CN102969971A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了电动机控制装置。电动机控制装置包括检测电动机位置的位置检测器。速度运算器计算电动机的第一速度。位置控制器输出第一速度指令。速度控制器取得第一速度指令和电动机的第二速度之间的差来输出第一转矩/推力指令。相位补偿器包括使第二速度的相位提前的低通滤波器，并取得第一速度和第一转矩/推力指令来输出第二速度。惯性变化抑制器包括估计干扰转矩/推力的干扰观察器。惯性变化抑制器取得第一速度和第二转矩/推力指令，并将干扰转矩/推力加至第一转矩/推力指令来输出第二转矩/推力指令。转矩/推力控制器取得第二转矩/推力指令来控制电动机转矩/推力。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及电动机控制装置。

背景技术

交流（AC）电动机的控制装置、特别是AC电动机的伺服控制器一般具有三重回路构造。具体地说，位置控制系统的反馈回路和速度控制系统的反馈回路构成双重回路构造，与包括按照脉宽调制（PWM）的电力变换和d-q坐标系统变换的电流反馈回路组合，得到三重回路构造。在电流控制系统中，考虑到电动机的转矩与电流成比例地发生，从速度控制系统输入转矩指令。

这样的控制系统在适合于具有已知结构的特定驱动机构时，需要精确地人工调整诸如增益和时间常数等的参数。另外，调整参数时需要考虑驱动机构中的各种变化，诸如转动惯量比和惯性模型，这是因为在驱动机构根据它们的构造和它们所用于的应用而运行时可能发生这种变化。因而，常规参数调整显著复杂并且费力，并且这在电动机控制系统的利用中构成巨大的障碍。考虑到该情况，近来的研究和开发集中于“干扰抑制控制”以试图消除对于电动机的转子和负荷机构之间的未知的或变化的转动惯量比的自动调节标识的需要并确保各控制系统保持它的响应统一。一般来说，当控制系统对于参数的变化，响应特性变化最小时，该控制系统称为具有“高鲁棒性”或是“鲁棒的”。干扰抑制控制系统包括惯性变化抑制器，以基于第一转矩指令和电动机的实际检测速度来消除干扰转矩。然后，惯性变化抑制器将干扰转矩与第一转矩指令相加并将相加之和输入到电流控制系统作为第二转矩指令。

如在WO2005/093939中公开的，已经尝试提高对更大转动惯量比的鲁棒性。具体地说，WO2005/093939公开了第一相位补偿器和第二相位补偿器。第一相位补偿器通过引入初始速度指令来创建相位提前的新速度指令，然后输出该新速度指令。第二相位补偿器通过引入电动机的检测速度和转矩指令来创建相位提前的新速度指令，然后输出该新速度指令作为误差对象指令。

通过引用的方式将WO2005/093939的内容全部并入本文。

电动机所驱动的驱动机构具有机械谐振特性。机械谐振引起可以使电动机偶尔不能驱动的振动。机械谐振特性可以由使用多个质量和弹簧的多惯性系统的模型表示。在多惯性模型中，机械谐振以不同频率发生。在驱动涉及由这样的机械谐振产生的振动的驱动机构的技术中存在改善的余地。

即，需要这样一种电动机控制装置，即使在电动机被构造为驱动任何构造的任何驱动机构的情况下，该电动机控制装置也消除了对于电动机中的参数的费力调整的需要。同时希望该电动机控制装置确保对惯性运动变化和机械谐振特性的高鲁棒性的控制。

本发明的目的是提供一种电动机控制装置，即使在驱动机构的惯性运动或惯性质量和多惯性模型是未知的或变化的情况下，该电动机控制装置也确保在不调整各种参数的情况下对电动机的高鲁棒性的驱动控制。

发明内容

根据本发明的一个方面，一种电动机控制装置包括位置检测器、速度运算器、位置控制器、速度控制器、第一相位补偿器、惯性变化抑制器、以及转矩控制器和推力控制器二者中的至少一方。位置检测器被构造为检测电动机的位置，该电动机被构造为对驱动机构进行驱动。速度运算器被构造为取得电动机的位置来计算电动机的第一速度。位置控制器被构造为取得电动机的位置和位置指令之间的差来生成并输出第一速度指令。速度控制器被构造为取得第一速度指令和电动机的第二速度之间的差来生成并输出第一转矩指令和第一推力指令二者中的至少一方。电动机的第二速度具有相对于电动机的第一速度的相位提前的相位。第一相位补偿器包括第一低通滤波器，第一低通滤波器用于使电动机的第二速度的相位相对于电动机的第一速度的相位提前。第一相位补偿器被构造为取得第一转矩指令和第一推力指令二者中的所述至少一个以及第一速度，来输出电动机的第二速度。第一低通滤波器包括使用包括速度控制器的速度回路增益作为独立变量的多项式而计算出的时间常数。惯性变化抑制器包括干扰观察器，干扰观察器包括被构造为抑制驱动机构的机械谐振的谐振抑制模型。干扰观察器被构造为估计干扰转矩和干扰推力二者中的至少一方。惯性变化抑制器被构造为取得第二转矩指令和第二推力指令二者中的至少一方以及第一速度，被构造为将干扰转矩加至第一转矩指令来生成第二转矩指令，或被构造为将干扰推力加至第一推力指令来生成第二推力指令，并且被构造为输出第二转矩指令和第二推力指令二者中的至少一方。转矩控制器被构造为取得第二转矩指令以控制电动机的转矩。推力控制器被构造为取得第二推力指令以控制电动机的推力。

即使在驱动机构的惯性运动或惯性质量和多惯性模型是未知的或变化的情况下，实施方式确保在不调整其各种参数的情况下对电动机进行高鲁棒性的驱动控制。

附图说明

通过以下的详细说明，结合附图，可以更加清楚地理解本发明及其优点，在附图中：

图1是以传递函数形式示出电动机控制装置的实施方式的框图；

图2是示出第一干扰观察器的详细框图；

图3是示出在反馈控制系统模型中的干扰抑制控制系统回路的图；

图4是示出第一相位补偿器的详细框图；

图5是示出包括刚体模型、2惯性模型和3惯性模型的惯性模型的图，并示出各个模型的示例性详细构造；

图6是示出第一干扰观察器的谐振抑制标称模型与驱动机构的机械谐振的关系的示例性频率特性图；

图7是根据比较例的干扰抑制控制的反馈控制的概念图；

图8是利用谐振抑制标称模型的理想变型的干扰抑制控制的反馈控制的概念图；

图9是2惯性模型在经受根据实施方式的干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图10是图9中基准坐标附近的放大图；

图11是3惯性模型在经受根据实施方式的干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图12是图11中基准坐标附近的放大图；

图13是4惯性模型在经受根据实施方式干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图14是图13中基准坐标附近的放大图；

图15是2惯性模型在经受常规干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图16是图15中基准坐标附近的放大图；

图17是3惯性模型在经受常规干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图18是图17中基准坐标附近的放大图；

图19是4惯性模型在经受常规干扰抑制控制的情况下的尼奎斯特图；

图20是图19中基准坐标附近的放大图；

图21示出使用2惯性模型的比较仿真的曲线图；

图22示出使用2惯性模型的根据实施方式的仿真的曲线图；

图23示出使用3惯性模型的比较仿真的曲线图；

图24示出使用3惯性模型的根据实施方式的仿真的曲线图；

图25示出使用4惯性模型的比较仿真的曲线图；

图26示出使用4惯性模型的根据实施方式的仿真的曲线图；

图27示出在转动惯量比为0的情况下执行的比较仿真的曲线图；

图28示出在转动惯量比为0的情况下执行的根据实施方式的仿真的曲线图；

图29示出在转动惯量比为30的情况下执行的比较仿真的曲线图；

图30示出在转动惯量比为30的情况下执行的根据实施方式的仿真的曲线图；

图31示出在转动惯量比为30的情况下标准P-PI控制的仿真的曲线图；

图32示出在转动惯量比为30的情况下执行的根据实施方式的仿真的曲线图；

图33是以传递函数形式示出电动机控制装置的第一变型例的框图，其中设置有第二相位补偿器；

图34是示出第二相位补偿器的详细框图；

图35示出使用2惯性模型的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图36示出使用3惯性模型的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图37示出使用4惯性模型的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图38示出在转动惯量比为2的情况下执行的比较仿真的曲线图；

图39示出在转动惯量比为2的情况下执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图40示出以3.5倍的转动惯量比执行的比较仿真的曲线图；

图41示出以3.5倍的转动惯量比执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图42示出在转动惯量比为5的情况下执行的比较仿真的曲线图；

图43示出在转动惯量比为5的情况下执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图44是示出根据第二变型例的第二干扰观察器的详细框图；

图45示出使用2惯性模型的根据第二变型例的仿真的曲线图；

图46示出使用3惯性模型的根据第二变型例的仿真的曲线图；

图47示出使用4惯性模型的根据第二变型例的仿真的曲线图；

图48示出在转动惯量比为0的情况下执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图49示出在转动惯量比为0的情况下执行的根据第二变型例的仿真的曲线图；

图50示出在转动惯量比为30的情况下执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；

图51示出在转动惯量比为30的情况下执行的根据第二变型例的仿真的曲线图；

图52示出在转动惯量比为35的情况下执行的根据第一变型例的仿真的曲线图；以及

图53示出在转动惯量比为35的情况下执行的根据第二变型例的仿真的曲线图。

附图标号

1    位置控制器

2    速度控制器

3    惯性变化抑制器

4    第一电流控制器（转矩控制器、推力控制器）

4A   第一电流控制器（转矩控制器、推力控制器）

5    位置检测器

6    速度运算器

7    第一相位补偿器

11   第二相位补偿器

31   第一干扰观察器

31A  第二干扰观察器

32   低通滤波器

33   增益

41   电流回路模型

41A  电流回路逆模型

43   谐振抑制模型

51   频率特性控制部的逆系统

52   控制对象逆模型

62   低通滤波器(第一低通滤波器)

71   低通滤波器（第二低通滤波器）

100,100A  电动机控制装置

200  电动机

201  旋转电动机

500  驱动机构

具体实施方式

现在将参照附图描述实施方式，其中在各个图中，相似的标号表示相应或同样的元件。

图1示出了根据该实施方式的电动机控制装置。电动机控制装置基于从未示出的高级控制装置输入的位置指令来控制电动机的旋转位置（该旋转位置以下称为电动机位置）。下面的图示和描述是传递函数形式。在该实施方式中，电动机是旋转电动机。电动控制装置的示意性构造

如图1所示，根据该实施方式的电动机控制装置100包括位置控制器1、速度控制器2、惯性变化抑制部3、第一电流控制器4、位置检测器5、速度运算器6和第一相位补偿器7。

位置控制器1从减法器8取得位置指令和电动机200的电动机位置之间的位置偏差，该位置偏差由稍后描述的位置检测器5检测。基于该位置偏差，位置控制器1输出速度指令以降低位置偏差。

速度控制器2从减法器9取得来自位置控制器1的速度指令和第二电动机速度之间的速度偏差，该速度偏差具有由稍后描述的第一相位补偿器7补偿的相位。基于该速度偏差，速度控制器2输出第一转矩指令以降低速度偏差。

惯性变化抑制部3包括第一干扰观察器31、低通滤波器32、增益乘法器33和加法器34。第一干扰观察器31基于来自速度控制器2的第二转矩指令并基于从稍后描述的速度运算器6输出的电动机200的旋转速度（该旋转速度以下称为第一电动机速度），来计算干扰转矩的估计值。低通滤波器32从第一干扰观察器31的输出去除高频噪声。增益乘法器33将低通滤波器32的输出乘以预定增益，并输出估计干扰转矩的校正量。加法器34将估计干扰转矩的校正量与第一转矩指令相加并输出和作为第二转矩指令。

基于来自惯性变化抑制器3的第二转矩指令，第一电流控制器4向电动机200输出例如PWM控制的驱动电流。

电动机200使用来自第一电流控制器4的驱动电流生成转矩，利用该转矩通过包括传动机构的驱动部300来驱动负荷机械400。在该实施方式中，由电动机200驱动的驱动部300和负荷机械400统称为驱动机构500。

位置检测器5例如由机械地接合到电动机200的转子的旋转编码器构成。位置检测器5检测与电动机200的旋转位置相对应的电动机位置。

速度运算器6基于位置检测器5检测到的电动机200的电动机位置变化，来计算电动机200的第一电动机速度。具体地说，速度运算器6可以是微分器。

基于从速度运算器6输出的电动机200的第一电动机速度并且基于从速度控制器2输出的第一转矩指令，第一相位补偿器7生成并输出新的第二电动机速度，该第二电动机速度被补偿为相对于第一电动机速度的相位提前的相位。

根据该实施方式这样构造的电动机控制装置100具有包括位置控制系统的反馈回路、速度控制系统的反馈回路和电流控制系统的反馈回路的三重回路构造。具体地说，  一旦从未示出的高级控制装置输入了位置指令，控制信号和检测信号按照下述顺序通过位置控制系统的反馈回路传送：位置控制器1、速度控制器2、第一电流控制器4、电动机200和位置检测器5（该回路以下称为位置控制系统回路）。控制信号和检测信号按照以下顺序通过速度控制系统的反馈回路传送：速度控制器2、惯性变化抑制器3、第一电流控制器4、电动机200、位置检测器5、速度运算器6和第一相位补偿器7（该回路以下称为速度控制系统回路）。

在速度控制系统回路中，惯性变化抑制器3调整转矩指令以降低通过驱动机构500向电动机200添加的干扰的影响。即使在驱动机构500的转动惯量比未知的或变化的情况下，这确保了电动机200的响应特性的鲁棒性。

第一干扰观察器

如图2所示，第一干扰观察器31包括电流回路模型41、谐振抑制模型43和等效低通滤波器42a和42b（为了简明，在图2中分别示为“等效LPF”）。除了第一干扰观察器31，图2示出了低通滤波器32和增益乘法器33，低通滤波器32从第一干扰观察器31的输出去除高频噪声，增益乘法器33将低通滤波器32的输出乘以预定增益并输出估计干扰转矩的校正量。

通过参照图3将描述第一干扰观察器31的部件之间的位置关系。图3是示出干扰抑制控制系统的反馈回路的框图，该干扰抑制控制系统的反馈回路包括图1中示出的惯性变化抑制器3（包括图2中示出的第一干扰观察器31），第一电流控制器4、电动机200和驱动机构500（驱动部300和负荷400）。控制对象P(s)（相当于电动机200和驱动机构500）由机械谐振系统R(s)和机械刚体系统P_r(s)的乘积表示。机械刚体系统P_r(s)是1/((J_m+J_L)s)，其中J_m表示电动机惯性力矩，J_L指示负荷惯性力矩，并且，1/s表示积分元素。

在该实施方式中，第一干扰观察器31包括电流回路模型P_im(s)、谐振抑制模型P_n ^-1(s)、和等效低通滤波器42a和42b（在图2中分别表示为“等效LPF”，并且在图3中未示出）。电流回路模型P_im(s)表示为与图1中示出的第一电流控制器4(P_i(s))等效的模型。即，P_i(s)=P_im(s)。

一般来说，干扰观察器设计涉及定义标称模型（基准模型），然后确定标称模型的逆系统。因而，最终的干扰观察器包括标称模型的逆系统。如这里使用的，对于系统G(s)，术语逆系统例如指的是G^-1(s)，其中G(s)·G^-1(s)=1。术语标称模型（基准模型）定义为使作为包括电动机的驱动机构的控制对象理想化的模型（诸如传递函数的数学公式）。重要的是，控制对象标称模型尽可能简单。考虑到此，该实施方式把机械刚体系统被设置为1/(Js)，该机械刚体系统相当于机器的刚体部分并电动机。

作为具体控制对象标称模型，该实施方式采用谐振抑制标称模型P_n(s)。该实施方式的未示出的谐振抑制标称模型P_n(s)由频率特性控制部(1+T₁s)/(1+T₂s)和作为控制对象的机械刚体系统模型1/(J₀s)的乘积表示（稍后描述谐振抑制标称模型）。控制对象的机械刚体系统模型1/(J₀s)可以不必与控制对象的机械刚体系统相匹配。在控制对象的机械刚体系统模型1/(J₀s)中，它的惯性力矩J₀例如可以被设置为电动机单体的惯性力矩J_m处（即，J₀=J_m是可能的）。

该实施方式的第一干扰观察器31具有谐振模型P_n ^-1(s)。谐振模型P_n ^-1(s)是谐振抑制标称模型P_n(s)的逆系统，并且是频率特性控制部的逆系统(1+T₂s)/(1+T₁s)和控制对象的机械刚体系统模型的逆系统J₀s的积分。

图3所示的反馈控制系统（干扰抑制控制系统回路）具有由式（1）表示的回路传递函数G_Loop。假设干扰抑制控制系统为闭合回路，从转矩指令r到电动机速度v的整个闭合回路具有由式（2）表示的闭合回路传递函数G_Close。

$G_{\mathrm{Loop}}\left(s\right)=-K_{f}g\left(s\right)(P_{\mathrm{im}}\left(s\right)-P_i\left(s\right)R\left(s\right)\frac{1}{(J_m+J_L)s}\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s}{J}_{m}s)$

$=-K_{f}g\left(s\right)P_i\left(s\right)(1-R\left(s\right)\frac{J_m}{J_m+J_L}\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s})...\left(1\right)$

$G_{\mathrm{Close}}\left(s\right)=\frac{P_i\left(s\right)R\left(s\right)\frac{1}{(J_m+J_L)s}}{1-K_{f}g\left(s\right)P_i\left(s\right)(1-R\left(s\right)\frac{J_m}{J_L+J_m}\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s})}...\left(2\right)$

在该实施方式的干扰抑制控制系统回路中，将式（2）中的闭合回路传递函数G_Close设置在适当的值确保了可以采用各种多惯性模型的机械谐振元素的在宽频带中的抑制控制。为了描述干扰抑制控制系统在低频带中的特性，用0替代式（2）中的s（其中K_f=1）。在该情况下，G_LOOP(s)成为1/(J_ms)，其中去除了负荷惯性力矩J_L的影响。这确保了控制以取得单独电动机的特性（在低频带中，g(0)=1，P_i(0)=1并且R(0)=1）。稍后将描述干扰抑制控制系统在高频带中的特性。

将描述干扰观察器的一般构造。干扰观察器设计为包含干扰模型的状态观察器。假设干扰在时间上是恒定的观察器被称为零阶干扰观察器。由于观察器的阶是最小的，所以使用最小阶的状态观察器。状态方程形式的干扰观察器可以表示为标称模型的逆系统和观察器的低通滤波器（该低通滤波器以下称为等效低通滤波器）。在零阶干扰观察器中，等效低通滤波器是一阶低通滤波器，并且它的频带是干扰观察器的频带。

等效低通滤波器是干扰观察器的部件，因此这使得确定了滤波器的结构。例如，在一阶干扰观察器中，等效低通滤波器是在分母中为二阶而在分子中为一阶的低通滤波器。另外，等效低通滤波器的参数是由干扰观察器的设计所确定的，而非任意确定的。在使用N阶干扰观察器的干扰抑制控制中，阶数越高表示干扰抑制性能越高。但是，在试图改善干扰抑制性能时，扩展干扰观察器的频带可能使干扰抑制控制系统的控制稳定性降低。这是因为第一电流控制器的动态特性的影响（主要因为低通特性和控制时间延迟）。控制稳定性降低可以使频率特性的峰值出现在高频带中。这可以导致来自电动机的高频噪声。另外，由电动机驱动的机器的驱动部分具有机械谐振特性。由于机械谐振特性，第一电流控制器的动态特性可以具有对干扰抑制控制系统的机械谐振影响。根据该实施方式，这由第一干扰观察器31解决，第一干扰观察器31包括电流回路模型41、谐振抑制模型43和等效低通滤波器42a和42b。

在干扰抑制控制中使用的干扰观察器的设计中，转矩指令和电动机速度用作输入信号。实际上，电流控制器存在于转矩指令和电动机速度之间。在电流控制中，截止频率相对于速度控制系统中的截止频率足够高。考虑到该情况，在干扰观察器的设计中，电流控制器的传递函数可以被设置为“1”。（出于软件安装原因，干扰观察器需要阶数尽可能低）。但是，当速度回路具有数十赫兹的截止频率时，并且当负荷惯性力矩为电动机惯性力矩的大约30倍时，补偿驱动机构的操作需要干扰抑制控制系统具有高的响应特性。这进而需要对驱动机构操作的精确估计，直到高频带。这进而需要向控制对象添加在干扰观察器的设计中忽略的电流控制器的模型。

电流回路模型41消除或最小化由于电流控制系统回路的影响导致的机械谐振增益的增大。具体地说，在如图2所示地输入了第二转矩指令时，电流回路模型41输出电动机生成的、考虑了电流控制系统回路的近似延迟的转矩信号。

谐振抑制模型43包括频率特性控制部的逆系统51和控制对象逆模型52。频率特性控制部的逆系统51控制电动机200的第一电动机速度的频率特性。控制对象逆模型52将频率特性控制部的逆系统51的输出（其是电动机驱动的负荷的加速度）乘以电动机200的转子的惯性力矩J₀，并且进一步乘以算子s（其等效于微分）。谐振抑制模型43取得理想电动机的加减速转矩信号。（具体地说，加减速转矩信号是在标称模型中估计出的理想电动机的加速/减速中使用的转矩分量）。

总体上，第一干扰观察器31基于电动机200的第一电动机速度在谐振抑制模型43处取得理想电动机的加减速转矩信号。然后，第一干扰观察器31使该加减速转矩信号通过等效低通滤波器42b，并在减法器44处从通过电流回路模型41和等效低通滤波器42a的转矩指令减去该加减速转矩信号。因而，第一干扰观察器31估计干扰转矩。如果需要在低通滤波器32和增益乘法器33处调整估计干扰转矩。低通滤波器32设置了时间常数T并去除高频噪声。增益乘法器33具有预定增益。然后，输出估计干扰转矩。等效低通滤波器42a和42b确定第一干扰观察器31的频带。

如上所述，谐振抑制模型43包括频率特性控制部的逆系统51、乘以惯性力矩J₀的乘法器、和算子s所实现的微分器。包括算子s的微分器是不能直接安装在数字电路和软件上的引导要素（lead element）。在该情况下，把谐振抑制模型43和等效低通滤波器42a和42b组合在一起确保算子s的分母的阶数和分子的阶数相同。等效低通滤波器42a和42b的示例包括但不限于二阶滤波器。稍后将描述频率特性控制部的逆系统51。

第一相位补偿器

如图4所示，第一相位补偿器7包括控制对象模型61、低通滤波器62和控制部63。第一相位补偿器7将第一转矩指令输入控制对象模型61并使它的输出通过低通滤波器62，以生成相位补偿信号。然后，在减法器64处，第一相位补偿器7从电动机200的第一电动机速度减去相位补偿信号，以取得偏差。第一相位补偿器7然后使该偏差通过控制部63，控制部63将偏差反馈回输入有第一转矩指令的加法器65。第一相位补偿器7使得从控制对象模型61输出的信号成为新的速度反馈信号，并输出新的速度反馈信号作为第二电动机速度。低通滤波器62对应于在所附权利要求书中记载的第一低通滤波器。

如图1所示，从位置控制器1输出的速度指令和从第一相位补偿器7输出的第二电动机速度之间的偏差被输入到速度控制器2。这限定了根据该实施方式的速度控制系统回路。第一相位补偿器7作为相位补偿速度观察器工作以使它的输出的相位提前，以及估计电动机200的电动机速度。因此，第一相位补偿器7使得速度控制系统回路中的输出的相位提前，这确保改善了位置控制系统回路中的相位余量。这确保了响应的稳定和惯性变化范围的扩展。

但是，当速度控制器2中的速度回路增益（未示出）增大时，待由第一相位补偿器7补偿的相位可能发生偏移，导致振动发生。这使得有必要根据速度控制器2中的速度回路增益再调整要由第一相位补偿器7补偿的相位。

例如，在图4中所示的速度观察器处补偿相位的该实施方式中，可以通过调整速度观察器的低通滤波器62的时间常数来设置相位补偿的程度。具体地说，可以执行仿真或实际机器测试，以在曲线图上顺序地描绘与速度控制器2中的速度回路增益的变化相对应的低通滤波器62的时间常数的最优值（描绘的值未示出）。然后，对描绘的测量数据进行内插，可以取得近似值。

例如，在采用如图2所示的干扰观察器的该实施方式中，速度观察器具有低通滤波器时间常数T_LPF。T_LPF可以由线性函数T_LPF=a×K_v+b来近似，其中K_v表示速度回路增益。还可以使用可以由诸如T_LPF=a×K_v ²+b×K_v+c的二次函数近似的时间常数。进行近似的这些多项式使用速度回路增益K_v作为独立变量。这确保了例如当速度控制器2中的速度回路增益K_v变化时，上述函数适当地改变作为速度观察器工作的第一相位补偿器7的低通滤波器62的时间常数T_LPF。这进而保证再调整相位的补偿值。

该实施方式的特征记录如下。针对电动机200所驱动的驱动机构500设置谐振抑制标称模型。在第一干扰观察器31的谐振抑制模型43（相当于谐振抑制标称模型的逆系统）中设置频率特性控制部的逆系统51。逆系统51控制谐振抑制标称模型的频率特性，以消除或最小化由电动机200和驱动机构500的机械谐振所造成的振动。

参照图5，首先描述多惯性模型，多惯性模型表示驱动机构500的机械谐振特性。多惯性模型及其频率特性

如在该实施方式中使用的，多惯性模型是根据驱动机构500中所设置的惯性部件的数量并根据这些惯性部件通过布置在惯性部件之间的弹性部件如何接合在一起，而分类的抽象模型中的惯性模型。根据驱动机构500的构造而存在各种惯性模型。例如，图5示出旋转电动机的电动机201。电动机201的输出轴接合到单独作为驱动机构500的m1质量的刚性旋转板501。在该情况下，驱动机构500的惯性模型是刚体模型。在该刚体模型中，驱动机构500包括单个惯性部件而无弹性部件。

例如，带502缠绕在刚性旋转板501的外周周围，以悬挂m2质量的锚503。在该情况下，驱动机构500的惯性模型是2惯性模型。具体地说，刚性旋转板501（m1）和锚503（m2）是惯性部件，它们通过作为弹性部件的带502（k1）接合在一起，构成2惯性模型。

例如，滚珠螺杆505通过接合部504接合到旋转电动机201的输出轴，使得进料盘506线性运动。在该情况下，驱动机构500的惯性模型是3惯性模型。具体地说，惯性部件是包括了在接合部的输入侧上的部件504a（m1）和在接合部的输出侧上的部件504b的滚珠螺杆505（m2）以及进料盘506（m3）。弹性部件是接合部504之间的接合部（k1）、以及在滚珠螺杆505和进料盘506之间的滚动机构（k2）。因而，形成3惯性模型。

该实施方式处理如上所述的、惯性部件和弹性部件交替串联布置的这种模型。术语“n惯性模型”将指具有n个惯性部件的模型。还如在该实施方式中使用的，术语转动惯量比指所有驱动机构500的惯性力矩J_L与包括电动机200的输出轴的转子的惯性力矩J₀的比J_L/J₀，如图5所示。驱动机构500的惯性模型和转动惯量比可以根据驱动机构500的构造和应用而变化。在图5所示的3惯性模型的进料盘上要承载的对象具有惯性部件和弹性部件的情况下，包括可能的示例。

在图6所示的伯德（Bode）图的增益特性中，n惯性模型形成具有（n-1）个顶点和（n-1）个底点的特性曲线。顶点是谐振点，而底点是反谐振点。刚体模型形成没有顶点（谐振点）和底点（反谐振点）的特性曲线，描画了平滑下降的增益。转动惯量比越高表示增益特性越低（即，在曲线图中下降）。

在伯德图的相位特性中，n惯性模型形成具有“n-1”相位提前区域的特性曲线。具体地说，在增益特性中的反谐振点和下一谐振点之间的频带中，相位特性提前。任何转动惯量比的刚体模型在任何频带中保持负90度的相位。

在增益特性和相位特性二者中，相同的n惯性模型根据惯性部件的质量和弹性部件的弹性系数的设置可以形成不同的特性曲线。另外，上面描述的曲线特性保持不变。

如图6所示，在图6所示的惯性模型的特性中，根据该实施方式的谐振抑制标称模型接近转动惯量比为0的刚体模型的特性（即，接近没有弹性部件的状态）。具体地说，在增益特性的中频到高频带上，谐振抑制标称模型稍高于转动惯量比为0的刚体模型的特性。在相位特性中，谐振抑制标称模型被设置为形成在中央频带相位稍微提前的特性曲线。

在该实施方式中，方便地设置具有该特性的谐振抑制标称模型。第一干扰观察器包括作为设置的谐振抑制标称模型的逆系统的谐振抑制模型43。这消除或最小化了驱动机构500的机械谐振造成的振动。下面将描述机械谐振抑制的原理。

该实施方式的机械谐振抑制的原理

如上所述，在常规干扰观察器的设计中，假设刚体模型为标称模型。如在该设计中的，采用刚体作为标称模型而，使得在干扰观察器中的算子s的阶数最小，便于它的安装。但是，实际的驱动机构500时常涉及2惯性以上的惯性模型，因此，设计成刚体模型形式的标称模型可能由于实际驱动机构500的机械谐振特性而容易振动。这可以通过在包括惯性变化抑制器3的干扰抑制控制系统的回路中添加陷波滤波器或低通滤波器来解决。这使机械谐振特性减小并使干扰抑制控制系统稳定。但是，陷波滤波器可以导致相位延迟，或者低通滤波器可以导致增益下降。这可能降低干扰抑制性能，这进而降低了与转动惯量比的变化有关的鲁棒性。

考虑到该情况，该实施方式关注在没有陷波滤波器或低通滤波器的情况下消除或最小化在实际情形中遇到的机械谐振的影响。为此，我们回到基本并进行详细的理论分析以确定机械谐振特性为何造成干扰抑制控制系统振动。具体地说，我们对控制系统执行分析计算和计算机仿真。结果，取得新的发现，如图7所示。

发现1

干扰抑制控制是对控制对象进行控制以使它的特性与标称模型匹配的方法。在该实施方式中，控制参数被设置为使控制对象的增益特性（虚线）低于标称模型（实线），如图7所示的低频带中的那样。在该情况下，干扰抑制控制使用正反馈以增加增益。由于在式（1）中示出的回路传递特性G_LOOP被设置为小于1，所以在正反馈中确保了稳定性。因而，将式（1）中所示的回路传递函数G_LOOP被设置为小于1，确保了对于在低于标称模型的区域中控制对象的增益特性和相位特性的复杂变化的稳定性。

发现2

如在图7中所示的高频带中，机械谐振的顶点在标称模型之上。在该情况下，干扰抑制控制使用负反馈以降低增益特性。在机械谐振的曲线中在标称模型之上的部分上，式（1）中示出的回路传递特性G_LOOP等于或大于1。在高频带中，相位在控制系统中被固有地延迟，同时由于机械谐振特性变化大。控制系统可能在式（1）中示出的回路传递特性G_LOOP等于或大于1的一些频率处变得不稳定，导致振动。这是控制对象的机械谐振特性导致干扰抑制控制系统振动的原因。

可以看到，对于干扰抑制控制系统的针对包含机械谐振特性的控制对象的稳定操作来说，对于任何频带可以满足在发现1中指定的条件。这是与仅使用滤波器进行频带限制的常规实践不同的新概念。该实施方式使用如图8所示的谐振抑制标称模型（这是标称模型的变形）将该概念投入实践。具体地说，谐振抑制标称模型在频率f₁和f₂处具有与标称模型不同的倾斜。这使机械谐振特性的增益低于谐振抑制标称模型。选择适当的频率f₁和f₂以夹着将机械谐振特性的顶点。这确保了控制系统对于机械谐振特性变化的连续稳定性。另外，该方法仅涉及标称模型的变形，这消除或最小化了控制系统中的不必要延迟并保持干扰抑制控制系统的鲁棒性。针对具有上述增益特性的根据该实施方式的谐振抑制标称模型，谐振抑制标称模型可以包括频率特性控制部(1+T₁s)/(1+T₂s)和控制对象的机械刚体系统模型1/(J₀s)。惯性力矩J₀可以被设置为例如电动机单体的J_m（即，J₀＝J_m）。

谐振抑制模型被构造为频率特性控制部的逆系统(1+T₂s))/(1+T₁s)和控制对象的机械刚体系统模型和机械刚体系统二者的逆系统J₀s的积分。

但是，这限于可以仅通过改变谐振抑制标称模型的增益特性来进行处理的理想情形。对于实际控制对象，不论如何设计谐振抑制标称模型，如在图6的增益特性图中所示的，一些机械谐振特性的顶点在窄频带中超过谐振抑制标称模型。

如上所述，可能发生机械谐振的条件包括当增益特性和相位特性二者同时具有低余量的情况。具体地说，即，当包括惯性变化抑制器3的干扰抑制控制系统回路的式（1）中所示的回路传递特性G_LOOP具有达负180度的相位时，并当增益高达超过1时，导致振动发生。因此难以设计谐振抑制标称模型以使得对于任何频带无论增益特性还是相位特性都具有完全的余量。另外，这样的设计是可能的，即增益特性和相位特性二者大约同时具有余量。具体地说，即使当增益特性和相位特性中的一个特性可能在一些频带中局部具有低的余量时，可以确保在该频带中另一个特性具有足够余量。

谐振抑制标称模型的示例性设计及其稳定性

根据该实施方式的谐振抑制模型43包括频率特性控制部的逆系统51。逆系统51控制干扰抑制控制系统回路的式（1）中所示的回路传递特性G_LOOP以在低频带中具有负180度的相位和小于1的增益。在高频带中提供等于或大于1的增益的频率区域中，逆系统51控制回路传递特性G_LOOP以具有除了负180度以外的相位（即，高于或低于负180度的相位）。根据该实施方式的频率特性控制部的逆系统51的示例表示为传递函数(1+T₂s)/(1+T₁s)，如图2所示。可以考虑任何驱动机构500作为可能的控制对象，来方便地设置两个时间常数T₁和T₂。

在图8的情况中，频率特性控制部的逆系统51、(1+T₂s)/(1+T₁s)具有分别设置于1/(2πf₁)和1/(2πf₂)处设置的两个时间常数T₁和T₂。把f₁和f₂之间的宽度间隔被设置为一定程度地容纳机械谐振频率的变化，并还容纳各种多惯性模型的控制对象。因而，频率特性控制部的逆系统51的时间常数T₁和T₂是基于刚体的标称模型。时间常数T₁和T₂分别由用于改变标称模型的频率特性的增益变化率的多个频率设置值f₁和f₂确定。当谐振抑制标称模型的增益特性过多地高于控制对象的增益特性时，回路传递特性G_LOOP可能变得不稳定。考虑到该情况，谐振抑制标称模型的增益特性被设置为在任何频带中相对于控制对象的增益特性保持适当的高低差（反馈量）。

包括频率特性控制部的谐振抑制标称模型具有图6中示出的频率特性。在图6的增益特性图中，一些机械谐振特性的顶点超过谐振抑制标称模型，由此降低了它的增益余量。但是在相位特性图中，谐振抑制标称模型的相位特性在增益特性图中超过了谐振抑制标称模型的频带中较大的程度地提前。因而，降低的增益余量被补偿到相位余量的一部分上。利用按照该方式设计的频率特性控制部的逆系统51，谐振抑制模型43可以估计干扰转矩。这确保了在消除或最小化机械谐振中增益余量和相位余量对于任何多惯性模型总体上是足够的。

使用在图9至图14中示出的尼奎斯特（Nyquist）图，可以确定根据该实施方式的干扰抑制控制系统回路的稳定性。图9、11和13的尼奎斯特图在式（1）中所示的开环传递函数的频率特性的复平面上使用极坐标表示式（2）中所示的闭环传递函数G_Close的稳定性。图10、图12和图14分别是图9、11和13中在基准坐标（X=-1，Y=0；-1+j0）附近的放大图。图9和图10示出了2惯性模型的情况。矢量轨迹在（X=-0.997，Y=0）处与负实轴相交。基准坐标位于沿角频率ω增加的正向观看时的左侧。这表明应用于2惯性模型的闭环传递函数G_Close的反馈控制系统的稳定性。图11和图12示出了3惯性模型的情况，而图13和图14示出4惯性模型的情况。图11和12以及图13和14表明与2惯性模型类似，干扰抑制控制系统的控制回路在3惯性模型和4惯性模型二者中都是稳定的。在图9至图14的尼奎斯特图中的反馈控制系统是具有相同控制参数的相同系统。这表明在没有单独调整的情况下在2惯性模型至4惯性模型中的任何一个中的稳定性。

图15至图20示出了常规干扰抑制控制系统的尼奎斯特图。图15和图16示出了2惯性模型的情况，而图19和图20示出4惯性模型的情况，二者都确保了稳定性。图17和图18示出了3惯性模型的情况。矢量轨迹围绕基准坐标。基准坐标位于在角频率ω增加的正向上观看时在围绕矢量轨迹的右侧。这表示应用于3惯性模型的常规干扰抑制控制系统变得不稳定，造成振动。

因而，根据该实施方式的第一干扰观察器31和布置在第一干扰观察器31中的谐振抑制模型43具有与背景技术不同的新颖构造。这使第一干扰观察器31和谐振抑制模型43能够消除或最小化机械谐振所引起的振动。

作为该实施方式的干扰抑制性能的证据的数据

将通过参照图21至图26来描述根据该实施方式的电动机控制装置100的有效性，图21至图26示出了具体步骤响应数据。曲线图中所示的术语“位置偏差”表示来自未示出的高级控制装置的位置指令和来自位置检测器5的电动机位置之间的偏差。该偏差是直接输入到位置控制器1的信号（参见图1中的A，这适用于整个说明书）。曲线图中所示的术语“速度”表示电动机控制装置100所取得的位置指令的速度分量（位置指令的微分值），并还表示速度运算器6输出的第一速度（这适用于整个说明书）。曲线图中所示的术语“转矩”表示惯性变化抑制器3输出并将要输入到第一电流控制器4的第二转矩指令（参见图1中的B，这适用于整个说明书）。在图22中所示的该实施方式的2惯性模型和图21所示的比较例的2惯性模型之间的比较中似乎不出该实施方式对于电动机速度和转矩指令的变化抑制效果。但是，在图24中所示的该实施方式的3惯性模型和图23所示的比较例的3惯性模型之间的比较中可以清楚地看到该实施方式的变化抑制效果，并且在图26中所示的该实施方式的4惯性模型和图25所示的比较例的4惯性模型之间的比较中可以清楚地看到该实施方式的变化抑制效果。这表示该实施方式改善了对于机械谐振的鲁棒性。

图27至图30示出了为了在该实施方式和比较例之间进行比较而在不同转动惯量比的情况下执行的仿真的曲线图。全部情况都采用了刚体模型。图27示出在转动惯量比为0（刚体负载为0倍）的情况下执行的比较仿真的曲线图；图28示出在转动惯量比为0（刚体负载为0倍）的情况下执行的根据实施方式的仿真的曲线图；图29示出在转动惯量比为30（刚体负载为30倍）的情况下执行的比较仿真的曲线图；图30示出在转动惯量比为30（刚体负载为30倍）的情况下执行的根据实施方式的仿真的曲线图。图27至图30表明该实施方式展现了对于转矩指令与转动惯量比无关的变化抑制效果。因而，该实施方式保持了对于转动惯量比的鲁棒性。

图31示出了转动惯量比大（刚体负载30倍）的刚体模型的标准P-PI控制的理想波形。图32示出了在与图31中的条件类似的条件下根据该实施方式的仿真的曲线图（图32与图30等同）。图31和图32之间的比较揭示了该实施方式的波形类似于理想波形，尤其是在图31中的虚线所围绕的部分处，并且该实施方式在标准P-PI控制应用中是优选的。

该实施方式的有利效果

如前面已经描述的，根据该实施方式的电动机控制装置100具有三重回路构造，三重回路构造包括位置控制系统回路、速度控制系统回路和电流控制系统回路。在速度控制系统回路中，惯性变化抑制器3使用第一干扰观察器31估计电动机200的干扰转矩，并将估计出的干扰转矩加到第一转矩指令，并输出和作为第二转矩指令。即使在驱动机构500的转动惯量比未知或是变化的情况下，这也确保了对于电动机200的控制特性的鲁棒性。

布置在速度控制系统回路中的第一相位补偿器7作为相位补偿速度观察器工作以使相位提前，以及估计速度。按照该方式，第一相位补偿器7使速度控制系统的相位提前并改善位置控制系统的相位余量，由此改善了惯性变化抑制器3的响应特性。即，提高了对于驱动机构500的转动惯量比的鲁棒性。

此外在该实施方式中，第一干扰观察器31估计惯性变化抑制器3中的干扰转矩。第一干扰观察器31包括谐振抑制模型43。谐振抑制模型43响应于电动机200的第一电动机速度而输出理想电动机的加减速转矩信号。加减速转矩信号对驱动机构500的机械谐振的影响最小。第一干扰观察器31使用理想电动机的加减速转矩信号来估计干扰转矩。结果，在驱动机构500的机械谐振没有引起的振动的情况下，惯性变化抑制器3消除或最小化驱动机构的惯性力矩的波动。即使在驱动机构500的惯性模型未知或是变化的情况下，这也确保了对于电动机200的控制特性的鲁棒性。

因而，即使在驱动机构500的惯性力矩和多惯性模型都是未知的或变化的情况下，该实施方式确保在不调整各种参数的情况下电动机200的驱动控制具有高鲁棒性。

这确保了具有机械谐振特性的驱动机构500的鲁棒性，而具有机械谐振特性的驱动机构500的鲁棒性常规上被认为是不可能实现的。该实施方式还极大地改善了被认为通过常规干扰抑制控制系统难以实现的耐机械谐振性（即，消除或最小化趋于振动的趋势）。

在任何方便的设计中，谐振抑制模型43可以固定下来，这确保了在没有调整的情况下使用固定的控制系统和固定参数来操作机械谐振特性复杂的控制对象。常规电动机控制装置涉及根据驱动机构500的机械特性人工或自动地单个调整控制增益。正是在该调整后，驱动机构500才可以操作。即，许多常规电动机控制装置已经被认为是高性能的，但是难以操纵，这阻碍了它们的引入。该实施方式便于在宽的应用范围中利用电动机控制装置。该实施方式还显著地缩短了设置机械装置所需的时间，这在电动机控制装置的利用中具有显著的优点。

特别指出，在该实施方式中谐振抑制模型43是该实施方式中提出的谐振抑制标称模型的逆系统。谐振抑制标称模型包括未示出的频率特性控制部(1+T₁s)/(1+T₂s)。频率特性控制部包括多个时间常数T₁和T₂，时间常数T₁和T₂分别由用于改变刚性标称模型的频率特性的增益变化率的多个频率设置值f₁和f₂所确定。适当地设置频率特性控制部的多个时间常数确保了以使得谐振抑制标称模型是基于控制对象的机械谐振特性并在确保谐振抑制的程度下进行了变形的方式，来设计谐振抑制标称模型。这确保了根据可能的控制对象（电动机200和驱动机构500）设计谐振抑制标称模型和谐振抑制模型43。

特别指出，在该实施方式中多个时间常数T₁和T₂被设置为控制谐振抑制标称模型，对于电动机200和驱动机构500的机械谐振特性在任何频带中保持谐振抑制标称模型的频率特性上的增益余量和相位余量中的至少一方。

多个时间常数T₁和T₂由频率设置值f₁和f₂所确定。适当地设置时间常数T₁和T₂改变了刚体标称模型的倾斜以得到谐振抑制标称模型。这样的谐振抑制标称模型一般具有比控制对象的机械谐振特性高的增益。适当地设置时间常数T₁和T₂还提供了以下优点。在增益特性部分上，一些机械谐振特性的顶点可以超过谐振抑制标称模型，由此降低了它的增益余量。但是在相位特性部分中，谐振抑制标称模型的相位特性在增益特性部分中超过谐振抑制标称模型的频带中很大程度地提前了。因而，降低的增益余量补偿在相位余量的部分上。因而，频率特性控制部设计为控制谐振抑制标称模型，以对于控制对象的机械谐振特性保持在频率特性上的增益余量和相位余量中的至少一方。利用包括该频率特性控制部的谐振抑制标称模型，使用该谐振抑制标称模型的逆系统作为谐振抑制模型估计干扰转矩。这确保了在消除或最小化机械谐振中增益余量和相位余量对于任何多惯性模型总体上是足够的。

特别指出，在该实施方式中第一干扰观察器31的谐振抑制模型43包括频率特性控制部的逆系统51（(1+T₂s)/(1+T₁s)）。在逆系统51中，多个时间常数T₁和T₂被设置为控制包括惯性变化抑制器3、第一电流控制器4、电动机200和驱动机构500的干扰抑制控制系统回路的回路传递特性G_LOOP（式（1））。具体地说，控制回路传递特性G_LOOP以在低频带中保持负180度的相位和小于1的增益。在高频带中提供等于或大于1的增益的频率区域中，控制回路传递特性G_LOOP以保持除了负180度以外的相位。频率特性控制部的逆系统51控制电动机200的电动机速度的频率特性。频率特性控制部的逆系统51输出对应于速度的信号。该信号乘以惯性力矩J₀并通过算子s进行微分，由此转换为对应于转矩的信号。这确保了谐振抑制模型43输出具有最小机械谐振影响的理想电动机的加减速转矩信号。

惯性力矩J₀是电动机200的转子的惯性力矩，因而整个驱动机构500的负荷可以被认为是干扰要素。这确保了在从工厂搬运时电动机控制装置100经历根据应用于作为控制对象的何种类型的电动机200调整电动机控制装置100的参数（诸如时间常数、衰减系数和各种增益）。这消除了对于要由电动机200驱动的驱动机构500的参数调整的需要。未示出的频率特性控制部是谐振抑制标称模型的部件。频率特性控制部由函数(1+T₁s)/(1+T₂s)限定。函数包括分别由频率设置值f₁和f₂确定的多个可变时间常数T₁和T₂。根据该实施方式的干扰抑制控制系统使用谐振抑制模型，该谐振抑制模型是谐振抑制标称模型的逆系统。这确保了增益余量和相位余量对于任何多惯性模型总体上足够的，并在没有机械谐振情况下消除或最小化了驱动机构的惯性力矩的波动。

特别指出，在该实施方式中第一干扰观察器31从第二转矩指令减去理想电动机的加减速转矩信号以估计干扰转矩。基于电动机200的第一电动机速度，从谐振抑制模型43取得加减速转矩信号，并且加减速转矩信号具有最小的机械谐振影响。

特别指出，在该实施方式中第一干扰观察器31的电流回路模型41和第一电流控制器4一起同等地处理第二转矩指令。这降低了谐振抑制模型43取得的理想电动机的加减速转矩信号（根据电动机速度计算出的转矩信号）和从电流回路模型输出的转矩信号（作为指令）之间的相位差。这确保了精确估计干扰转矩并改善了惯性变化抑制器3的响应特性。这进而把速度控制系统回路的截止频率提高至高频带，因而容许更大的转动惯量比。即，提高了对于驱动机构500的转动惯量比的鲁棒性。

下面将描述变型例

（1）作为相位提前滤波器的第二相位补偿器

上面描述的实施方式采用第一相位补偿器7使速度控制系统的相位提前，由此改善位置控制系统的相位余量。还可以采用第二相位补偿器使得在特定频带中相位提前。这进一步改善了位置控制系统的相位余量。

图33示出了图1中示出的上述实施方式的第一变型例。根据第一变型例的电动机控制装置100A包括在位置控制器1和减法器9之间的新的第二相位补偿器11。第二相位补偿器11取得从位置控制器1输出的第一速度指令，使第一速度指令在特定频带中相位提前，并向减法器9输出第二速度指令。

第二相位补偿器11的示例在图34中示出。第二相位补偿器11包括低通滤波器71、高通滤波器72和加法器73。加法器73把低通滤波器71和高通滤波器72的输出相加，然后输出相加和。因而，第二相位补偿器11可以是使用相位提前滤波器的控制块。

相位提前滤波器具有式（3）表示的传递函数G（s）。低通滤波器具有时间常数T_L，而高通滤波器具有时间常数T_H。时间常数T_L和T_H被设置为满足1/T_H＜1/T_L。更具体地说，低通滤波器具有截止频率ω₁(=1/T_L)，而高通滤波器具有截止频率ω₂(=1/T_H)。截止频率ω₁和ω₂被设置为满足关系：ω₂<ω₁。这有助于校正相位延迟。如果这些条件颠倒，得到相位延迟滤波器，不提供相位提前效果。

G(s)=(1+sT_H)/(1+sT_L)

=1/(1+sT_L)+sT_H/(1+sT_L)

=ω_L/(ω_L+s)+T_Hω_Ls/(ω_L+s)...(3)

相位提前滤波器还可以表示为式（4）。

G(s)=ω_L/(ω_L+s)+T_Lω_Hs/(ω_H+s)...(4)

这里，使低通滤波器71的截止频率高于高通滤波器72的截止频率，得到相位提前滤波器。

第二相位补偿器11将来自位置控制器1的第一速度指令输入到低通滤波器71和高通滤波器72，在加法器73处把低通滤波器71和高通滤波器72的输出相加，并输出相加和作为第二速度指令。单独使用低通滤波器71可能不使相位提前，而单独使用高通滤波器72可能使得在不希望的低频带中相位提前。另外，高通滤波器72可能使得在低频带中增益下降。通过速度回路增益或速度积分固有地补偿低频带中的增益。但是，根据图34中示出的该实施方式的第二相位补偿器11作为相位提前滤波器工作，使得仅在希望频带中相位提前。低通滤波器71对应于所附权利要求书中记载的第二低通滤波器。

另外，当在速度控制器2中的未示出的速度回路增益增加时，在第二相位补偿器11处要补偿的相位发生偏离，这可能导致发生振动。考虑到该情况，第二相位补偿器11可以根据在速度控制器2中的速度回路增益来改变低通滤波器71和高通滤波器72的截止频率。具体地说，可以执行仿真或实际机器测试，以在曲线图上顺序地描绘与速度控制器2中的速度回路增益中的变化相对应的低通滤波器71和高通滤波器72的截止频率的最优值（描绘的值未示出）。然后，对描绘的测试数据进行内插，可以取得近似值。

例如，在采用图2所示的干扰观察器的第一变型例中，高通滤波器72的截止频率可以是固定的，而低通滤波器71的截止频率f_c可以由二次函数f_c=a×K_v ²+b×K_v+c来近似，其中K_v表示速度回路增益。还可以使用低通滤波器71的截止频率，低通滤波器71的截止频率可以由诸如f_c=a×K_v+b的线性函数来近似。还可以固定低通滤波器71的截止频率并使用速度回路增益K_v的二次函数或线性函数来近似高通滤波器72的截止频率f_c。进行近似的这些多项式使用速度回路增益K_v作为独立变量。这确保了例如当速度控制器2中的速度回路增益K_v变化时，上述函数适当地改变第二相位补偿器11的低通滤波器71或高通滤波器72的截止频率。这进而确保了自动再调整相位的补偿值。即，使用速度回路增益K_v作为独立变量进行近似的多项式可以用于适当地改变第二相位补偿器11的低通滤波器71或高通滤波器72的截止频率。这确保证了自动再调整相位的补偿值。

图35、图36和图37分别对应于上述实施方式的图22、图24和图26。如从图35、图36和图37看到的，第一变型例与在图21、图23和图25中示出的比较例相比，展现了清楚的变化抑制效果。即，对于任何惯性模型，第一变型例改善了对于机械谐振的鲁棒性。

图38至图43示出了为了在第一变型例和比较例之间进行比较而在不同转动惯量比的情况下执行的实验测试的曲线图。图38示出在转动惯量比为大约2倍的情况下执行的比较仿真的曲线图；图39示出在转动惯量比为大约2倍的情况下执行的根据第一变型例（第一扰动观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图40示出以大约3.5倍的转动惯量比执行的比较仿真的曲线图；图41示出以大约3.5倍的转动惯量比执行的根据第一变型例（第一扰动观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图42示出在转动惯量比为大约5的情况下执行的比较仿真的曲线图；图43示出在转动惯量比为大约5的情况下执行的根据第一变型例（第一扰动观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图。为了实现位置确定操作，位置指令顺序地改变。图38至图43表明在图38、图40和图42的比较例中随着转动惯量比变大，转矩指令更可能振动。但是，图39、图41和图43的第一变型例表现出了对于转矩指令与转动惯量比无关的变化抑制效果，提供了显著高的稳定性。因而，第一变型例提供了对于转动惯量比的高鲁棒性。

如前面已经描述的，根据第一变型例的电动机控制装置100A包括在位置控制系统回路中的第二相位补偿器11。第二相位补偿器11作为相位提前滤波器工作，以改善位置控制系统的相位余量，这进而改善了惯性变化抑制器3的响应特性。即，改善了对于驱动机构500的转动惯量比的鲁棒性。

在上述实施方式中，电流回路模型41布置在第一干扰观察器31中，以降低相对于转矩指令而言电流回路的延迟。但是，这不应该解释为限制意义。还可以在电流控制器中提供未示出的相位补偿电流观察器降低电流回路的延迟，以改善惯性变化抑制器3的响应特性。

（2）在干扰观察器中的电流回路逆模型

图44示出了第二干扰观察器31A。第二干扰观察器31A与图2中示出的第一干扰观察器31的不同之处在于没有设置电流回路模型41（如由虚线指示的）。作为替代，在谐振抑制模型43的输出侧上提供电流回路逆模型41A。电流回路逆模型41A是电流回路模型41的逆系统。例如，如果传递函数的分母和分子颠倒，则分子的算子s具有比分母的阶数高的阶数，使得不可能实现电流回路逆模型41A。在实际安装中将该情形考虑进来，在第二干扰观察器31A外部的低通滤波器32和未示出的附加低通滤波器32可以在第二干扰观察器31A内部移动，并在减法器44的输入侧上分别沿两个路径布置。低通滤波器32之一可以与电流回路逆模型41A相乘以降低逆模型的传递函数分子的阶数。电流回路逆模型41A使从谐振抑制模型43输出的理想模型的加减速转矩信号的相位（根据电动机速度计算出的转矩信号的相位）提前。由此，电流回路逆模型41A降低了第二转矩指令（作为指令的转矩信号）和谐振抑制模型43取得的理想电动机的加减速转矩信号（根据电动机速度计算出的转矩信号）之间的相位差。这确保了精确估计干扰转矩。

当干扰抑制控制系统上需要高谐振特性时，如上所述，这需要把电流控制器的模型添加到控制对象，这一点在干扰观察器的设计中忽视了。但是，就软件安装而言，因为干扰观察器的阶数显著增加，所以这是不切实际的。即使存在丰富的硬件资源足以将电流控制器的模型包括到干扰观察器的设计中，但是与低阶干扰观察器的控制频带相比，得到的干扰观察器具有窄的控制频带。这可以降低对于惯性力矩变化的鲁棒性，损害改善鲁帮性的尝试。

解决方案是改善电流控制器的延迟。考虑于此，根据第二变型例的电流回路模型41具有相位提前补偿的功能。实际电流控制系统P_i(s)的理想电流回路逆模型41A是P_i ^-1(s)。但是，由于实际电流控制系统P_i(s)复杂，所以使用简单得如(1+T₄s)/(1+T₃s)的相位提前补偿器。由于这是提前补偿的情况，所以时间常数满足T₃<T₄。这降低了实际电流控制系统P_i(s)的延迟并把传递函数近似为它的理想形式“1”。即使在干扰观察器的电流回路逆模型41A的传递函数近似为“1（×相位提前补偿）”的情况下，相对于实际电流控制系统P_i(s)的误差小。这确保了干扰观察器的宽频带设计，并且改善了干扰抑制控制系统的鲁棒性能。

在该情况下，与式（1）相对应的回路传递函数G_LOOP是：

$G_{\mathrm{Loop}}\left(s\right)=-K_{f}g\left(s\right)(1-P_i\left(s\right)R\left(s\right)\frac{J_m}{(J_m+J_L)s}\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s}{J}_{m}s{P}_i^{-1}\left(s\right))$

$=-K_{f}g\left(s\right)(1-R\left(s\right)\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s}\frac{1+T_{4}s}{1+T_{3}s}\frac{J_m}{J_m+J_L})...\left(5\right)$

与式（2）相对应的闭环传递函数G_Close是：

$G_{\mathrm{Close}}\left(s\right)=\frac{P_i\left(s\right)R\left(s\right)\frac{1}{(J_m+J_L)s}}{1-K_{f}g\left(s\right)(1-R\left(s\right)\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s}\frac{1+T_{4}s}{1+T_{3}s}\frac{J_m}{J_L+J_m})}...\left(6\right)$

图45、图46和图47分别对应于上述实施方式的图22、图24和图26。图45示出使用2惯性模型的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图46示出使用3惯性模型的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图47示出使用4惯性模型的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图。如从图45、图46和图47所看出的，第二变型例与在图21、图23和图25中示出的比较例相比，展现了清楚的变化抑制效果。即，对于任何惯性模型，第二变型例改善了对于机械谐振的鲁棒性。与第一变型例类似，第二变型例采用了第一相位补偿器7和第二相位补偿器11二者。

图48至图53示出为了在第一变型例和第二变型例之间进行比较而在不同转动惯量比的情况下执行的仿真的曲线图。图48示出在转动惯量比为0（刚体负载0倍）的情况下执行的根据第一变型例（第一干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图49示出在转动惯量比为0（刚体负载0倍）的情况下执行的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图50示出在转动惯量比为30（刚体负载30倍）的情况下执行的根据第一变型例（第一干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图51示出在转动惯量比为30（刚体负载30倍）的情况下执行的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；图52示出在转动惯量比为35（刚体负载35倍）的情况下执行的根据第一变型例（第一干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图；以及图53示出在转动惯量比为35（刚体负载35倍）的情况下执行的根据第二变型例（第二干扰观察器+第一相位补偿器+第二相位补偿器）的仿真的曲线图。图48至图53表明随着转动惯量比变大，就对于电动机200的电动机速度和转矩指令的变化抑制效果而言，第二变型例的图49、图51和图53优于第一变型例的图48、图50和图52（尤其在虚线包围的部分处）。

如前面已经描述的，根据第二变型例的电动机控制装置100B采用电流回路逆模型41A执行相位提前补偿。这降低了实际电流控制系统的延迟并把传递函数近似为它的理想形式。这确保了即使在第二干扰观察器31A的电流回路的传递函数近似为“1”的情况下，相对于实际电流控制系统的误差小。这确保了第二干扰观察器31A的宽频带设计，并改善了惯性变化抑制器3的响应特性。即，进一步改善了对于驱动机构500的转动惯量比的鲁棒性。

尽管在上述实施方式和变型例中，电动机200是旋转电动机，但这不应该解释为限制意义。也可以采用线性电动机。上面的描述应用于此，除了转矩相关的术语替换为推力，惯性力矩相关术语替换为惯性质量，旋转编码器替换为线性刻度，积分旋转位置替换为积分运动位置，并且转子替换为动子。

另外，上述实施方式和变型例可以按照认为适当的任何方式进行组合。

明显的，根据上面的教导，本发明的许多变型和修改是可能的。因此，应该理解，在所附权利要求书的范围内，本发明可以实现为与这里具体描述的内容不同。

Claims (8)

1.一种电动机控制装置，该电动机控制装置包括：

位置检测器，其被构造为检测电动机的位置，该电动机被构造为对驱动机构进行驱动；

速度运算器，其被构造为取得所述电动机的位置来计算所述电动机的第一速度；

位置控制器，其被构造为取得所述电动机的位置和位置指令之间的差，来生成并输出第一速度指令；

速度控制器，其被构造为取得所述第一速度指令和所述电动机的第二速度之间的差，来生成并输出第一转矩指令和第一推力指令二者中的至少一方，所述电动机的所述第二速度具有相对于所述电动机的所述第一速度的相位提前的相位；

第一相位补偿器，其包括第一低通滤波器，该第一低通滤波器用于使所述电动机的所述第二速度的相位相对于所述电动机的所述第一速度的相位提前，所述第一相位补偿器被构造为取得所述第一转矩指令和所述第一推力指令二者中的所述至少一方以及所述第一速度，来输出所述电动机的所述第二速度，所述第一低通滤波器具有使用包括所述速度控制器的速度回路增益作为独立变量的多项式计算出的时间常数；

惯性变化抑制器，其包括干扰观察器，所述干扰观察器包括被构造为抑制所述驱动机构的机械谐振的谐振抑制模型，所述干扰观察器被构造为估计干扰转矩和干扰推力二者中的至少一方，所述惯性变化抑制器被构造为取得第二转矩指令和第二推力指令二者中的至少一方以及所述第一速度，被构造为将所述干扰转矩加至所述第一转矩指令来生成所述第二转矩指令，或者被构造为将所述干扰推力加至所述第一推力指令来生成所述第二推力指令，并且被构造为输出所述第二转矩指令和所述第二推力指令二者中的至少一方；以及

转矩控制器和推力控制器二者中的至少一方，所述转矩控制器被构造为取得所述第二转矩指令来控制所述电动机的转矩，所述推力控制器被构造为取得所述第二推力指令来控制所述电动机的推力。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，所述干扰观察器的所述谐振抑制模型包括谐振抑制标称模型的逆系统，所述谐振抑制标称模型包括频率特性控制部，该频率特性控制部包括基于多个频率设置值确定的多个时间常数，所述多个频率设置值用于改变刚体标称模型的频率特性的增益变化率。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其中，所述频率特性控制部的所述多个时间常数被设置为控制所述谐振抑制标称模型，以对于所述电动机和所述驱动机构的机械谐振特性在任何频带中保持频率特性上的增益余量和相位余量中的至少一方。

4.根据权利要求2或3所述的电动机控制装置，

其中，所述干扰观察器的所述谐振抑制模型包括所述频率特性控制部的逆系统，

其中，所述惯性变化抑制器、所述转矩控制器和所述推力控制器二者中的所述至少一方、所述电动机和所述驱动机构一起限定了具有回路传递特性的干扰抑制控制系统回路，

其中，所述频率特性控制部的所述多个时间常数被设置为控制所述回路传递特性，以在低频带中具有负180度的相位和小于1的增益，而在高频带中提供等于或大于1的增益的频率区域中具有除了负180度以外的相位，并且

其中，所述干扰观察器的所述谐振抑制模型被构造为通过所述频率特性控制部的所述逆系统取得所述电动机的所述第一速度的值，被构造为将所取得的值与所述电动机的惯性力矩和惯性质量二者中的至少一方相乘，并被构造为对通过该相乘所取得的乘积进行微分。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机控制装置，其中，所述干扰观察器被构造为从所述第二转矩指令减去理想电动机的加减速转矩信号，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰转矩，或者所述干扰观察器被构造为从所述第二推力指令减去理想电动机的加减速推力信号，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰推力，所述加减速转矩信号和所述加减速推力信号是基于所述第一速度使用所述谐振抑制模型计算出的。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机控制装置，

其中，所述干扰观察器还包括电流回路模型，该电流回路模型模拟所述转矩控制器和所述推力控制器二者中的所述至少一方的电流控制回路，并且

其中，所述干扰观察器被构造为通过所述电流回路模型取得所述第二转矩指令的值，被构造为从取得的值减去理想电动机的加减速转矩信号，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰转矩，或者所述干扰观察器被构造为通过所述电流回路模型取得所述第二推力指令的值，被构造为从取得的值减去理想电动机的加减速推力信号，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰推力，所述加减速转矩信号和所述加减速推力信号是基于所述第一速度使用所述谐振抑制模型计算出的。

7.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机控制装置，

其中，所述干扰观察器还包括电流回路逆模型，该电流回路逆模型包括所述转矩控制器和所述推力控制器二者中的所述至少一方的电流控制回路的逆模型，并且

其中，所述干扰观察器被构造为通过所述电流回路逆模型取得理想电动机的加减速转矩信号的值，被构造为从所述第二转矩指令减去所取得的值，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰转矩，或者所述干扰观察器被构造为通过所述电流回路逆模型取得理想电动机的加减速推力信号的值，被构造为从所述第二推力指令减去所取得的值，并被构造为输出通过该减去所取得的差作为所述干扰推力，所述加减速转矩信号和所述加减速推力信号是基于所述第一速度使用所述谐振抑制模型计算出的。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的电动机控制装置，该电动机控制装置还包括第二相位补偿器，该第二相位补偿器包括第二低通滤波器，该第二低通滤波器具有使用包括所述速度控制器的速度回路增益作为独立变量的多项式计算出的截止频率，所述第二相位补偿器被构造为取得所述第一速度指令来基于所述第二低通滤波器生成并输出第二速度指令，该第二速度指令具有相对于所述第一速度指令的相位提前的相位，

其中，所述速度控制器被构造为取得所述第二速度指令和所述电动机的所述第二速度之间的差来代替所述第一速度指令，并且被构造为输出所述第一转矩指令和所述第一推力指令二者中的至少一方。

Images