedervoltbetriebsbedingungen zu erhöhen, um dadurch
Fehler in den Empfangsdaten zu verringern. Auch beim Übergang vom
Empfangsmodus zum Übertragungsmodus wird unter Nutzung
der Zeitsteuermethode eine Ladung hohen Potentials am I/O-Pad entladen,
wodurch die Injektion heißer Ladungsträger verhindert
wird.
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10 zeigt
einen modifizierten Schaltkreis 300a, der in 9 dargestellten
I/O-Schaltung 300. Im Bezug auf 10 umfasst
die I/O-Schaltung 300a den Übertrager 310,
den Empfänger 320, den Vor-Treiber 330 und
einen Zeitpunkt/Levelregler 340a. Der Übertrager 310,
der Empfänger 320 und der Vor-Treiber 330 der
I/O-Schaltung 300a entsprechen denen der in 9 dargestellten
I/O-Schaltung 300, aber der Zeitpunkt/Levelregler 340a der I/O-Schaltung 300a ist
von dem Zeitpunkt/Levelregler 340 der I/O-Schaltung 300 verschieden.
Dementsprechend wird im Folgenden vor allem der Unterschied zwischen
der I/O-Schaltung 300 und der I/O-Schaltung 300a beschrieben.
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Ein
NMOS-Transistor MN2 des Zeitpunkt/Levelreglers 340a ist
zwischen dem Pull-Up-Knoten PU und dem Gate des ersten Pull-Up-Transistors
MP0, z. B. dem Knoten G0 verbunden und hat ein mit der ersten Spannungsversorgung
VDD verbundenes Gate.
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Die
I/O-Schaltkreise 300, 300a können wie die
I/O-Schaltung 100 in 1 zur I/O-Schaltung 110c in 4 verändert
werden. Mit anderen Worten, kann das Gate des Pull-Down-Transistors
MN0 mit der ersten Spannungsversorgung VDD verbunden sein und die
I/O-Schaltkreise 300 und 300a können
außerdem einen Empfangsschalttransistor umfassen, der zwischen
dem I/O-Knoten NO und dem Empfänger 320 ver bunden
ist und an dessen Gate die mittlere Spannung VDDM angelegt ist.
Ein Beispiel solcher Modifikation ist in 11 dargestellt. Wie
oben beschrieben kann ein I/O-Schaltkreis gemäß der
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
auf verschiedene Art und Weisen modifiziert werden.
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13 und 14 stellen
Beispiele eines integrierten Schaltkreises (IC) dar, welche eine I/O-Schaltung
gemäß wenigstens einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung nutzen.
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13 zeigt
ein Blockschaltbild eines Speichersystems 500 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Das Speichersystem umfasst ein Speicherbauelement 520,
einen Speichercontroller 510, der das Speicherbauelement 520 steuert.
Der Speichercontroller 510 umfasst SRAM 511, CPU 512,
Leitschnittstelle 513 und Speicherschnittstelle 514,
welche über einen Bus 515 miteinander kommunizieren.
Das Speicherbauelement umfasst einen Speicherkern 530,
welcher mit dem Speichercontroller 540 kommuniziert, welcher wiederum
mit der I/O-Schaltung 550 kommuniziert, die gemäß wenigstens
einer der beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung implementiert ist.
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Ein
Speicherbauelement oder Speichermodul gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
kann ebenfalls in einem Computersystem, beispielsweise einem mobilen
Gerät oder einem Desktopcomputer verwendet werden. 14 zeigt
ein Beispiel eines Computersystems. Im Bezug auf 14 umfasst
ein Computersystem 400 das Speichersystem 500 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
eine Spannungsversorgung 710, eine zentrale Steuereinheit
(CPU) 720, einen Zufallszugriffspeicher (RAM) 730,
und eine Benutzerschnittstelle 740, die elektrisch durch
einen Systembus miteinander verbunden sind.
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Wie
oben beschrieben, hat gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Substrat,
beispielsweise ein Hauptknoten (bulk node) eines Pull-Up-Transistors
eine hohe Spannung, um einen Leckstrompfad zu vermeiden. Außerdem
wird die mittlere Spannung gemäß der Betriebsspannung
verändert, um das Schwankungsniveau des Empfängereingangsknotens
unter Niederspannungsbetriebsbedingungen zu erhöhen, sodass die
Spannung der Empfangsdaten selbst unter Niederspannungsbetriebsbedingungen
sichergestellt werden kann. Als Ergebnis können Fehler
in den Empfangsdaten verringert werden. Beim Übergang vom
Empfangsmodus zum Übertragungsmodus kann außerdem
eine am I/O-Pad verbleibende Ladung hohen Potentials entladen werden,
wobei die Zeitsteuermethode genutzt wird, bevor die Ausgangsdaten
und das externe Gerät übertragen werden, sodass
die Injektion heißer Ladungsträger verhindert
wird. Demgemäß kann selbst unter Niederspannungsbetriebsbedingungen
ein Leckstrom im Empfangsmodus, die Injektion heißer Ladungsträger beim Übergang
vom Empfangsmodus zum Übertragungsmodus und eine Abahme
der Zuverlässigkeit des Gate-Oxids verhindert werden.
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Auch
wenn die vorliegende Erfindung vor allem im Bezug auf beispielhafte
Ausführungsformen gezeigt und beschrieben wurde, ist es
klar, dass ein Fachmann noch verschiedene andere Änderungen
in Form und Detail daran vornehmen kann, ohne vom Sinn und Umfang
der vorliegenden Erfindung wie sie in den folgenden Patentansprüchen
dargelegt ist, abzuweichen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - KR 10-2009-0034870 [0001]