CN1938934A - 电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种在即使转动惯量比较大的情况下也能够确保控制性能的电机控制装置。在电机控制装置中，包括：对转动惯量未知的机械进行驱动的电机(18)的位置检测部分(1B)，速度计算部分(1C)，向其输入位置指令和电机位置之差以输出速度指令的位置控制部分(15)，向其输入速度指令和电机速度之差的速度控制部分(16)，根据转矩指令控制转矩指令的转矩控制部分(17)，以及根据转矩指令和电机速度推定电机扰动、从而输出转矩指令的惯量变化抑制部分(13)。所述电机控制装置还包括：相位补偿部分(14)，用于输入速度指令，并将已相位超前的速度作为新的速度指令输入到速度控制部分。将通过设置值相对于实际转动惯量的偏差所产生的电机的转矩视为扰动，并通过所述惯量变化抑制部分(13)和相位补偿部分(14)对该扰动进行补偿。

Description

电机控制装置
技术领域
本发明涉及用于控制电机的控制装置。
现有技术
如图15(a)所示，在电机控制装置中，通常在转矩(推力)控制部分17(未示出其控制系统的细节)的外侧集成速度控制系统20，且在速度控制系统20的外侧集成具有位置控制部分15的位置控制系统。该速度控制系统20包括：速度控制部分16，其根据速度指令和电机速度之间的差产生转矩(推力)指令；转矩(推力)控制部分17；电机18；齿轮等的驱动部分19；负载1A；位置检测部分1B，其用于检测电机18的位置；以及速度计算部分1C，用于根据来自位置检测部分1B的位置信号计算该电机的速度。此外，数字101、102表示用于产生各个信号之间的差的减法器。
为了使该位置控制系统的特性稳定，要求在该速度控制系统20的特性不发生变化的情况下稳定。
尽管为了使速度控制系统20稳定，需要使速度增益不发生变化，但是存在这样一种情况，即计算速度增益所需要的、由电机18驱动的负载1A的转动惯量值是未知的或变化的。由于电机18的转动惯量通常是已知的，因此经常通过为电机18的电机控制装置的速度控制系统20设置转动惯量比，在包含负载1A的转动惯量值的情况下，来计算速度增益。
当使用标记JL表示安装有电机18的机械的驱动部分19与负载1A的转动轴换算(移动方向换算)的转动惯量，并使用Jm表示电机转子的转动惯量(移动部件的惯性质量)时，转动惯量(惯性质量)比Jratio如下所示：
Jratio＝JL/Jm                                     (1)
尽管已经对作为电机的旋转式电机进行了说明，但是对于直线电机来说，该说明的内容也同样适用。因此为了说明的方便，在描述转动惯量(惯性质量)时，直线电动机的特有术语由(*)表示。
图15(a)的速度控制系统以如图15(b)所示的方式实现。在该图中，方框1/(Js)表示电机，其输入是转矩且其输出是电机速度。标记J表示负载的转动惯量(惯性质量)JL与电机的转动惯量(惯性质量)Jm的和。
当在惯量设置部分中使用转动惯量比时，根据公式(1)，前向增益为：
Kv×Jm(1+Jratio)＝Kv(Jm+JL)＝Kv×J    (2)
包括电机在内的前向增益为如下所示：
Kv×J(1/(Js))＝Kv/s                   (3)
通过正确地设置转动惯量比，可以确定速度环增益Kv。然而，在负载机械的转动惯量未知的情况下，或在即使转动惯量已知但转动惯量变化显著的情况下，公式(3)的分子J(计算值)和分母Js(机械的物理量)不同，因此该速度增益Kv发生变化而与规定值不同。
尽管当负载的转动惯量(惯性质量)未知时存在确定转动惯量(惯性质量)的方法，但是当少量移动时(例如，诸如移动大约100个脉冲)时，无法确定转动惯量(惯性质量)，结果控制系统的增益平衡恶化，控制系统变得不稳定，并且存在控制系统发生谐振的情形。
因此，已经设想了一种扰动抑制控制，其利用扰动观测器代替确定转动惯量(惯性质量)比。在大约10年前已经在学术界等中出现这样的设想：当应用该控制时，在未确定转动惯量的情况下，能够得到与设定了正确的转动惯量比(通过计算求得的转动惯量比是与实际的转动惯量比基本一致的转动惯量比)时大致相等的控制性能。例如，Isogai(矶贝)等人的″Application of an Observer to a Motor ControlSystem″(“相对于电机控制系统的观测器的应用”)，第19届SICE学术会议稿集，1980年，第371-372页，提出了一种方法，其通过将由二次系统的同一次元的扰动观测器推定的电机扰动(检测与扰动相当的电流值)反馈到电流指令，构成用于减少扰动对电机的影响的扰动抑制控制系统，从而减少扰动影响。
此后，Oishi(大石)等人″A Control Method of a Separately ExcitedDirect Current Machine Using a State Observer″(“一种使用状态观测器分别激励直流机的控制方法”)，电气学会论文集，1984年，B45第373-379页，提出了一次系统的最小次元的扰动观测器的构成方法。
此外，M.Nakao等人″A ROBUST DECENTRALIZED JOINTCONTROL BASED ON INTERFERENCE EXTIMATION″，IEEE TransIndustrial Electronics，1987年，IE-34第326-331页，示出了通过使用一次系统的最小次元的扰动观测器进行扰动抑制控制，来减小由转动惯量变化引起的控制系统的特性变化，并得到这样的结果：即使当负载的转动惯量发生1.7倍的变化时，该控制系统仍然是鲁棒性的(即特性变换很小)。Miyashita(宫下)等人，″A Tuningless Control of a Motor″(电机的无调谐控制)，2000年，第47-52页，示出了一种即使转动惯量发生10倍的变化时仍然保持鲁棒性的控制系统，其专利参考文献1已经被提交作为相关专利。
专利参考文献1的特征在于，当对惯量远大于电机转矩的机械系统进行驱动时，通过使用扰动观测器执行扰动抑制控制，从速度控制部分来看，机械系统的转动惯量被控制到非常小的程度。
专利参考文献1：JP-A-10-248286
专利参考文献2：JP-A-2002-229605
发明内容
本发明将要解决的问题
尽管没有在专利参考文献1中明确记载，但是根据上述Miyashita等人的参考文献，存在这样的问题，即，根据现有技术的扰动抑制控制方法仅仅可以确保转动惯量比10倍为止的控制性能。
类似于Miyashita等人的参考文献，如图16所示，通过利用一次扰动观测器构成扰动抑制控制。据此，在速度控制部分16和转矩(推力)控制部分17之间，增加了由虚线表示的惯量变化抑制部分13。该惯量变化抑制部分13包括扰动观测器10，用于根据电机速度和转矩(推力)指令计算扰动因子；以及转矩控制部分17，用于将其输出乘以增益12再加上作为推定扰动转矩(推力)的转矩(推力)指令(加法器103)，并将其作为新的转矩(推力)指令输出。
图17示出了以这样的方式，通过使用惯量变化抑制部分13，利用计算机对电机速度进行仿真的结果的例子。图17的曲线(a)示出了这样一种情形，即转动惯量比为0倍(电机本身)，且在使响应稳定的情形下调节增益。当使转动惯量比为其自身的10倍时，获得了图17的曲线(b)的响应，当查看电机速度刚刚从加速变为匀速之后的波形、以及该速度刚刚从减速变为零速之后的波形进行时，其响应基本上与0倍时的响应保持相同。如图17的曲线(c)所示，当使转动惯量为25倍时，发生振荡且系统变得不稳定。
如从该例子中所知的，在现有技术的方法中，仅仅在转动惯量比最多变化10倍时，才可以进行稳定的控制。
此外，在图15(a)的通常的位置控制系统或者图16所示的结合了扰动抑制控制的位置控制系统中，经常加入前向反馈，用以在位置增益增加到上限之后进一步缩短定位的时间。这里，图16构成第一现有技术的控制框图。
图20示出了第二现有技术的控制框图。例如，如该图所示，可以将速度前向反馈整合到已整合了第一现有技术的扰动抑制控制的位置控制系统之中。在该图中，根据位置指令，并通过速度FF部分1D，作为位置控制部分15的输出的速度指令与速度前向反馈信号相加。此外，在下文(尤其是附图)中，前向反馈被缩写为FF。通常，通过利用微分器或者近似微分器(通过低通滤波器与微分器的组合或者通过高通滤波器构成)来构成该速度FF部分1D。
图21示出了在第二现有技术中速度FF部分1D内的速度FF增益(未示出)被设置为90％时的定位操作时的响应(计算机仿真结果)。在该图中，示出了在速度控制部分16中设置正确的转动惯量(惯性质量)比时的电机速度波形、以及当将速度控制部分16保持原样而增加负载的转动惯量(惯性质量)比使得转动惯量比增大(2倍，10倍)时的电机速度波形。此外，位置指令速度表示将位置指令微分后得到的速度分量。如果在位置控制系统的响应中没有时间滞后，则电机的速度与位置指令速度相一致。
当与图17的结果比较时，尽管当转动惯量比为0倍、2倍时通过前向反馈的影响加速了响应，但是当转动惯量比为10倍时，电机速度刚刚从加速变到匀速之后的波形以及当电机速度刚刚从减速变到零速之后的波形是振荡的，且该控制系统变得不稳定。即，已知当应用速度FF时，相对于转动惯量变化，鲁棒性范围从10倍恶化为大约2倍。
图22示出了第三现有技术的控制框图。为了缩短定位时间，如通过该图所示的，在结合了作为第一现有技术的扰动抑制控制的位置控制系统中，常常添加速度FF和转矩FF。在该图中，根据输入了位置指令的指令过滤器部分1F的输出，并通过速度FF部分1D，作为位置控制部分15的输出的速度指令与速度FF信号相加，同时通过转矩FF部分1E与转矩指令相加。可以通过与微分器2级串联的2次微分器或与近似微分器2级串联的2次微分器，来实现转矩FF部分1E。
图23示出了在第三现有技术中，当速度FF部分1D内的速度FF增益(未示出)被设置为100％且转矩FF增益被设置为70％时的定位操作时的响应。在该图中，示出了在速度控制部分16中设置正确的转动惯量(惯性质量)比时的电机速度波形、以及当将速度控制部分16保持原样而增加负载的转动惯量(惯性质量)比使得转动惯量比增大(3倍，10倍)时的电机速度波形。当与图17的结果比较时，尽管当转动惯量比为0倍、3倍时通过前向反馈的影响加速了响应，但是当转动惯量比为10倍时，电机速度刚刚从加速变到匀速之后的波形以及刚刚从减速变到零速之后的波形是振荡的，且该控制系统变得不稳定。即，已知当应用速度FF和转矩FF时，相对于转动惯量变化，鲁棒性范围从10倍恶化为大约3倍。
如上所述，存在这样一种重要的问题，即，当在应用了惯量变化抑制部分13的现有技术的位置控制系统中应用前向反馈的时候，相对于转动惯量变化，鲁棒性范围从现有技术的10倍大幅度恶化到2至3倍。还存在这样一种重要的问题，即当希望增大转动惯量的容许变化范围时，需要减小前向反馈的影响，结果不能缩短定位时间，并且当期望充分缩短定位时间时，转动惯量的容许变化范围是大约2到3倍，由于使用范围变窄，因此没有实用性。
鉴于上述问题完成了本发明，且本发明的目的在于提供电机控制装置，该电机控制装置即使对于较大的转动惯量比(惯性质量比)也能够保证控制性能。
用于解决上述问题的装置
为了解决上述问题，根据本发明的第一结构，提供一种电机控制装置包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机位置之间的差，输出速度指令，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机的速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令，输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令和所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第二结构，提供第一结构中的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第三结构，提供第一结构中的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述速度指令，输出已相位超前的新的速度指令，以，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第四结构，提供第二结构中的电机控制装置，其中
所述第二相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
根据本发明的第五结构，提供所述第三结构中的电机控制装置，其中
所述第二相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
根据本发明的第六结构，提供所述第一结构中的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
根据本发明的第七结构，提供所述第三结构中的电机控制装置，其中
所述第一相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
根据本发明的第八结构，提供一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于通过输入速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第九结构，提供所述第八结构中的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
根据本发明的第十结构，提供一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机的位置之间的差，输出速度指令，
速度前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出速度前向反馈信号，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令与所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十一结构，提供第十结构中的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述电机的速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和与所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十二结构，提供第十结构中的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述第一相位补偿部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十三结构，提供一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机的位置之间的差，输出速度指令，
速度前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出速度前向反馈信号，
转矩前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出转矩前向反馈信号，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述转矩前向反馈信号之和与所述电机速度的和，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，从而输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令与所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十四结构，提供第十三结构中的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述转矩指令与所述转矩前向反馈信号之和与所述电机速度的和，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和与新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十五结构，提供第十三结构中的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述转矩指令与所述转矩前向反馈信号之和以及所述电机速度，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令与所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
根据本发明的第十六结构，提供所述第十结构或者所述第十三结构中的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
根据本发明的第十七结构，提供所述第十一结构或者第十四结构中的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
根据本发明的第十八结构，提供第十二结构或者第十五结构中的电机控制装置，其中
第一相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
根据本发明的第十九结构，提供所述第十二结构或者第十五结构中的电机控制装置，其中
第二相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式计算来所述低通滤波器的时间常数。
发明效果
根据本发明的第一结构，虽然没有改变伺服系统的参数，但即使当负载转动惯量的变化范围扩大到现有技术的1.5倍时也无需设置转动惯量比，并且可以确保伺服系统的性能。
根据本发明的第二结构，即使当负载转动惯量的变化范围扩大到现有技术的2.5倍时也无需设置转动惯量比，并且可以确保伺服系统的性能。此外，与权利要求1中记载的本发明相比，还实现了能够缩短定位时间的效果。
根据本发明的第三结构，即使当负载转动惯量的变化范围扩大到现有技术的3倍时也无需设置转动惯量比，并且可以确保伺服系统的性能。
并且，对于惯量的变化，由于形成了与设置了正确转动惯量比时相同的响应波形，因此通过在具有不同转动惯量比的多个轴上进行轨迹控制，还能够实现轨迹偏差较小的操作。
根据本发明的第四结构或第五结构，通过作为速度环增益的函数来自动地改变相位补偿部分中的低通滤波器的时间常数，在无需顾虑伺服系统性能变化的情况下，实现了能够改变速度环增益的效果。
根据本发明的第六结构或第七结构，通过作为速度环增益的函数来自动地改变相位补偿部分中的低通滤波器的截止频率，在无需顾虑伺服系统性能变化的情况下，实现了能够改变速度环增益的效果。
根据本发明的第八结构，即使在电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形中，尽管未改变伺服系统参数，仍实现了与所述电机控制装置作为位置控制装置操作时相类似的效果。
根据本发明的第九结构，即使在电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形中，通过作为速度环增益的函数来自动地改变相位补偿部分中的低通滤波器的时间常数，在无需顾虑伺服系统性能变化的情况下，实现了能够改变速度环增益的效果。
根据本发明的第十结构或第十一结构或第十二结构，当将速度前向反馈应用于位置控制系统中时，能够实现确保鲁棒性范围和提高响应速度二者兼顾的显著效果，解决了在现有技术中无法解决的问题。
根据本发明的第十三结构或第十四种结构或第十五结构，当将速度前向反馈和转矩前向反馈应用于位置控制系统中时，能够实现确保鲁棒性范围和高速形成响应二者兼顾的显著效果，解决了在现有技术中无法解决的问题。
根据本发明的第十六结构或第十八结构，通过作为速度环增益的函数来自动地改变相位补偿部分中的低通滤波器的截止频率，在无需顾虑伺服系统性能变化的情况下，实现了能够改变速度环增益的效果。
根据本发明的第十七结构或第十九结构，通过作为速度环增益的函数来自动地改变相位补偿部分中的低通滤波器的时间常数，在无需顾虑伺服系统性能变化的情况下，实现了能够改变速度环增益的效果。
附图说明
图1示出了本发明实施例1的控制框图。
图2示出了根据实施例1的惯量变化抑制部分的例子。
图3示出了根据实施例1的惯量变化抑制部分的其他例子。
图4示出了根据实施例1的惯量变化抑制部分的另外的例子。
图5示出了根据实施例1的一种相位补偿部分的控制框图。
图6示出了根据实施例1的、利用了一次扰动观测器和相位超前滤波器的位置控制系统的响应曲线图
图7示出了根据实施例1的、利用了一次扰动观测器和相位超前滤波器的位置控制系统的定位时间周期图。
图8示出了本发明实施例2的控制框图。
图9示出了根据实施例2的、利用了一次扰动观测器和相位补偿速度观测器的位置控制系统的定位时间周期曲线图。
图10示出了根据实施例2的位置控制系统的响应曲线图，其中所述的位置控制系统利用了所有的扰动观测器和相位补偿速度观测器以及低通滤波器。
图11示出了本发明实施例3的控制框图。
图12示出了根据实施例3的位置控制系统的响应曲线图，其中所述的位置控制系统利用了所有的扰动观测器和相位补偿速度观测器以及相位超前滤波器。
图13示出了当利用了根据实施例3的一次扰动观测器和相位补偿速度观测器时，相位补偿速度观测器的低通滤波器时间常数和速度环增益之间的关系图。
图14示出了当利用了根据实施例3的二次扰动观测器和相位补偿速度观测器时，相位补偿速度观测器的低通滤波器时间常数和速度环增益之间的关系图。
图15示出了常用电机的位置控制系统的框图。
图16示出了第一现有技术的控制框图。
图17示出了位置控制系统的响应曲线图，其中该位置控制系统应用了根据第一现有技术的一次扰动观测器。
图18示出了当利用了根据实施例1的一次扰动观测器和相位超前滤波器时，相位超前滤波器的低通滤波器截止频率和速度环增益之间的关系图。
图19示出了当利用了根据实施例1的二阶扰动观测器和相位超前滤波器时，相位超前滤波器的低通滤波器截止频率和速度环增益之间的关系图。
图20示出了第二现有技术的控制框图。
图21示出了位置控制系统的响应曲线图，其中该位置控制系统应用了根据第二现有技术的速度FF。
图22示出了第三现有技术的控制框图。
图23示出了位置控制系统的响应曲线图，其中该位置控制系统应用了根据第三现有技术的速度FF和转矩FF。
图24示出了本发明的实施例9的控制框图。
图25示出了位置控制系统的响应曲线图，其中该位置控制系统应用了根据实施例9的速度FF。
图26示出了本发明的实施例10的控制框图。
图27示出了位置控制系统的响应曲线图，其中该位置控制系统应用了根据实施例10的速度FF和转矩FF。
说明书的参考数字和标记
10扰动观测器
11低通滤波器
12增益
13惯量变化抑制部分
14相位补偿部分
15位置控制部分
16速度控制部分
17电机的转矩(推力)控制部分
18电机
19驱动部分
20速度控制系统
1A负载
1B位置检测部分
1C速度计算部分
1D速度前向反馈部分
1E转矩前向反馈部分
1F指令过滤器部分
21观测器增益
22观测器积分增益
23转动惯量(惯量)校正部分
24积分计算部分
31观测器增益
41观测器增益
42观测器增益
51低通滤波器
52高通滤波器
61相位补偿部分
62控制对象的模型
63控制器
64低通滤波器
101减法器
102减法器
103加法器
104减法器
208加法器
209减法器
具体实施方式
将参考如下附图解释根据本发明的电机控制装置的具体实施例。
实施例1
图1示出了控制框图，该控制框图示出了本发明的实施例1的结构。
在图1中，实施例1的电机控制装置包括：位置控制部分15，其用于根据位置指令和电机位置之间的差输出速度指令；相位补偿部分14，其用于执行速度指令的相位补偿；速度控制部分16，其用于根据相位补偿后的速度指令与电机速度之间的差产生转矩(推力)指令；惯量变化抑制部分13；转矩(推力)控制部分17；电机18；齿轮等的驱动部分19；负荷1A；位置检测部分1B，其用于检测电机18的位置；以及速度计算部分1C，其用于根据来自于位置检测部分1B的位置信号计算电机速度。所述惯量变化抑制部分13包括：扰动观测器10，其用于根据电机速度和转矩(推力)指令计算扰动因子；低通滤波器11，其用于除去上述输出中的高谐波噪音；以及加法器103，用于将上述输出乘以增益12再加上作为推定扰动转矩(推力)的转矩(推力)指令，从而将其作为新的转矩(推力)指令输出。
在具有上述结构的电机控制装置中，由包括功率放大器(未示出)的电机的转矩(推力)控制部分17对电机18进行驱动。由于电机18对机械(未示出)的驱动部分19进行驱动，因此当电机是旋转型电机时，成为负荷1A的机械的转动惯量与电机18的转动惯量相加。当电机是直线电机时，构成负载1A的机械的惯性质量与所述直线电机的惯性质量相加。在下文中，当包括旋转型电机和直线电机两者时，称作电机(当对其进行区分时，则称作旋转型电机或者直线电机)。
此外，尽管以下以旋转型电机为例进行说明，但是如果将转矩替换为推力，则能够以完全相同的方式在直线电机的情形中实施本发明。通过添加()的方式来表示直线电机中的术语替换，如“转矩(推力)”。
利用编码器、直线标尺等的位置检测部分1B对电机18的位置进行检测，并将位置检测部分1B的输出输入到速度计算部分1C，并根据检测出的位置来计算速度。微分器等可以用于速度计算部分1C。
根据本发明，为了解决现有技术的问题，如下所述，将惯量变化抑制部分13和相位补偿部分14整合到通常的速度控制系统中。
将速度指令输入到相位补偿部分14，并且将相位补偿部分14的输出作为新的速度指令。
新的速度指令与速度反馈信号之间的差被输入到速度控制部分16，且速度控制部分16的输出被输入到惯量变化抑制部分13。
可以通过将惯量变化抑制部分13的输出作为转矩(推力)指令输入到电机的转矩(推力)控制部分17，来构成速度控制系统。
此外，可以通过将位置检测部分1B的输出与位置指令之间的偏差输入到位置控制部分15，并使位置控制部分15的输出成为速度指令，来构成位置控制系统。
如图1所示，在惯量变化抑制部分13中，电机速度被输入到扰动观测器10，扰动观测器10的输出被输入到低通滤波器11，将低通滤波器11的输出乘以增益12后得到的输出与作为速度控制部分16的输出的的转矩(推力)指令相加，相加后的输出作为新的转矩(推力)指令输入到所述扰动观测器10，同时输入到电机的转矩(推力)控制部分17。尽管通常不需要低通滤波器11，但是在具有较大噪音的环境中使用低通滤波器11作为噪声滤波器。
扰动观测器10可以被构造为公知的扰动观测器。例如，如图2所示，可以通过2次扰动观测器构成扰动观测器10。
在图2的扰动观测器10中，电机速度和积分计算部分24的输出之的偏差乘以观测器增益21和观测器积分增益22，通过积分计算部分24对这两个输出之和与转动惯量(惯性质量)校正部分23的输出的和进行积分，然后计算积分值和电机速度之间的差，以进行反馈。在该图中，数字201表示减法器，数字202、203表示加法器。
或者，可以通过如图3所示的一次扰动观测器构成所述扰动观测器10。
根据图3的扰动观测器10，用电机速度和积分计算部分24的输出之间的差乘以观测器增益31，其输出与转动惯量(惯性质量)校正部分33的输出的和被通过积分计算部分24进行积分，然后计算积分值和电机速度之间的差作为反馈。
或者，如图4所示，通过其他一次扰动观测器构成所述扰动观测器10。
根据图4的扰动观测器10，电机速度乘以观测器增益41，其输出加上新的转矩(推力)指令减去积分计算部分24的输出，然后乘以观测器增益42，将所获得的结果输入积分计算部分24。积分计算部分24的输出与观测器增益41的输出之间的差被输出到低通滤波器11。在该图中，数字205表示加减法器，数字206表示减法器。
根据第一实施例的相位补偿部分或者根据第三实施例的第一相位补偿部分的目的在于将相位超前某一特定频带范围，不仅仅是由低通滤波器引起相位超前，甚至在不必要的的低通频带中仅仅由高通滤波器将相位超前，而且在高通滤波器中，固有的速度环增益或者通过速度积分补偿的低频带增益也下降了。因此，例如图5所示，相位补偿部分14可以是使用相位超前滤波器的控制块，其设置有低通滤波器51和高通滤波器52，并通过加法器207将其输出相加然后输出。
通常，通过公式(8)表示相位超前滤波器的传递函数G(s)，通过使低通滤波器的时间常数T1和高通滤波器的时间常数T2之间的关系变成条件1/T2＜1/T1，来调节各个时间常数，由此，即通过将低通滤波器截止频率ω1(＝1/T1)和将高通滤波器截止频率ω2(＝1/T2)之间的关系变为ω2＜ω1，可以改善相位滞后。当所述条件相反时，所构成的相位滞后滤波器将失去使相位超前的效果。
G(s)＝(1+sT2)/(1+sT1)
＝1/(1+sT1)+sT2/(1+sT1)
＝ω1/(ω1+s)+T2ω1s/(ω1+s)        (8)
此外，相位超前滤波器的结构还可以写作如以下公式(9)所示的。
G(s)＝ω1/(ω1+s)+T2ω1s/(ω2+s)    (9)
在这种情况下，通过使低通滤波器51的截止频率大于高通滤波器52的截止频率，构成了相位超前滤波器。
图6示出了当通过一次扰动观测器构成惯量变化抑制部分并使用相位超前滤波器作为相位补偿部分时的计算机仿真结果。
图6示出了当对速度控制部分设置正确的转动惯量(惯性质量)比时的电机速度，以及示出了当在本实施例的结构中转动惯量(惯性质量)比是0倍、5倍、10倍、15倍时的电机速度(计算机仿真结果)。在该图中，当对电机速度刚刚从加速变化到匀速之后的波形以及刚刚从减速变化到零速之后的波形(在该图中由椭圆围绕的部分)进行比较时，在转动惯量(惯性质量)比是0倍、5倍、10倍、15倍时所有的曲线重叠在一起，从而构成了大体上相同的响应。
即，根据该实施例，能够补偿高达15倍的转动惯量(惯性质量)比，并且鲁棒性性能被提升为现有技术的1.5倍。
因此，根据该实施例，能够在比现有技术更广的转动惯量(惯性质量)比的情况下使控制系统稳定，并且定位响应变得恒定而与负载无关。
实施例2
尽管根据实施例1，可以提升控制系统的稳定性并且拓宽了稳定的转动惯量(惯性质量)比，但是由于在该位置控制系统中加入了滤波器，因此存在响应被延迟的问题。图7示出了例如当转动惯量(惯性质量)比是15倍时执行实施例1的控制的情况，以及当转动惯量(惯性质量)比是0倍时的定位响应。图7示出了对定位时间进行比较的结果，已知当对位置偏差波形变为0的时间进行比较时，与将转动惯量(惯性质量)比设置为正确值时相比，定位时间延长了。此外，众所周知转动惯量(惯性质量)比越大，定位时间延长的越多。
为了解决该问题，作为相位补偿部分，例如可以使用本申请人在JP-A-2002-229605(专利参考文献2)中记载的速度观测器，如图8中所示的那样构成控制块。
根据图8(a)所示的实施例2，取代具有图1所示的实施例1结构的相位补偿部分14，提供了相位补偿部分61，用于根据转矩(推力)指令以及电机速度执行相位补偿。即，速度计算部分1C的输出被输入到相位补偿部分61以及惯量变化抑制部分13内的扰动观测器10，相位补偿部分61的输出(电机的推定速度)成为新的速度反馈信号。根据相位补偿部分61，如图8(b)所示，转矩(推力)指令被输入到控制对象的模型62，其输出通过低通滤波器64，从而产生相位补偿信号，该输出和电机速度之间的差通过控制器63被反馈到输入了转矩(推力)指令的加法器208。在该图中，数字208表示加法器，数字209表示减法器。
再参考图8(a)，通过减法器104产生速度指令和新的速度反馈信号之间的差，然后将其输入到速度控制部分16，该速度控制部分16的输出被输入到相位补偿部分61和惯量变化抑制部分13。
可以通过将惯量变化抑制部分13的输出作为新的转矩(推力)指令输入到电机的转矩(推力)控制部分17，来构成速度控制系统。如专利参考文献2所述，由于该速度观测器不仅可以推定速度而且可以使相位超前，因此，通过使速度控制系统的相位超前，可以提高位置控制系统的相位裕度。由此，可以使响应稳定并且可以拓宽惯性的变化范围。
图9示出了当对速度控制部分16设置正确的转动惯量(惯性质量)比时的电机速度，以及示出了在本实施例2的速度控制部分处转动惯量(惯性质量)比是0倍、25倍时的电机位置偏差波形(计算机仿真结果)。由于0倍和25倍的曲线图重叠，因此可以证实这样的效果，即，在转动惯量比为0倍和25倍时，定位时间基本上相同。
此外，与对速度计算部分设置正确的转动惯量(惯性质量)比时相比，定位时间缩短。
即，在本实施例中实现了这样的效果：在转动惯量(惯性质量)的范围比现有技术中的实例更广的情况下仍能够使控制系统稳定；并且通过使定位响应恒定而与负载无关，与设置正确的转动惯量比(惯性质量)时相比，可以缩短定位时间。
实施例3
对于实施例2的结构，与对速度控制系统设置正确的转动惯量(惯性质量)比时相比，响应往往变得快速，并且非常适用于定位操作等。
然而，在轨迹控制操作中，例如需要平衡X和Y两轴的操作，如果仅仅一个轴的响应过于迅速，并没有改善跟踪的精度。在这种情况下，需要与设置了正确的转动惯量(惯性质量)比时相同的响应。
尽管通常在实施例2的结构中，为了或多或少地延迟调整响应，易于想到对位置指令应用低通滤波器。在这种情况下，如图10所示，即使在与转动惯量(惯性质量)比匹配的情况下的响应与定位时间相符，但响应的全部波形被改变了，无法实现相同的响应。
为了解决上述问题，认为在具有鲁棒特性的同时或多或少延迟响应的补偿方法是不可缺少的，并且设想将实施例1的相位补偿部分和实施例2的相位补偿部分结合起来。
具体地，如图11所示，将惯量变化抑制部分13和第一相位补偿部分14(与实施例1的相位补偿部分14相同)以及第二相位补偿部分61(与实施例2的相位补偿部分61相同)整合到通常的速度控制系统中。
速度指令被输入到第一相位补偿部分14中，并且将第一相位补偿部分14的输出作为新的速度指令。
使用第二相位补偿部分61的输出作为新的速度反馈信号，新的速度指令和新的速度反馈信号之间的差被输入到速度控制部分16，并且速度控制部分16的输出被输入到惯量变化抑制部分13和第二相位补偿部分61。
通过将惯量变化抑制部分13的输出作为新的转矩(推力)指令输入到电机的转矩(推力)控制部分17，来构成速度控制系统。
此外，可以与第一实施例相类似地，如图5所示的那样构成第一相位补偿部分，并且可以与实施例2相类似地，如图8(b)所示的那样构成第二相位补偿部分。
图12示出了当对速度控制部分16设置正确的转动惯量(惯性质量)比时的电机速度，以及示出了在本实施例中当转动惯量(惯性质量)比是0倍、15倍、25倍、30倍时的电机速度(计算机仿真结果)。在该图中，当对电机速度刚刚从加速变化到匀速之后的波形以及刚刚从减速变化到零速之后的波形(在该图中由椭圆围绕的部分)进行比较时，所有的曲线重叠在一起，从而形成基本上相同的响应。即，通过将第一和第二两个相位补偿部分结合起来，响应与当设置了正确的转动惯量(惯性质量)比时基本上相同；此外，相对于惯量变化的鲁棒性范围被拓宽到高达30倍。
根据本实施例，实现了这样的效果，即与现有技术的10倍相比，能够使更广的、高达30倍的转动惯量(惯性质量)比的控制系统稳定，并且能够使定位响应与设置了正确的转动惯量(惯性质量)比时的定位响应相当而与负载无关。
实施例4
如实施例2所说明的，在控制系统中没有设置转动惯量(惯性质量)比的情况下，如图8(a)所示，可以仅仅通过惯量变化抑制部分13和相位补偿部分61对惯量变化进行抑制。在这种情况下，当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)增加时，由于在应当被相位补偿部分61补偿的相位中产生了偏差，因此产生了振荡。由此，需要根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)对相位补偿部分61补偿的相位进行再调整。
例如，当对专利参考文献2中记载的速度观测器的相位进行补偿时，如图8(b)所示，通过速度观测器的低通滤波器64的时间常数对将被补偿的相位量进行设置。当通过仿真或者实际的试验确定了该低通滤波器64的时间常数时，可以绘出如图13或者图14所示的曲线图。在所述图中，标记○表示实测数据，虚线绘出了对实测数据进行插值的近似公式。
此外，根据所述曲线图，例如对于一次扰动观测器的情形，根据图13，可以通过如公式(4)示出的一次函数来确定近似公式。可以根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)的设定值对速度观测器的低通滤波器的时间常数LPF进行设置。
LPF＝a×Kv+b                 (4)
此外，如图14所示，对于二次扰动观测器的情形，可以通过公式(5)的二次函数进行近似。
LPF＝a×Kv 2+b×Kv+c  (5)
因此，通过利用这样的近似公式，例如当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过该函数改变速度观测器的低通滤波器64的时间常数，并且可以自动地对相位补偿值进行再调整。
实施例5
例如，即使当在实施例3中使用第二相位补偿部分61构成如专利参考文献2所示的速度观测器时，类似于实施例4，需要根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)改变速度观测器的低通滤波器64的时间常数，其中所述的速度观测器构成了图8(b)所示的第二相位补偿部分61。
当通过仿真或者实际试验确定了速度观测器的低通滤波器64的时间常数时，可以绘出如图13或者图14所示的曲线图。在该图中，标记○表示实测数据，虚线绘出了对实测数据进行插值的近似公式。
类似于实施例4，根据插值近似公式，例如对于一次扰动观测器的情形，可以通过图13的一次函数，根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)Kv来确定速度观测器的低通滤波器的时间常数LPF。
此外，对于二次扰动观测器的情形，可以通过图14的二次函数，根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)Kv来确定速度观测器的低通滤波器的时间常数LPF。
因此，通过利用该近似公式，例如，当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过上述函数改变速度观测器的低通滤波器64的时间常数，并且可以自动地对相位补偿值进行再调整。
此外，类似于第一相位补偿部分14和第二相位补偿部分，通过仿真或者实际试验，可以根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)Kv的函数确定低通滤波器51和高通滤波器52的时间常数。因此，通过使用这样的近似公式，例如，当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)发生变化时，可以自动地对相位补偿值进行再调整。
实施例6
在如实施例1所述的控制系统中没有设置转动惯量(惯性质量)比的情况下，可以仅仅通过如图1所示的惯量变化抑制部分13和相位补偿部分14对惯量变化进行抑制。在这种情况下，当该速度控制部分16中的速度环增益(未示出)增加时，由于应当由相位补偿部分61补偿的相位中产生偏差，因此产生了振荡。由此，需要根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)对相位补偿部分14补偿的相位进行再调整。
例如，当使用相位超前滤波器作为相位补偿部分14时，如图5所示，通过低通滤波器51和高通滤波器52的截止频率设置补偿的相位量。当通过仿真或者实际试验确定了低通滤波器51的截止频率时，可以绘出如图18和图19所示的曲线图。在所述图中，标记○表示实测数据，虚线绘出了对实测数据进行插值的近似公式。
此外，当根据所述曲线图时，例如，对于一次扰动观测器的情形，根据图18，可以通过公式(6)所示的二次函数确定近似公式。可以根据速度控制部分16中速度环增益(未示出)的设定值来设置相位超前滤波器的低通滤波器的截止频率fc。
fc＝a×Kv 2+b×Kv+c    (6)
此外，对于二次扰动观测器的情形，如图19所示，可以通过公式(7)的一次函数对截止频率fc进行近似。
fc＝a×Kv+b           (7)
因此，通过利用这样的近似公式，例如，当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过上述函数改变相位超前滤波器的低通滤波器51的截止频率，并且可以自动地对相位补偿值进行再调整。
实施例7
例如，即使当根据实施例3使用第一相位补偿部分14作为相位超前滤波器时，类似于实施例6，也需要根据该速度控制部分16中的速度环增益(未示出)改变相位超前滤波器的低通滤波器51的截止频率，其中所述的相位超前滤波器是图5所示的第一相位补偿部分14。
当通过仿真或者实际试验确定了相位超前滤波器的低通滤波器51的截止频率时，可以绘出如图18和图19所示的曲线图。在所述图中，标记○表示实测数据，虚线绘出了对实测数据进行插值的近似公式。
根据插值近似公式，类似于实施例6，例如对于一次扰动观测器的情形，可以通过图18的二次函数，根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)Kv确定相位超前滤波器的低通滤波器的截止频率fc。
此外，对于二次扰动观测器的情形，可以通过图19的一次函数，根据速度控制部分16中的速度环增益(未示出)Kv来确定相位超前滤波器的低通滤波器的截止频率fc。
因此，通过使用这样的近似公式，例如当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过上述函数改变相位超前滤波器的低通滤波器51的截止频率，并且可以自动地对相位补偿值进行再调整。
实施例8
至此，已经在电机控制装置主要作为位置控制装置进行操作的前提下进行了说明。在实施例8中，将要对电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形进行说明，其实现了与电机控制装置作为位置控制装置进行操作情形相同的效果。此外，具有第八结构的本发明到具有第十一结构的本发明，都是电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形。
在对实施例2进行说明的图8(a)的结构中，众所周知：除了通过将位置检测部分1B输出和位置指令之间的差输入到位置控制部分15、并将位置控制部分15的输出作为速度指令的方式构成的位置控制系统之外，该电机控制装置还作为速度控制装置来操作。
在这种情况下，由于是下述方式构成：配置用于根据转矩(推力)指令和电机速度进行相位补偿的相位补偿部分61，速度计算部分1C的输出被输入到相位补偿部分61和惯量变化抑制部分13中的扰动观测器10，并且相位补偿部分61的输出(电机的推定速度)被用作新的速度反馈信号，因此电机控制装置作为位置控制装置操作的情形与其作为速度控制装置操作的情形相比，结构并没有发生变化。
因此，即使在电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形中，即使对于较大的转动惯量比(惯性质量比)，仍然可以确保控制性能。
此外，在电机控制装置作为速度控制装置进行操作的情形中，具有相同标记的各个部分的作用和效果，与当该电机控制装置被作为位置控制装置操作时的说明中具有相同标记的各个部分的作用和效果相同，因此省略了对它们的说明。
实施例9
根据本实施例，将要对本发明的一个实施例进行说明，其解决了如第二现有技术所述的、具有速度FF的位置控制系统的问题。图24示出了本发明实施例9的控制框图，其示出了将速度前向反馈添加到图11所示的第三实施例结构后得到的结构。
类似于图11，惯量变化抑制部分13和第一相位补偿部分14(与实施例1的相位补偿部分1相同)以及第二相位补偿部分61(与实施例2的相位补偿部分61相同)被整合到通常的速度控制系统中。在该图中，速度指令被输入到第一相位补偿部分14中，且使用第一相位补偿部分14的输出作为新的速度指令。使用第二相位补偿部分61的输出作为新的速度反馈信号，且将该新的速度反馈信号和新的速度指令之间的差输入到速度控制部分16，速度控制部分16的输出被输入到惯量变化补偿部分13和第二相位补偿部分61。可以通过将惯量变化抑制部分13的输出作为新的转矩(推力)指令输入到转矩(推力)控制部分17，来构成速度控制系统。此外，可以如图5所示地构成第一相位补偿部分，且如图8(b)所示地构成第二相位补偿部分。
接下来，为了根据位置指令来应用速度FF，所述位置指令被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到第一相位补偿部分14。通常，通过使用微分器或者近似微分器(通过将低通滤波器与微分器的组合或通过高通滤波器来构成)(未示出)来构成用于产生速度FF信号的速度FF部分1D。
图25示出了本发明的第九实施例中速度FF部分1D中的速度FF增益(未示出)被设置为90％时的定位操作时的响应(计算机仿真结果)。在该图中，示出了对于不带负载的电机本身(转动惯量为0倍)，对速度控制部分16设置0倍的正确转动惯量(惯性质量)比时的电机的速度波形，并且示出了当按照原样设置速度控制部分16、且通过添加和变化负载增加负载惯量，使得实际的转动惯量(惯性质量)比变得很大时(10倍、15倍)的电机的速度波形。此外，在该图中的位置指令速度表示对位置指令执行微分后的速度分量。
与图21的第二现有技术的结果相比，即使当转动惯量比变为10倍时，仍能够使响应稳定。此外，当转动惯量比变为15倍时，尽管在电机速度刚刚从加速变化到匀速之后的波形中或刚刚从减速变化到零速之后的波形中导致了振荡，但是该振荡小于第二现有技术的振荡。
即，根据第二现有技术，如图21所示，当应用了速度FF时，相对于转动惯量变化的鲁棒性范围从10倍恶化为大约2倍，然而根据本发明的第九实施例，可以确保高达10倍的鲁棒性范围。此外，与图12的第三实施例的速度响应相比，显然，速度FF使响应加快了。因此，通过本发明的第九实施例，可以解决同时兼顾确保鲁棒性范围和高速形成响应的问题，而这是在现有技术中所不能实现的。
实施例10
根据本实施例，将要对本发明的一个实施例进行说明，其能够解决如第三现有技术所述的、具有速度FF和转矩FF的位置控制系统的问题。图26示出了本发明实施例10的控制框图，其示出了将速度FF和转矩FF添加到图11所示的第三实施例结构后得到的结构。
类似于图11，惯量变化抑制部分13和第一相位补偿部分14(与实施例1的相位补偿部分1相同)以及第二相位补偿部分61(与实施例2的相位补偿部分61相同)被整合到通常的速度控制系统中。在该图中，速度指令被输入到第一相位补偿部分14中，且第一相位补偿部分14的输出被用作新的速度指令。第二相位补偿部分16的输出被用作新的速度反馈信号，该新的速度反馈信号和新的速度信号之间的偏差被输入到速度控制部分16，所述速度控制部分16的输出被输入到惯量变化抑制部分13和第二相位补偿部分61。可以通过将惯量变化抑制部分13的输出作为新的转矩(推力)指令输入到电机的转矩(推力)控制部分17，来构成速度控制系统。此外，可以如图5所示地构成第一相位补偿部分，且如图8(b)所示地构成第二相位补偿部分。
接下来，为了根据位置指令来应用速度FF，所述位置指令被输入到指令过滤器部分1F，指令过滤器部分1F的输出被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到第一相位补偿部分14。接下来，为了应用转矩FF，指令过滤器部分1F的输出被输入到转矩FF部分1E，转矩FF部分1E的输出与前述速度控制部分16的输出相加，并作为转矩(推力)指令输入到加法器103和第二相位补偿部分61。根据本实施例，为了使作为速度FF部分1D和转矩FF部分1E的输出的前向反馈信号平滑，将位置指令输入到指令过滤器部分1F。例如，可以通过作为一次低通滤波器的指数加速或者减速、二次滤波器(例如，低通滤波器)或者滑动平均滤波器等来构成指令过滤器部分。此外，当位置指令平滑时，可以省略指令过滤器部分，并且位置指令被直接输入到速度FF部分1D或者转矩FF部分1F。
通常，通过使用微分器或者近似微分器(通过低通滤波器与微分器的组合或者通过高通滤波器来构成)(未示出)来构成用于产生速度FF信号的速度部分1D。通常，通过使用两级微分器或者两级近似微分器串联(通过将低通滤波器与微分器的组合或者通过高通滤波器来构成)(未示出)来构成用于产生转矩FF信号的转矩FF部分1E。或者，尽管未示出，速度FF部分1D的输出可以被输入到转矩FF部分1E。在这种情况下，通过微分器或者近似微分器的一级来构成转矩FF部分1E。
图27示出了在本发明的第十实施例中，当速度FF部分1D中的速度FF增益(未示出)被设置为100％且转矩FF增益被设置为70％时的定位操作时的响应(计算机仿真结果)。在该图中，示出了对于不带负载的电机本身(转动惯量为0倍)，对速度控制部分16设置0倍的正确转动惯量(惯性质量)比时的电机的速度波形，并且示出了当按照原样设置速度控制部分16、且通过添加和变化负载增加负载惯量，使得实际的转动惯量(惯性质量)比变得很大时(10倍、15倍)的电机的速度波形。这里，由于将指令过滤器部分1F用作低通滤波器，因此由于滤波器的影响，与图25的速度响应相比或多或少地延迟了响应。然而，由于加速或者减速变得平滑，因此实现了柔和地对机械施加转矩(推力)的效果。
当与图23的第三现有技术的结果相比时，即使当转动惯量比变成10倍时也可以使响应稳定。此外，当转动惯量比为15倍时，尽管在电机速度刚刚从加速变化到匀速之后的波形中或刚刚从减速变化到零速之后的波形中导致了振荡，但是该振荡小于第三现有技术的振荡。
即，根据第三现有技术，如图23所示，当应用了速度FF和转矩FF时，相对于转动惯量变化的鲁棒性范围从10倍恶化为大约3倍，然而根据本发明的第十实施例，可以确保高达10倍的鲁棒性范围。此外，与图12的第三实施例的速度响应相比，显然，速度FF和转矩FF使响应加快了。因此，根据本发明的第十实施例，可以解决使确保鲁棒性范围和高速形成响应相共存的问题，而这是在现有技术中所不能实现的。
实施例11
尽管本发明的第九和第十实施例示出了对第三实施例的结构应用速度FF和转矩FF的结构，然而当然也可以对第一实施例应用前向反馈。
作为本发明的第十一实施例，尽管未示出，将对在图1的结构中根据位置指令来应用速度FF的结构进行说明。位置指令被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与前述位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到相位补偿部分14。通常，通过使用微分器或者近似微分器来构成速度FF部分1D。
此外，尽管未示出，在图1的结构中，当相位补偿部分14的时间滞后和前向反馈的特性不相匹配时，在位置偏差的波形中造成了过冲。在这种情况下，通过与速度FF部分1D中的微分器或者近似微分器串联地添加滤波器以及调节速度FF增益和滤波器的参数(时间常数等)，从位置偏差的响应波形中除去该过冲。
实施例12
作为本发明的第十二实施例，尽管未示出，将对在图1的结构中根据位置指令来应用速度FF以及转矩FF的结构进行说明。为了根据位置指令来应用速度FF，位置指令被输入到指令过滤器部分1F，指令过滤器部分1F的输出被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与前述位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到相位补偿部分14。接下来，为了应用转矩FF，指令过滤器部分1F的输出被输入到转矩FF部分1E，转矩FF部分1E的输出与前述速度控制部分16的输出相加，然后作为转矩(推力)指令输入到加法器103。根据本实施例，为了使作为速度FF部分1D和转矩FF部分1E的输出的前向反馈信号变得平滑，将位置指令输入到指令过滤器部分1F。例如，可以通过作为一次低通滤波器的指数加速或者减速、二次滤波器(例如，低通滤波器)或者滑动平均滤波器等来构成指令过滤器部分。此外，当位置指令平滑时，可以省略指令过滤器部分，并且位置指令被直接输入到速度FF部分1D以及转矩FF部分1E。
此外，通常通过利用微分器或者近似微分器构成速度FF部分1D。此外，通常通过利用两级微分器或者两级近似微分器串联从而构成转矩FF部分1E。或者，尽管未示出，速度FF部分1D的输出可以被输入到转矩FF部分1E。在这种情况下，通过微分器或者近似微分器的一级来构成转矩FF部分1E。此外，当相位补偿部分14的时间滞后与前向反馈特征不相匹配时，可能由于位置偏差的波形而造成了过冲。在那种情况下，通过与速度FF部分1D中的微分器或者近似微分器串联地添加滤波器或者调节速度FF增益和该滤波器的参数(时间常数等)，从位置偏差的响应波形中除去该过冲。
实施例13
尽管本发明的第九或者第十实施例，示出了对第三实施例的结构应用速度FF或转矩FF的结构，然而当然也可以对第二实施例应用前向反馈。
作为本发明的第十三实施例，尽管未示出，将对在图8的结构中根据位置指令来应用速度FF的结构进行说明。位置指令被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与前述位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到减法器104。
通常使用微分器或者近似微分器来构成速度FF部分1D。
此外，尽管未示出，当由于根据图8结构中的位置指令应用速度FF而使得相位补偿部分61的相位超前效果与前向反馈特性不相匹配时，在位置偏差的波形中造成了过冲。在那种情况下，通过与速度FF部分1D中的微分器或者近似微分器串联地添加滤波器以及调节速度FF增益和该滤波器的参数(时间常数等)，从位置偏差的响应波形中除去该过冲。
实施例14
作为本发明的第十二实施例，尽管未示出，将对在图8的结构中根据位置指令应用速度FF以及转矩FF的结构进行说明。为了根据位置指令应用速度FF，位置指令被输入到指令过滤器部分1F，指令过滤器部分1F的输出被输入到速度FF部分1D，速度FF部分1D的输出与前述位置控制部分15的输出相加，然后作为速度指令输入到减法器104。接下来，为了应用转矩FF，指令过滤器部分1F的输出被输入到转矩FF部分1E，转矩FF部分1E的输出与速度控制部分16的输出相加，然后作为转矩(推力)指令输入到加法器103和相位补偿部分61。根据本实施例，为了使构成速度FF部分1D和转矩FF部分1E的输出的前向反馈信号变得平滑，将位置指令输入到指令过滤器部分1F。例如，可以通过作为一次低通滤波器的指数加速或者减速、二次滤波器(例如，低通滤波器)或者滑动平均滤波器等来构成该指令过滤器部分1F。此外，当位置指令平滑时，可以省略指令过滤器部分1F，并且位置指令被直接输入到速度FF部分1D以及转矩FF部分1E。
通常通过利用微分器或者近似微分器构成速度FF部分1D。此外，通常通过利用两级微分器或者两级近似微分器串联从而构成转矩FF部分。或者，尽管未示出，速度FF部分1D的输出可以被输入到转矩FF部分1E。在这种情况下，通过微分器或者近似微分器的一级来构成转矩FF部分1E。
此外，根据本发明的实施例9到实施例14，即使在对位置控制系统应用了速度前向反馈的情形中，或者在应用了速度前向反馈和转矩前向反馈的情形中，类似于第四实施例，当该速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过公式(4)或者公式(5)的函数改变速度观测器的低通滤波器64的时间常数，从而自动地对相位补偿值进行再调整。此外，类似于第六实施例，当速度控制部分16中的速度环增益(未示出)变化时，可以通过公式(6)或者公式(7)的函数改变相位超前滤波器的低通滤波器51的截止频率，从而自动地对相位补偿值进行再调整。
工业实用性
本发明通过惯量变化抑制部分和相位补偿部分对设置转动惯量(惯性质量)比的偏差进行补偿，因此可以在不设置转动惯量(惯性质量)比的情况下仍能够正常地驱动电机，并且能够适用于电机(直线电机)的控制装置，为转动惯量(惯性质量)比变化的机械自动地补偿变化。

Claims (19)

1.一种电机控制装置包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机位置之间的差，输出速度指令，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机的速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令，输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令和所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
2.根据权利要求1的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
3.根据权利要求1的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述速度指令，输出已相位超前的新的速度指令，以，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
4.根据权利要求2的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
5.根据权利要求3的电机控制装置，其中
所述第二相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
6.根据权利要求1的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
7.根据权利要求3的电机控制装置，其中
所述第一相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
8.一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于通过输入速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
9.根据权利要求8的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
10.一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机的位置之间的差，输出速度指令，
速度前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出速度前向反馈信号，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述电机速度，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令与所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
11.根据权利要求10的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述电机的速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和与所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
12.根据权利要求10的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述第一相位补偿部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述所述电机速度和所述转矩指令，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令和所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
13.一种电机控制装置，包括：
位置检测部分，用于检测电机位置，所述电机对转动惯量或惯性质量未知的机械进行驱动，
速度计算部分，用于通过输入所述位置检测部分的输出，输出所述电机的速度，
位置控制部分，用于通过输入位置指令和所述电机的位置之间的差，输出速度指令，
速度前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出速度前向反馈信号，
转矩前向反馈部分，用于通过输入所述位置指令，输出转矩前向反馈信号，
惯量变化抑制部分，用于通过输入转矩指令和所述转矩前向反馈信号之和与所述电机速度的和，推定所述电机的扰动，从而输出新的转矩指令，
转矩控制部分，用于通过输入所述新的转矩指令，控制所述电机的转矩，
相位补偿部分，用于通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，从而输出已相位超前的新的速度指令，以及
速度控制部分，用于通过输入所述新的速度指令与所述电机速度之间的差，输出所述转矩指令。
14.根据权利要求13的电机控制装置，进一步包括：
相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述转矩指令与所述转矩前向反馈信号之和与所述电机速度的和，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述速度指令和所述速度前向反馈信号之和与新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
15.根据权利要求13的电机控制装置，进一步包括：
第一相位补偿部分，用于取代前述相位补偿部分，通过输入所述速度指令与所述速度前向反馈信号之和，输出已相位超前的新的速度指令，
第二相位补偿部分，用于通过输入所述转矩指令与所述转矩前向反馈信号之和以及所述电机速度，输出已相位超前的新的速度，以及
速度控制部分，用于取代前述速度控制部分，通过输入所述新的速度指令与所述新的速度之间的差，输出所述转矩指令。
16.根据权利要求10或13的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
17.根据权利要求11或14的电机控制装置，其中
所述相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的时间常数。
18.根据权利要求12或15的电机控制装置，其中
第一相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式来计算所述低通滤波器的截止频率。
19.根据权利要求12或15的电机控制装置，其中
第二相位补偿部分包括低通滤波器，并且通过将速度环增益作为自变量的多项式计算来所述低通滤波器的时间常数。
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