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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung eines chaotischen Signals, die bzw. das für die Ultra-Breitband-(nachfolgend als 'UWB' bezeichnet)-Kommunikation unter Verwendung des On-Off-Keying-(OOK)-Verfahrens verwendet wird. In der Vorrichtung und dem Verfahren wird ein digitaler PN-Signalgenerator verwendet, um ein chaotisches Signal unabhängig von Verfahrensänderungen zuverlässig zu erzeugen.
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Das UWB wird üblicherweise als Frequenzband bezeichnet, dessen Frequenzbandbreite mehr als 25% einer Mittenfrequenz abdeckt oder mehr als 500 MHz beträgt.
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Wenn das UWB auf einer Zeitachse betrachtet wird, kann festgestellt werden, dass das UWB eine sehr geringe Signalbreite aufweist. Daher kann das UWB die durch Mehrwegeausbreitung verursachte Signalstreuung oder -überlagerung verhindern und weist ein robustes Verhalten gegenüber Störgeräuschen auf. Demzufolge ist das UWB in der Location-Awareness-Kommunikation, bei der Hochgeschwindigkeitskommunikation und exakte Entfernungsberechungen erforderlich sind, weit verbreitet.
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Zu den Systemen, die als Kommunikationssysteme unter Verwendung des UWB häufig untersucht werden, zählt das Chaos-Kommunikationssystem. Das Chaos-Kommunikationssystem verwendet ein chaotisches Signal mit Rauschcharakteristik.
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Ein Rechtecksignal weist typischerweise eine zeitlich periodische Phase auf. Aus diesem Grund kann das Signal verzerrt oder verschoben werden, wenn ein gegenphasiges Störsignal hinzukommt. Da ein chaotisches Signal aperiodische Charakteristiken, wie Rauschen, aufweist, zeigt es keine deutliche Phase. Demzufolge treten Interferenzen nicht auf, auch wenn ein gegenphasiges Signal oder ein annähernd gleiches Störsignal hinzukommt.
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Da das chaotische Signal eine, wie oben beschrieben, aperiodische Charakteristik aufweist, zeigt es im Breitbandbereich eine periodenunabhängige konstante Größe, wenn es auf einer Frequenzachse analysiert wird, das heißt, das chaotische Signal verfügt über einen hohen Wirkungsgrad.
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Ferner verwendet das Chaos-Kommunikationssystem das On-Off-Keying-(OOK)-Verfahren, bei dem ein chaotisches Signal im Mikrowellenbereich direkt unter Verwendung kontinuierlicher Paketinformations-Signale eines Modems moduliert wird.
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1 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau des OOK-Modulators unter Verwendung eines chaotischen Signals zeigt. Wie in 1 gezeigt, verläuft das übliche OOK-Modulationsverfahren dort, wo ein chaotisches Signal erzeugt wird, um einen einpoligen Umschalter (SPDT = Single Pole Double Throw) mit einem Impuls zu beaufschlagen. In dem OOK-Modulationsverfahren werden die zu übertragenden Informationen in solche Informationen aufgeteilt, in denen ein Impuls ('1') vorhanden ist und in denen kein Impuls vorhanden ist ('0'). Zudem wird der Empfang in Abhängigkeit des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Energie in '1' und '0' aufgeteilt.
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Das Chaos-Kommunikationssystem unter Verwendung des OOK-Verfahrens, das ein direktes Modulationsverfahren ist, weist einige Impulsspitzen auf. Daher ist eine Codierung, wie Zeitsprünge oder dergleichen, nicht separat im Modem erforderlich, und ein Bedarf an Schaltungen, wie eine Phase-Locked-Loop-Schaltung (PLL), ein Mischer und dergleichen, zur Zwischenfrequenz-Umwandlung entfällt, wodurch es möglich ist, eine Übertragungs- und Empfangsvorrichtung leicht anzuwenden.
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2 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals. Wie in 2 gezeigt, umfasst die herkömmliche Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals einen Oszillator 21, einen Breitband-Chaossignalgenerator 22, einen Verstärker 23 und einen Bandpassfilter 24.
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In der Schaltung gemäß 2 erzeugt der Breitband-Chaossignalgenerator 22 unter Verwendung eines vom Oszillator 21 erzeugten Signals ein Breitband-Chaossignal. Der Verstärker 23 verstärkt das erzeugte chaotische Signal, und der Bandpassfilter 24 extrahiert nur ein UWB Signal im Bereich von 3,1 bis 5,15 GHz.
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3 ist ein Graph, der ein Simulationsergebnis gemäß 2 zeigt, wobei die Spannung an einem Ausgangsknoten in ein Frequenzspektrum umgewandelt ist.
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Wie in 3 gezeigt, kann festgestellt werden, dass die herkömmliche Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals ein chaotisches Signal im Bereich von 3,1 bis 5,5 GHz, der dem UWB entspricht, erzeugt.
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Die in 2 dargestellte herkömmliche Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals reagiert jedoch empfindlich gegenüber dem Wert des passiven Elements A, das zur Erzeugung eines chaotischen Signals verwendet wird, sowie gegenüber parasitären Komponenten, die in einem Kollektor und einem Emitter des Transistors, der als Oszillator 21 verwendet wird, vorhanden sind. Aus diesem Grund ist es schwierig, mit der Vorrichtung ein zuverlässiges chaotisches Signal zu erzeugen.
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Das heißt, dass ein chaotisches Signal dann, wenn sich der Wert des in 2 dargestellten passiven Elements A in Abhängigkeit von Verfahrensänderungen in gewissem Maße ändert, nicht erzeugt werden kann. 4A bis 4C sind Graphen zur entsprechenden Erläuterung, die Simulationsergebnisse zeigen, wenn sich der Wert des in 2 dargestellten passiven Elements in Abhängigkeit von Verfahrensänderungen ändert.
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4A zeigt ein Simulationsergebnis, wenn sich der Widerstand R des in 2 dargestellten passiven Elements A in Abhängigkeit einer Verfahrensänderung um 10% ändert. 4B zeigt ein Simulationsergebnis, wenn sich die Induktivität L des in 2 dargestellten passiven Elements A in Abhängigkeit einer Verfahrensänderung um 10% ändert. 4C zeigt ein Simulationsergebnis, wenn sich die Kapazität C des in 2 dargestellten passiven Elements A in Abhängigkeit einer Verfahrensänderung um 10% ändert.
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Wie in 4A bis 4C gezeigt, ist es möglich, dass die herkömmliche Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals ein chaotisches Signal im Bereich von 3,1 bis 5,15 GHz nicht erzeugen kann, wenn der Wert des passiven Elements A sich in Abhängigkeit einer Verfahrensänderung in gewissem Maße ändert. Demzufolge kann ein chaotisches Signal nicht zuverlässig erzeugt werden, das heißt, die Vorrichtung reagiert empfindlich gegenüber Verfahrensänderungen.
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Die Offenlegungsschrift
DE 40 03 671 A1 zeigt eine Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindungsvorrichtung, bestehend aus einem Sender und einem Empfänger, wobei der Sender zur Erzeugung einer das Informationssignal in seiner Bandbreite dehnenden Zufallsfolge mit Pseudozufallsrauschcode-Generatoren ausgestattet ist. Die offenbarte Sendevorrichtung beruht auf einer klassischen Erzeugung eines Spread-Spektrum-Signals, bei dem die Informationsdaten durch Multiplikation mit einem PN-Ausgangscode spektral gespreizt werden, um eine störrestentere Übertragung zu ermöglichen. Die Nachrichtenverbindungsvorrichtung ist somit auf ein (Direct-Sequence-)Spread-Spektrum-Verfahren mit PN-Generatoren zur Erzeugung von Spreizcodes mit guten Korrelationseigenschaften gerichtet.
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Das in der Offenlegungsschrift
DE 10 2004 006 446 A1 gezeigte Verfahren und die Schaltungsanordnung zur drahtlosen Datenübertragung umfassen ein Schieberegister zur Erzeugung eines Modulationssignals, welches ein von einer Trägersignaleinheit mit einem spannungsgesteuerten Oszillator erzeugtes Trägersignal phasenmoduliert.
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Das in der
US-Patentschrift Nr. 6,055,266 A beanspruchte „Spread-Spectrum Pulse-Position Modulation Communication System” zeigt in dem dort zitierten Stand der Technik eine Frequenzverschiebung des von einem PN-Codegenerator erzeugten PN-Signals mittels Mischung mit einem von einem Oszillator erzeugten Hochfrequenzsignal. Auch hier steht die Erzeugung von PN-Codesequenzen mit guten Korrelationseigenschaften für Spread-Spectrum-Verfahren in Verbindung mit einer Quadraturmodulation des Trägersignals im Vordergrund.
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Bei der in der
US 2004/0017840 A1 veröffentlichten Vorrichtung zur hochratigen Datenübertragung werden vor der Frequenzverschiebung in dem Mischer die Informationsdaten in einem data/PN combiner mit relativ kurzen PN-Sequenzen moduliert. Der harmonische Generator zur Erzeugung der Mischfrequenz ist darauf ausgelegt, zur Spektrumsformung mehrere harmonische Anteile erzeugen zu können.
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Die
US-Patentschrift US 5,157,686 A befasst sich mit der Übertragung und insbesondere mit dem inkohärenten Empfang von Spread-Spectrummodulierten Signalen. Dabei wird sendeseitig in einem Chip Code Device jedes Bit einer Folge von Manchester-codierten Informations-Bits durch eine PN-Codesequenz ersetzt. Die so spektral gespreizte Datenfolge moduliert in einem RF-Modulator ein stabilisiertes Trägersignal. Auch hier soll eine Eingangsdatenfolge in ihrem Spektrum durch im PN-Generator erzeugte orthogonale Spreizcodes gedehnt werden.
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Die japanische Druckschrift
JP 05 145 517 A zeigt eine Vorrichtung zur Synchronisation einer Eingangsfolge mittels einer DLL-Regelschleife. Der Regelkreis umfasst eine multiplikative Verknüpfung zwischen der Eingangsfolge und einer PN-Sequenz zur Ableitung eines Steuersignals, mit dem der Takt des PN-Generators nachgesteuert wird. Damit soll eine zeitliche Verschiebung des Eingangssignals ausgeregelt werden.
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Die in der US-Veröffentlichung
US 2005/0240744 A1 gezeigte Vorrichtung zum Ausgleich von Übertragungsverzögerungen zwischen Daten- und Taktsignalen in Mikroprozessorsystemen zeigt eine allgemeine Darstellung eines PN-Signalgenerators zur Erzeugung von Trainingssequenzen.
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In der Druckschrift
US 2005/0024942 wird ein Halbleiterspeicher vorgeschlagen, der einen Steuersignalgenerator mit zweistufigen D-Flip-Flops umfasst, wobei die Inverter einen Takteingang sowie einen invertierenden Takteingang aufweisen.
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Die
US-Patentschrift US 5 289 518 A zeigt einen stromsparenden Schieberegister-Schaltkreis zur Unterdrückung parasitärer Lade-/Entladeströme. In dem dort zitierten Stand der Technik ist die Schaltungsarchitektur eines D-Flip-Flops offenbart, bei der die Inverter zwei Transistoren aufweisen, die mit Daten beaufschlagt werden und zwei weitere Transistoren umfassen, an die ein Taktsignal bzw. ein invertiertes Taktsignal angelegt ist. Bei dem unter der Maßgabe der Vermeidung von zusätzlichen Lade-/Entladeströmen und eines geringen Stromverbrauchs entworfenen Schaltkreis stellt sich das Problem einer möglichst verzögerungsfreien Signalverarbeitung zur zuverlässigen chaotischen Signalerzeugung für UWB-Anwendungen nicht.
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Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass sie eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung eines chaotischen Signals bereitstellt, wobei ein digitaler PN-Signalgenerator verwendet wird, um ein chaotisches Signal unabhängig von Verfahrensänderungen zuverlässig zu erzeugen.
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Weitere Aspekte und Vorteile des vorliegenden allgemeinen erfinderischen Konzepts werden teilweise durch die folgende Beschreibung erläutert und werden teilweise durch die Beschreibung offensichtlich oder können durch Umsetzung des allgemeinen erfinderischen Konzepts erkannt werden.
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Ein Aspekt der Erfindung besteht darin, dass eine Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals Folgendes umfasst: einen PN-Signalgenerator, der aus einer digitalen Logikschaltung besteht und der ein digitales Pseudo-Zufallssignal mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugt; einen Spannungsregler zur Erzeugung eines Taktsignals mit einer vorbestimmten Frequenz; einen Mischer zum Mischen des Pseudo-Zufallssignals mit dem Taktsignal zur Erzeugung eines chaotischen Signals zur Ausgabe; und einen Bandpassfilter zur Filterung des chaotischen Signals, das vom Mischer ausgegeben wird, in ein chaotisches Signal einer gewünschten Bandbreite und zur anschließenden Ausgabe des gefilterten Signals.
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Der PN-Signalgenerator besteht vorzugsweise aus einer digitalen Logikschaltung, umfassend N (N ist eine positive Zahl) D-Flip-Flops und eine Gate-Einheit, und erzeugt eine vorbestimmte Bitzahl (2N – 1) der Pseudo-Zufallssignale.
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Jeder D-Flip-Flop umfasst vorzugsweise eine gerade Anzahl von Invertern und Schaltern und gibt gemäß einem angelegten Sinussignal ein Eingabesignal ohne Phaseninversion aus.
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Die Gate-Einheit empfängt vorzugsweise eine Ausgabe des (N – 1)ten D-Flip-Flops und eine Ausgabe des Nten D-Flip-Flops zur Erzeugung eines Signals zur Eingabe an den ersten D-Flip-Flop. Die Gate-Einheit besteht ferner aus einem X-OR-Gate.
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Die Schalter bestehen vorzugsweise aus ersten und zweiten MOSFETs, die mit den Invertern verbunden sind, wobei die Gates der ersten und zweiten MOSFETs ein Taktsignal beziehungsweise ein invertiertes Signal des Taktsignals empfangen, wobei ein Gehäuseanschluss des ersten MOSFETs mit einer Stromquelle verbunden ist, und wobei ein Gehäuseanschluss des zweiten MOSFETs geerdet ist.
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Der erste MOSFET ist vorzugsweise ein p-Typ-MOSFET und der zweite MOSFET ein n-Typ-MOSFET.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung besteht darin, dass ein Verfahren zur Erzeugung eines chaotischen Signals Folgendes umfasst: (a) Erzeugung eines digitalen Pseudo-Zufallssignals mit einer vorbestimmten Frequenz; (b) Erzeugung eines Taktsignals mit einer vorbestimmten Frequenz; (c) Mischen des digitalen Pseudo-Zufallssignals, das in Schritt (a) erzeugt wird, mit dem Taktsignal, das in Schritt (b) erzeugt wird, zur Erzeugung eines chaotischen Signals zur Ausgabe; und (d) Filterung des chaotischen Signals, das in Schritt (c) ausgegeben wird, in ein chaotisches Signal einer gewünschten Bandbreite und anschließende Ausgabe des gefilterten Signals.
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In Schritt (a) werden vorzugsweise N (N ist eine positive Zahl) D-Flip-Flops und eine Gate-Einheit verwendet, um eine vorbestimmte Bitzahl (2N – 1) der Pseudo-Zufallssignale zu erzeugen.
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Jeder Flip-Flop umfasst vorzugsweise eine gerade Anzahl von Invertern und Schaltern und gibt gemäß einem angelegten Sinussignal ein Eingabesignal ohne Phaseninversion aus.
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Die Gate-Einheit empfängt vorzugsweise eine Ausgabe des (N – 1)ten D-Flip-Flops und eine Ausgabe des Nten D-Flip-Flops zur Erzeugung eines Signals zur Eingabe an den ersten D-Flip-Flop. Die Gate-Einheit besteht ferner aus einem X-OR-Gate.
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Die Schalter bestehen vorzugsweise aus ersten und zweiten MOSFETs, die mit den Invertern verbunden sind, wobei die Gates der ersten und zweiten MOSFETs ein Taktsignal beziehungsweise ein invertiertes Signal des Taktsignals empfangen, wobei ein Gehäuseanschluss des ersten MOSFETs mit einer Stromquelle verbunden ist, und wobei ein Gehäuseanschluss des zweiten MOSFETs geerdet ist.
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Der erste MOSFET ist vorzugsweise ein p-Typ-MOSFET und der zweite MOSFET ein n-Typ-MOSFET.
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Diese und/oder weitere Aspekte und Vorteile des vorliegenden allgemeinen erfinderischen Konzepts werden offensichtlich und können anhand der folgenden Beschreibung der Ausführungsformen in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen besser erkannt werden, wobei:
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1 ein Blockdiagramm ist, das den Grundaufbau des OOK-Modulators unter Verwendung eines chaotischen Signals zeigt;
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2 einen Schaltplan einer herkömmlichen Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals zeigt;
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3 ein Graph ist, der ein Simulationsergebnis der 2 zeigt;
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4A bis 4C Graphen sind, die Simulationsergebnisse zeigen, wenn sich der Wert des in 2 dargestellten passiven Elements in Abhängigkeit einer Verfahrensänderung ändert;
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5 ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
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6 ein Diagramm ist, das den Aufbau des PN-Signalgenerators, der in die Erfindung eingebunden ist, zeigt;
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7A ein Diagramm ist, das den Aufbau eines D-Flip-Flops gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt;
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7B ein Diagramm ist, das den Aufbau eines Schalters des D-Flip-Flops zeigt;
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7C ein Graph ist, der Taktsignale, die für Schalter angewendet werden, in Umkehrrelation zeigt;
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8 ein Blockdiagramm eines X-OR-Gates gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist;
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9A bis 9F Graphen sind, die Simulationsergebnisse einer Ausgangsspannung und eines Spektrums, die in die Erfindung eingebunden sind, zeigen; und wobei
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10 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Erzeugung eines chaotischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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Im Detail wird nun auf die Ausführungsformen der vorliegenden allgemeinen erfinderischen Idee Bezug genommen, wobei Beispiele durch die beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind und identische Bezugszeichen durchgängig auf identische Elemente verweisen. Die Ausführungsformen werden nachfolgend erläutert, um das vorliegende allgemeine erfinderische Konzept unter Bezugnahme auf die Figuren zu erläutern.
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Nachfolgend wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung im Detail unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert.
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5 ist ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Wie in 5 gezeigt, umfasst die Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals einen PN-Signalgenerator 51, einen spannungsgesteuerten Oszillator 52, einen Mischer 53 und einen Bandpassfilter 54.
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Der PN-Signalgenerator 51 besteht aus einer digitalen Logikschaltung und erzeugt ein digitales Pseudo-Zufallssignal mit einer vorbestimmten Frequenz.
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6 ist ein Diagramm, das den Aufbau des PN-Signalgenerators 51, der in die Erfindung eingebunden ist, zeigt. Wie in 6 gezeigt, besteht der PN-Signalgenerator 51 aus einer digitalen Logikschaltung, umfassend N (N ist eine positive Zahl) D-Flip-Flops 61 und eine Gate-Einheit 62, und erzeugt unter Verwendung der N D-Flip-Flops 61 und der Gate-Einheit 62 eine vorbestimmte Bitzahl (2N – 1) der Pseudo-Zufallssignale.
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Wie oben erläutert, verwendet die Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals den Digitallogik-PN-Signalgenerator 51, der gegenüber Verfahrensänderungen unempfindlich reagiert. Aus diesem Grund kann die Vorrichtung zur Erzeugung eines chaotischen Signals ein chaotisches Signal unabhängig von Verfahrensänderungen zuverlässig erzeugen.
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In dieser Ausführungsform wird der PN-Signalgenerator 51, umfassend 15 D-Flip-Flops, verwendet, worauf sich die nachfolgende Beschreibung beziehen soll.
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Jeder D-Flip-Flop 61 umfasst eine gerade Anzahl von Invertern und Schaltern. Der D-Flip-Flop gibt gemäß einem angelegten Sinussignal (Takt) ein Eingabesignal D ohne Phaseninversion aus. In dieser Ausführungsform besteht der D-Flip-Flop aus zwei Invertern und zwei Schaltern, worauf sich die nachfolgende Beschreibung beziehen soll.
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7A ist ein Diagramm, das den Aufbau eines D-Flip-Flops gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Wie in 7A gezeigt, umfasst der D-Flip-Flop zwei Inverter 71 und zwei Schalter 72, die miteinander verbunden sind.
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Da bei dem D-Flip-Flop der vorliegenden Ausführungsform zwei Inverter 71 verwendet werden, bleibt die Phase des angelegten Eingabesignals D unverändert. Dementsprechend kann der D-Flip-Flop das Eingabesignal D ohne Phaseninversion an die Endstufe des Inverters 71 liefern.
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Der Betrieb des D-Flip-Flops soll unter Bezugnahme auf 7A erläutert werden. Wenn ein Eingabesignal D angelegt wird, invertiert der vorgeschaltete Inverter 71 das Signal und hält das invertierte Signal aufrecht. Anschließend wird das invertierte Signal an den nachgeschalteten Inverter 71 geliefert, wenn die beiden Schalter 72 eingeschaltet sind. Zu diesem Zeitpunkt arbeiten die zwei Schalter 72 aufgrund der in Umkehrrelation angelegten Signale clk und clkb gegenphasig.
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7B ist ein Diagramm, das den Aufbau eines Schalters des D-Flip-Flops zeigt. Wie in 7B gezeigt, besteht der Schalter der vorliegenden Ausführungsform aus zwei aktiven Elementen 72a und 72b, die jeweils Gate, Source und Drain umfassen.
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In den aktiven Elementen 72a und 72b werden Größe und Richtung des Stroms, der vom Drain zur Source oder von der Source zum Drain fließt, durch die Größe und Polarität der Spannung bestimmt, die zwischen Gate und Source anliegt.
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Als Transistoren können ein Bipolar-Transistor (BJT), ein Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor (JFET), ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) und ein Metall-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MESFET) und dergleichen vorgesehen sein.
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Ein bestimmtes aktives Element umfasst neben Gate, Source und Drain ferner einen Gehäuseanschluss. Die Größe, Menge und Richtung des Stroms, der vom Drain zur Source oder von der Source zum Drain fließt, wird durch die Größe und Polarität der Spannung bestimmt, die zwischen Gate und Gehäuseanschluss anliegt. Als aktives Element kann ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) und dergleichen vorgesehen sein.
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Die nachfolgende Beschreibung soll sich auf den MOSFET beziehen. Die Erfindung kann jedoch auf alle aktiven Elemente angewandt werden, die die oben erläuterten Eigenschaften sowie den MOSFET umfassen. Demzufolge ist der Umfang der Erfindung nicht auf den MOSFET beschränkt, obwohl die Beschreibung der Erfindung auf dem MOSFET beruht.
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Wie oben beschrieben, bestehen die Schalter dieser Ausführungsform aus ersten und zweiten MOSFETs 72a und 72b, deren Gates ein Taktsignal clk beziehungsweise ein invertiertes Signal clkb des Taktsignals clk empfangen. Um die ersten und zweiten MOSFETs 72a und 72b zuverlässig betreiben zu können, ist der Gehäuseanschluss des ersten MOSFETs 72a mit einer Stromquelle VDD verbunden und der Gehäuseanschluss des zweiten MOSFETs 72b geerdet.
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In der vorliegenden Ausführungsform wird ein p-Typ-MOSFET als erster MOSFET 72a und ein n-Typ-MOSFET als zweiter MOSFET 72b verwendet. Dies soll jedoch lediglich zur Vereinfachung der Beschreibung dienen. Die Erfindung ist nicht auf eine bestimmte Kombination von MOSFETs beschränkt, sondern es können andere Arten von MOSFETs oder andere Kombinationen von MOSFETs zur Ausführung der im Wesentlichen gleichen Funktionen verwendet werden.
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7C ist ein Graph, der Taktsignale, die an die Schalter angelegt werden, in Umkehrrelation zeigt. Wie in 7C gezeigt, kann festgestellt werden, dass zwei Taktsignale clk und clkb, die an die Schalter angelegt werden, eine Phasendifferenz von 180 Grad aufweisen. Wenn das Taktsignal schwach (0 V) ist, wird der zweite MOSFET 72b, nämlich der n-Typ-MOSFET, ausgeschaltet. Wenn das Taktsignal stark (1.8 V) ist, wird der zweite MOSFET 72b eingeschaltet, um das Signal, das an der Eingangsstufe IN angelegt wird, an die Ausgangsstufe OUT zu liefern.
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Zwischenzeitlich empfängt die Gate-Einheit 62 der 6 eine Ausgabe des 14ten D-Flip-Flops und eine Ausgabe des 15ten D-Flip-Flops, um ein Signal D zur Eingabe an den ersten D-Flip-Flop zu erzeugen. In der vorliegenden Ausführungsform besteht die Gate-Einheit aus einem X-OR-Gate.
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8 ist ein Blockdiagramm eines X-OR-Gates gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Das X-OR-Gate umfasst vier NAND-Gates und ein NOT-Gate, die als Buffer verwendet werden. Die Funktionstabelle des X-OR-Gates beruht auf Tabelle 1. [Tabelle 1]
| A | B | A XOR B(C) |
| 0 | 0 | 1 |
| 0 | 1 | 0 |
| 1 | 0 | 0 |
| 1 | 1 | 1 |
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Der spannungsgesteuerte Oszillator 52 der 5 erzeugt ein Taktsignal mit einer vorbestimmten Frequenz, um die Frequenz eines Pseudo-Zufallssignals, das vom PN-Signalgenerator 51 gemäß 5 erzeugt wird, zu verlagern. Der Mischer 53 gemäß 5 mischt das Pseudo-Zufallssignal, das vom PN-Signalgenerator 51 erzeugt wird, mit dem Taktsignal zur Erzeugung eines chaotischen Signals zur Ausgabe.
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Ferner filtert der Bandpassfilter 54 gemäß 5 das chaotische Signal, das vom Mischer 53 ausgegeben wird, in ein chaotisches Signal einer gewünschten Bandbreite zur Ausgabe. Da die vorliegende Ausführungsform hauptsächlich für ein Kommunikationssystem unter Verwendung des UWB verwendet wird, filtert der Bandpassfilter 54 das chaotische Signal in ein chaotisches Signal mit einer Frequenz zwischen 3 bis 5 GHz.
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9A bis 9F sind Graphen, die Simulationsergebnisse einer Ausgangsspannung und eines Spektrums zeigen, die in der Erfindung erzeugt werden. Die Simulation wird so durchgeführt, dass die Frequenz eines Pseudo-Zufallssignals, das durch den PN-Signalgenerator 51 gemäß 5 erzeugt wird, 1 GHz entspricht, und dass die Frequenz eines Taktsignals, das vom spannungsgesteuerten Oszillator 52 gemäß 5 erzeugt wird, 4 GHz entspricht.
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9A und 9B zeigen eine Ausgangspannung und ein Frequenzspektrum im D-Flip-Flop. Wie in 9A gezeigt, kann festgestellt werden, dass die vom D-Flip-Flop erzeugte Spannung unregelmäßig ist, wobei 0 (0 V Spannung) und 1 (1,8 V Spannung) zeitabhängig gemischt werden. Wie in 9B gezeigt, ist zudem festzustellen, dass das Frequenzspektrum im Bereich von 1 GHz verteilt ist.
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Durch solche Simulationsergebnisse wird deutlich, dass jeder Flip-Flop Zufallsdaten erzeugt.
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9C und 9D zeigen eine Ausgangsspannung und ein Frequenzspektrum im X-OR-Gate. Es zeigt sich, dass das X-OR-Gate ferner Zufallsdaten wie der oben beschriebene D-Flip-Flop erzeugt. Die Daten werden dem Mischer 5 gemäß 5 eingegeben.
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9E zeigt das Frequenzspektrum eines vom spannungsgesteuerten Oszillator gemäß 5 erzeugten Taktsignals. Es zeigt sich, dass der spannungsgesteuerte Oszillator eine lokale Oszillationsfrequenz von 4 GHz erzeugt.
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9F zeigt das Frequenzspektrum eines chaotischen Signals, das zuletzt in der Erfindung erzeugt wird. Wie in 9F gezeigt, kann festgestellt werden, dass ein chaotisches Signal im Bereich von 3 bis 5 GHz, welches in dem UWB-Kommunikationssystem erforderlich ist, erzeugt wird.
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10 zeigt wiederum ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Erzeugung eines chaotischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Wie in 10 gezeigt, wird das Verfahren zur Erzeugung eines chaotischen Signals grob in 4 Schritte aufgeteilt.
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Zuerst wird ein digitales Pseudo-Zufallssignal mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugt (S101).
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Dann wird ein Taktsignal mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugt (S102).
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Anschließend wird das in Schritt S101 erzeugte Pseudo-Zufallssignal mit dem Taktsignal, das in Schritt S102 erzeugt wird, gemischt, so dass ein chaotisches Signal zur Ausgabe erzeugt wird (S103).
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Zuletzt wird das in Schritt S103 erzeugte chaotische Signal in ein chaotisches Signal einer gewünschten Bandbreite (3 bis 5 GHz) gefiltert und anschließend ausgegeben (S104).
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Mit der Vorrichtung und dem Verfahren zur Erzeugung eines chaotischen Signals unter Verwendung des digitalen PN-Signalgenerators kann ein chaotisches Signal unabhängig von Verfahrensänderungen zuverlässig erzeugt werden.
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Obwohl einige Ausführungsformen des vorliegenden allgemeinen erfinderischen Konzepts dargestellt und erläutert wurden, können vom Fachmann Änderungen in diesen Ausführungsformen gemacht werden, ohne von den Prinzipien und dem Boden des allgemeinen erfinderischen Konzepts abzuweichen, dessen Umfang in den beigefügten Ansprüchen und ihren Entsprechungen dargelegt ist.
