CN111684708B - 电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

电动机的控制装置构成为具有：速度控制器，其运算并输出针对电动机的操作量；第1滤波器，其将操作量作为输入，按照从操作量到第1校正量的第1传递函数运算并输出第1校正量；第2滤波器，其将旋转速度作为输入，按照从旋转速度到第2校正量的第2传递函数运算并输出第2校正量；以及控制指令运算器，其将第1校正量和第2校正量相加，由此运算并输出控制指令。第1滤波器中的第1传递函数的时间常数和第2滤波器中的第2传递函数的时间常数被设定成，使得在从操作量到旋转速度的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数最大。

Description

电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及对电动机进行控制的电动机的控制装置。

背景技术

当电动机和负载通过刚性较低的轴等连接时，电动机和负载发生谐振。因此，在设计电动机的速度控制时，需要考虑该谐振进行设计。此时，当速度控制的设计错误时激励出该谐振，其结果是，电动机和负载可能损坏。

作为应对这种问题的现有的电动机的控制装置，提出了构成为抑制谐振导致的振动的控制装置(例如参照专利文献1)。具体而言，现有的控制装置构成为具有控制系统，该控制系统高速地估计负载转矩，进行反馈控制以使该负载转矩与针对电动机的转矩指令一致。此外，在现有的控制装置中，控制系统应用使电动机的惯性看起来变化而实现稳定化的谐振比控制。进而，在现有的控制装置中，针对应用了谐振比控制的控制系统追加一阶滞后滤波器，由此实现控制性能的改善，进而，能够在理论上决定一阶滞后滤波器的时间常数。通过这种控制装置的结构，实现抑制谐振导致的振动的效果。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平8-137503号公报

发明内容

发明要解决的课题

在现有的控制装置中，如上所述，能够在理论上决定针对应用了谐振比控制的控制系统追加的一阶滞后滤波器的时间常数，但是，没有明确设定对负载转矩进行估计的观测器的时间常数的方法。因此，在现有的控制装置中，根据控制系统的观测器的时间常数的设定，在产生了电动机和负载的谐振的情况下，可能无法使该谐振导致的振动迅速地衰减。

本发明正是为了解决上述这种课题而完成的，其目的在于得到如下的电动机的控制装置：在产生了电动机和负载的谐振的情况下，也能够使该谐振导致的振动迅速地衰减。

用于解决课题的手段

本发明中的电动机的控制装置按照控制指令对电动机进行控制，其中，电动机的控制装置具有：速度控制器，其根据电动机的旋转速度指令和由取得电动机的旋转速度的速度取得器取得的旋转速度，运算并输出针对电动机的操作量；第1滤波器，其将由速度控制器输出的操作量作为输入，按照从操作量到第1校正量的第1传递函数运算并输出第1校正量；第2滤波器，其将由速度取得器取得的旋转速度作为输入，按照从旋转速度到第2校正量的第2传递函数运算并输出第2校正量；以及控制指令运算器，其从由第1滤波器输出的第1校正量减去由第2滤波器输出的第2校正量，由此运算并输出控制指令，第1滤波器中的第1传递函数的时间常数和第2滤波器中的第2传递函数的时间常数被设定成，使得在从操作量到旋转速度的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数最大。

发明效果

根据本发明，能够得到如下的电动机的控制装置：在产生了电动机和负载的谐振的情况下，也能够使该谐振导致的振动迅速地衰减。

附图说明

图1是示出具有本发明的实施方式1中的电动机的控制装置的电动机系统的结构的框图。

图2是等效变换成图1的框图之前的框图。

图3是对图1的框图进行等效变换后的框图。

图4是与图3的控制装置一起示出电动机和负载的模型的框图。

图5是对图4的框图进行等效变换后的框图。

图6是示出使图5的控制对象的时间常数变化时的控制对象的极的轨迹的图。

图7是示出图5的控制对象的衰减系数与时间常数的关系的一例的图。

图8A是示出图4的控制对象的增益特性和图5的控制对象的增益特性的图。

图8B是示出图4的控制对象的相位特性和图5的控制对象的相位特性的图。

图9A是示出未应用图1的控制装置时的电动机的旋转速度和负载的速度的图。

图9B是示出应用了图1的控制装置时的电动机的旋转速度和负载的速度的图。

图10是示出具有本发明的实施方式2中的电动机的控制装置的电动机系统的结构的框图。

图11是示出图10的校正速度运算器的结构的框图。

图12是示出图11的加速度估计器的结构的框图。

图13A是示出输入到图10的校正速度运算器的旋转速度和从校正速度运算器输出的校正旋转速度的时间波形的图。

图13B是放大由图13A的虚线包围的部分而成的图。

图14是示出本发明的实施方式3中的第1滤波器的结构的框图。

图15是示出本发明的实施方式3中的第2滤波器的结构的框图。

图16是示出本发明的实施方式3中的与高响应滤波器和低响应滤波器的输出分别相乘的校正系数与旋转速度的关系的图。

图17A是示出本发明的实施方式3中的第1滤波器的频率特性的图。

图17B是示出本发明的实施方式3中的第2滤波器的频率特性的图。

具体实施方式

下面，按照优选的实施方式，使用附图对本发明的电动机的控制装置进行说明。另外，在附图的说明中，对相同部分或相当部分标注相同标号并省略重复的说明。

实施方式1

图1是示出具有本发明的实施方式1中的电动机的控制装置3的电动机系统的结构的框图。在图1中，电动机控制系统具有电动机1、速度取得器2以及对电动机1进行控制的控制装置3。

电动机1的种类没有特别限定，但是，作为电动机1的具体例，可举出永久磁铁同步机、感应电动机等。另外，在本实施方式1中，设电动机1与进行谐振的负载连接。此外，在将本实施方式1中的控制装置3应用于例如电梯的情况下，作为负载，例如可考虑卷绕于包含电动机的曳引机的绳索、悬吊于该绳索的轿厢等。

速度取得器2取得电动机1的旋转速度ω，输出所取得的旋转速度ω。作为速度取得器2的具体结构例，速度取得器2如下构成。

即，速度取得器2例如使用光学式编码器、分解器、磁传感器等检测电动机1的旋转位置或旋转角度，根据其检测结果运算电动机1的旋转速度ω，由此取得旋转速度ω。在这样构成速度取得器2的情况下，速度取得器2例如通过旋转位置或旋转角度的时间微分运算旋转速度ω。此外，为了去除该时间微分引起的噪声，速度取得器2也可以构成为使用低通滤波器对旋转速度ω进行平滑化。进而，速度取得器2也可以构成为按照预先设定的一定时间运算旋转速度ω，还可以构成为具有用于计测时间的结构，按照预先设定的一定旋转角运算旋转速度ω。

另外，速度取得器2不限于上述结构例，也可以构成为直接检测电动机1的旋转速度ω，还可以构成为检测电动机1的旋转加速度，对该旋转加速度进行时间积分，由此运算电动机1的旋转速度ω。这样，速度取得器2能够取得电动机1的旋转速度ω即可，可以任意构成。

控制装置3按照后述的控制指令对电动机1进行控制。具体而言，控制装置3对电动机1的旋转速度ω进行控制。控制装置3例如通过执行运算处理的微计算机、存储程序数据和固定值数据等数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)、对存储着的数据进行更新并依次改写的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)等实现。

控制装置3具有速度控制器4、第1滤波器5、第2滤波器6和控制指令运算器7。

速度控制器4根据电动机1的旋转速度指令和由速度取得器2取得的旋转速度ω运算针对电动机1的操作量T，输出运算出的操作量T。具体而言，速度控制器4按照后述的控制方式运算针对电动机1的操作量T以使旋转速度ω与旋转速度指令一致，输出运算出的操作量T。

这里，旋转速度指令是电动机1的旋转速度ω的目标值。此外，一般而言，操作量T是转矩指令或电流指令。另外，作为速度控制器4的控制方式，能够使用各种控制方法，但是，一般而言，大多使用P控制、PI控制或PID控制。

第1滤波器5将由速度控制器4输出的操作量T作为输入，按照后述的第1传递函数运算第1校正量T₁，输出运算出的第1校正量T₁。

第2滤波器6将由速度取得器2取得的旋转速度ω作为输入，按照后述的第2传递函数运算第2校正量T₂，输出运算出的第2校正量T₂。第1滤波器5和第2滤波器6在后面详细说明。

控制指令运算器7从由第1滤波器5输出的第1校正量T₁减去由第2滤波器6输出的第2校正量T₂，由此运算作为针对电动机1的控制指令的一例的转矩指令T_M，输出运算出的转矩指令T_M。

在针对电动机1的控制指令是转矩指令的情况下，一般而言，该转矩指令被换算成电流指令。此外，电流控制器(未图示)进行电流控制以使电动机1的电流与该电流指令一致，由此运算用于对电动机1的电压进行控制的电压指令。进而，电力转换器(未图示)按照由电流控制器运算出的电压指令，对电动机1施加电压。

另外，作为上述电力转换器，一般而言，使用将从电源供给的电压转换成可变电压可变频率的交流电压的逆变器。此外，作为上述电力转换器的具体例，可举出由将交流电压转换成直流电压的变换器和将由该变换器转换的直流电压转换成交流电压的逆变器构成的逆变器装置、以及将交流电压直接转换成可变电压可变频率的交流电压的矩阵变换器等。另外，电流控制器和电力转换器的上述结构只不过是一例，电流控制器和电力转换器可以任意构成。

另外，在以除了电动机1的旋转速度ω以外还对电动机1的旋转位置进行控制的方式构成控制装置3的情况下，在速度控制器4的上位附加位置控制器(未图示)。该位置控制器运算输入到速度控制器4的旋转速度指令，以使电动机1的旋转位置与用于对旋转位置进行控制的旋转位置指令一致。该情况下，速度控制器4使用从位置控制器输入的旋转速度指令运算操作量T。作为位置控制器的控制方式能够使用各种控制方法，但是，一般而言，大多使用P控制、PI控制或PID控制。

接着，对第1滤波器5、第2滤波器6和控制指令运算器7进行说明。图2是等效变换成图1的框图之前的框图。这里，在本实施方式1中的控制装置3中，采用应用了谐振比控制的控制系统。

在图2中，干扰观测器9使用转矩指令T_M、电动机1的旋转速度ω和电动机1的模型，估计作用于电动机1的负载转矩T_L。

通常，在干扰抑制控制中，作为干扰观测器9的输出的负载转矩T_L不乘以系数而直接与转矩指令相加。

另一方面，在谐振比控制中，根据谐振比增益部8的结构可知，对作为干扰观测器9的输出的负载转矩T_L乘以1-K这样的系数进行反馈，并且对作为速度控制器4的输出的操作量T乘以K这样的系数。由此，能够使电动机1的惯性力矩看起来变化，能够使反谐振频率与谐振频率的频率比变化。

在图2中，J表示电动机1的惯性力矩即电动机1的模型，T_q表示决定谐振比控制中的干扰观测器9的估计频带的时间常数，K表示谐振比系数，s表示拉普拉斯算子。

系数K是决定谐振比的系数，通过该系数K使谐振频率变化。时间常数T_q是决定干扰观测器9的响应性的常数，时间常数T_q越小，则越能够实现高速响应，越能够得到较高的干扰抑制能力。但是，当减小时间常数T_q时，对电动机1的旋转速度ω中包含的观测噪声敏感，因此，响应性和观测噪声成为折中的关系。

另外，在图2中，例示出干扰观测器9构成为通过最小维度观测器估计负载转矩T_L的情况，但是，干扰观测器9也可以构成为通过相同维度观测器估计负载转矩T_L。

根据示出谐振比控制的图2的框图，能够导出速度控制器4的输出即操作量T、速度取得器2的输出即电动机1的旋转速度ω、控制指令运算器7的输出即转矩指令T_M的关系，其结果是，得到图3的框图。

图3是对图1的框图进行等效变换后的框图。如图3所示，第1滤波器5的特性由从作为输入的操作量T到作为输出的第1校正量T₁的第1传递函数规定。此外，第2滤波器6的特性由从作为输入的旋转速度ω到作为输出的第2校正量T₂的第2传递函数规定。

这里，在本实施方式1中，系数K被设计成K<1。由此，电动机1的惯性力矩J看起来增大，其结果是，得到以下2个效果。

第1个效果是抑制谐振的峰值的效果。通过抑制谐振的峰值，能够抑制电动机1和负载进行谐振，其结果是，能够使该负载稳定地动作。

第2个效果是电动机1的惯性和包含与电动机1连接的负载的惯性在内的整体惯性之差减小，其结果是，将从速度控制器4观察的控制对象视为一个惯性体。多数情况下，负载的惯性大于电动机1的惯性，因此，如果不能将控制对象视为一个惯性体，则很难评价控制的稳定性。但是，如果能够将控制对象视为一个惯性体，则容易评价控制的稳定性，实现控制的稳定性的提高。

如上所述，在K<1的情况下，第1滤波器5例如是相位延迟补偿滤波器，第2滤波器6例如是微分滤波器。该情况下，如图3所示，控制指令运算器7由通过从第1滤波器5的输出减去第2滤波器6的输出来运算转矩指令T_M的减法器构成。

接着，考虑设从控制装置3观察的控制对象为与进行谐振的负载连接的电动机1的情况。图4是与图3的控制装置3一起示出电动机1和负载的模型的框图。

在图4中，ω_n示出控制对象11的反谐振频率，ω_d示出控制对象11的谐振频率，ζ_n和ζ_d示出控制对象11的衰减系数。

在图4中，代替图3所示的电动机1和速度取得器2而示出控制对象10。控制对象10的特性由从转矩指令T_M到旋转速度ω的传递函数规定。这里，作为一例，使用具有1个反谐振频率和1个谐振频率的模型，但是，也可以使用更高阶的模型即具有高阶振动模式的模型。

接着，通过对图4的框图进行等效变换，得到从作为速度控制器4的输出的操作量T到电动机1的旋转速度ω的传递特性，其结果是，得到图5的框图。

图5是对图4的框图进行等效变换后的框图。根据图5可知，通过该等效变换，速度控制器4的控制对象能够代替图4所示的控制对象10而视为控制对象11。控制对象11的特性由从作为速度控制器4的输出的操作量T到电动机1的旋转速度ω的传递函数规定。

如上所述，可知系数K成为使电动机1的惯性力矩J看起来变化的系数。此外，可知控制对象11的传递函数的分子即从速度控制器4观察时的反谐振特性没有变化。另一方面，可知控制对象11的传递函数的分母即从速度控制器4观察时的谐振特性在决定系数K时，能够通过干扰观测器9的时间常数T_q任意决定。即，通过适当决定时间常数T_q，能够使从速度控制器4观察的控制对象11的谐振特性任意变化。

这里，如上述第2个效果所示，系数K是决定电动机1的惯性与电动机1和负载的整体惯性如何接近的系数。因此，决定电动机1的惯性与电动机1和负载的整体惯性的优选比率，按照该比率设定系数K。理想情况下，尽可能减小系数K，由此，视为电动机1的惯性与电动机1和负载的整体惯性大致相同。但是，当考虑图3所示的第1滤波器5的频率特性具有K/T_q的截止频率时，在过度减小系数K的情况下，注意到由于第1滤波器5的频率特性而使速度控制器4的频带看起来变低。

时间常数T_q示出干扰观测器9的估计频带，因此，需要设定成比干扰的频率即希望抑制的谐振频率大。但是，针对希望抑制的谐振频率，没有明确以何种程度增大时间常数T_q即可，当过度增大时间常数T_q时，旋转速度ω中包含的观测噪声放大。因此，在本实施方式1中，通过以下所示的方法决定时间常数T_q。通过本实施方式1公开的方法决定时间常数T_q，由此，能够实现上述的第1个效果即抑制谐振的峰值的效果。

如图5所示，控制对象11的传递函数的分母多项式成为3次方程式。因此，在控制对象11中，1个极成为实根，其余2个极成为共轭的复根。另外，在考虑高阶的振动模式的情况下，复极的数量增加。

图6是示出使图5的控制对象11的时间常数T_q变化时的控制对象11的极的轨迹的图。

如图6所示，可知通过使时间常数T_q变化，从实轴观察的偏角减小，或者从虚轴观察的偏角增大。这等效于从速度控制器4观察的控制对象11的衰减系数增大。偏角是由复极的实部和虚部决定的角度。

这里，在从作为速度控制器4的输出的操作量T到电动机1的旋转速度ω的传递特性中，作为极的共轭的复根决定谐振特性。以后，将这种复根称作谐振极，将2个谐振极表记为p₁、p₂。此外，以后，将在图5所示的控制对象11的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数ζ_d和谐振频率ω_d分别表记为衰减系数ζ和固有频率ω。

谐振极p₁、p₂如以下的式(1)所示。

【数式1】

p₁，p₂＝Re±j IM…(1)

在式(1)中，Re示出谐振极的实部，Im示出谐振极的虚部，j示出虚数单位。实部Re和虚部Im可以认为是能够任意设定的参数即时间常数T_q的函数。一般而言，2次系统的极使用衰减系数ζ和固有频率ω时，如以下的式(2)所示。

【数式2】

通过对式(1)和式(2)的系数进行比较，衰减系数ζ如以下的式(3)所示。

【数式3】

图7是示出图5的控制对象11的衰减系数ζ与时间常数T_q的关系的一例的图。在图7中，示出式(3)的一例，进而，设横轴为时间常数T_q的倒数，设纵轴为衰减系数ζ。

如图7所示，可知当使时间常数T_q变化时，在某个时间常数T_q中，衰减系数ζ最大。式(3)所示的衰减系数ζ可以认为是时间常数T_q的函数f(T_q)。因此，通过以下的式(4)所示的关系求出衰减系数ζ的变化为0的时间常数T_q。由此，求出衰减系数ζ最大的时间常数T_q。

【数式4】

这样，第1滤波器5中的第1传递函数的时间常数T_q和第2滤波器6中的第2传递函数的时间常数T_q被设定成，使得衰减系数ζ即在从图5所示的操作量T到旋转速度ω的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数ζ_d最大。

图8A是示出图4的控制对象10的增益特性和图5的控制对象11的增益特性的图。图8B是示出图4的控制对象10的相位特性和图5的控制对象11的相位特性的图。在图8A和图8B中，为了进行比较，一并示出控制对象10的特性和使用由式(4)决定的时间常数T_q的控制对象11的特性。

根据图8A和图8B可知，设定时间常数T_q以使控制对象11的衰减系数ζ最大的结果是，谐振的峰值得到抑制。因此，能够设计速度控制器4而不用在意电动机1和负载的谐振。由此，能够抑制电动机1和负载进行谐振，其结果是，能够使负载稳定地动作。另外，反谐振仅由负载的特性决定，因此，从电动机1观察时不可控制。

另外，在本实施方式1中，例示出使用式(3)和式(4)直接计算衰减系数ζ而求出时间常数T_q的情况，但是，也可以如下求出时间常数T_q。

即，也可以求出以下的式(5)所示的从实轴起的偏角为最小值的时间常数T_q，还可以以使式(5)所示的Im/Re最小的方式求出时间常数T_q。

【数式5】

从实轴的偏角＝tan^-1(Im/Re)…(5)

此外，也可以求出以下的式(6)所示的从虚轴起的偏角为最大值的时间常数T_q，还可以以使式(6)所示的Re/Im最大的方式求出时间常数T_q。

【数式6】

从虚轴的偏角＝tan^-1(Re/Im)…(6)

在如上所述求出时间常数T_q的情况下，衰减系数ζ最大，其结果是，得到较高的谐振抑制效果。

这样，以使衰减系数ζ最大的方式设定第1滤波器5和第2滤波器6的时间常数T_q，由此能够抑制谐振的峰值。其结果是，能够抑制电动机1和与电动机1连接的负载产生谐振，能够得到具有较高控制性能的控制装置3。

另外，在考虑到高阶的振动模式进行设计的情况下，以由希望抑制的最大的谐振频率决定的控制对象11的衰减系数ζ最大的方式进行设计，由此得到较高的谐振抑制效果。

图9A是示出未应用图1的控制装置3时的电动机的旋转速度和负载的速度的图。图9B是示出应用了图1的控制装置3时的电动机的旋转速度和负载的速度的图。

另外，在将控制装置3应用于例如电梯的情况下，图9A和图9B所示的负载的速度是轿厢的速度。此外，在图9A中，图示出未应用控制装置3时即不使用第1滤波器5、第2滤波器6和控制指令运算器7而仅通过速度控制器4进行控制时的特性。另一方面，在图9B中，图示出应用了控制装置3时的特性。进而，图9A和图9B的特性是电动机1以一定速度旋转的情况下对电动机1的负载侧施加阶梯状的干扰时得到的特性。

对图9A和图9B进行比较时，能够确认在图9A中，当对负载施加干扰时，电动机1和负载进行谐振而振动，但是，在图9B中，电动机1和负载不进行谐振而不振动。如上所述，得到图9B所示的特性是由于，通过以使控制对象11的衰减系数ζ最大的方式设定第1滤波器5和第2滤波器6的时间常数T_q，实现抑制谐振的峰值的效果。

如上所述，根据本实施方式1的电动机的控制装置，构成为具有：速度控制器，其运算并输出针对电动机的操作量；第1滤波器，其将操作量作为输入，按照从操作量到第1校正量的第1传递函数运算并输出第1校正量；第2滤波器，其将旋转速度作为输入，按照从旋转速度到第2校正量的第2传递函数运算并输出第2校正量；以及控制指令运算器，其将第1校正量和第2校正量相加，由此运算并输出控制指令。此外，第1滤波器中的第1传递函数的时间常数和第2滤波器中的第2传递函数的时间常数被设定成，使得在从操作量到旋转速度的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数最大。

这样，在应用了谐振比控制的控制系统中，设定与控制系统的观测器的时间常数等效的滤波器的时间常数的方法是明确的，因此，能够实现针对电动机和负载的谐振具有较高的制动能力的控制系统。即，能够得到如下的电动机的控制装置：在产生了电动机和负载的谐振的情况下，也能够使该谐振导致的振动迅速地衰减。

另外，在本实施方式1中，举出对具有1个谐振频率的控制对象应用本发明的情况作为例子说明了本发明的结构和效果，但是，对包含高阶的振动模式的控制对象应用本发明，也得到同样的效果。

实施方式2

在本发明的实施方式2中，对结构与之前的实施方式1不同的控制装置3进行说明。另外，在本实施方式2中，省略与之前的实施方式1相同之处的说明，以与之前的实施方式1不同之处为中心进行说明。这里，为了便于说明，将在标号“ω”的上部标注有波浪号(～)的标号表记为“ω～”，将在标号“ω”的上部标注有帽子(^)的标号表记为“ω^”，将在标号“a”的上部标注有帽子(^)的标号表记为“a^”。

图10是示出具有本发明的实施方式2中的电动机的控制装置3的电动机系统的结构的框图。在图10中，控制装置3具有速度控制器4、第1滤波器5、第2滤波器6、控制指令运算器7和校正速度运算器12。

这里，与之前的图1所示的控制装置3进行比较时，在图10所示的控制装置3中追加有校正速度运算器12。在图10所示的控制装置3中，校正速度运算器12以外的结构要素进行与之前的图1所示的控制装置3的结构要素相同的动作。

此外，如之前的实施方式1所述，第2滤波器6是微分滤波器，因此，第2滤波器6对电动机1的旋转速度ω中包含的观测噪声进行放大。其结果是，由控制指令运算器7运算的转矩指令T_M是振动的，电动机1产生的转矩有时摆动。可认为负载由于这种观测噪声的影响而振动，因此，需要抑制观测噪声。

在图10中，校正速度运算器12根据由速度取得器2取得的旋转速度ω和由控制指令运算器7输出的转矩指令T_M运算校正旋转速度ω～，输出运算出的校正旋转速度ω～。该校正旋转速度ω～是去除电动机1的旋转速度ω中包含的高频成分后的值。

相对于之前的实施方式1，第2滤波器6将由校正速度运算器12输出的校正旋转速度ω～替代由速度取得器2取得的旋转速度ω作为输入，按照第2传递函数运算第2校正量T₂，输出运算出的第2校正量T₂。这样，校正旋转速度ω～替代旋转速度ω被输入到第2滤波器6，因此，第2滤波器6的输出即第2校正量T₂不容易受到观测噪声的影响，其结果是，可抑制电动机1的转矩振动。

接着，参照图11对校正速度运算器12的结构进行说明。图11是示出图10的校正速度运算器12的结构的框图。在图11中，校正速度运算器12具有加速度估计器13、平滑滤波器14和加法器15。

加速度估计器13根据由速度取得器2取得的旋转速度ω和由控制指令运算器7输出的转矩指令T_M，估计并输出电动机1的旋转加速度的估计值即旋转加速度估计值a^。

平滑滤波器14将由速度取得器2取得的旋转速度ω作为输入，输出去除旋转速度ω中包含的高频成分后的平滑旋转速度ω’。即，平滑滤波器14去除旋转速度ω中包含的高频成分，输出去除该高频成分后的旋转速度ω作为平滑旋转速度ω’。

平滑滤波器14例如是低通滤波器，滤波器的阶数没有特别限定。该情况下，平滑旋转速度ω’成为相对于电动机1的旋转速度ω具有时间延迟的速度。因此，在将平滑旋转速度ω’直接输入到第2滤波器6时，由于该时间延迟的影响而产生第2滤波器6的输出延迟，控制性能变差。

因此，控制装置3构成为在平滑旋转速度ω’中加入旋转加速度估计值a^，运算针对旋转速度ω去除高频成分且抑制时间延迟后的校正旋转速度ω～。具体而言，加法器15将由加速度估计器13输出的旋转加速度估计值a^和由平滑滤波器14输出的平滑旋转速度ω’相加，由此运算校正旋转速度ω～，输出运算出的校正旋转速度ω～。

接着，参照图12对加速度估计器13的结构进行说明。图12是示出图11的加速度估计器13的结构的框图。在图12中，加速度估计器13具有速度观测器16和加速度滤波器17。

速度观测器16根据由速度取得器2取得的旋转速度ω和由控制指令运算器7输出的转矩指令T_M，按照电动机1的模型估计并输出电动机1的旋转速度的估计值即旋转速度估计值ω^。具体而言，速度观测器16例如使用以下的式(7)作为电动机1的模型。

【数式7】

在式(7)中，J示出电动机1的惯性力矩，T_M示出电动机1产生的转矩，T_L示出作用于电动机1的负载转矩。当使用式(7)所示的电动机1的模型构成速度观测器16时，速度观测器16按照以下的式(8)估计旋转速度估计值ω^。

【数式8】

在式(8)中，L₁和L₂是观测器增益，决定旋转速度估计值ω^的估计频带。

另外，上述速度观测器16的结构只不过是一例，能够估计旋转速度估计值ω^即可，可以任意构成速度观测器16。例如，速度观测器16也可以构成为，应用所谓磁通观测器这样的结构，根据电动机1的电气特性估计旋转速度。

加速度滤波器17将由速度观测器16输出的旋转速度估计值ω^作为输入，输出旋转加速度估计值a^。

加速度滤波器17是具有微分特性的滤波器，构成为能够根据旋转速度估计值ω^运算旋转加速度估计值a^。加速度滤波器17例如是高通滤波器，滤波器的阶数没有特别限定。但是，平滑滤波器14的阶数和加速度滤波器17的阶数被设定成相同。

这里，考虑平滑滤波器14的截止频率和加速度滤波器17的截止频率被设定成相同的情况。该情况下，平滑滤波器14去除比截止频率高的高频成分。此外，加速度滤波器17以补偿由平滑滤波器14去除的高频成分的方式发挥功能。因此，得到针对旋转速度ω去除高频成分且抑制时间延迟后的校正旋转速度ω～。因此，能够抑制观测噪声的影响而不会使控制性能恶化。

接着，参照图13A和图13B对观测噪声中包含的旋转速度ω和校正旋转速度ω～的时间波形进行比较。图13A是示出输入到图10的校正速度运算器12的旋转速度ω和从校正速度运算器12输出的校正旋转速度ω～的时间波形的图。图13B是放大由图13A的虚线包围的部分而成的图。

另外，在图13A中，图示出从电动机1的旋转速度加速到成为一定速度为止的旋转速度ω和校正旋转速度ω～的时间历史。

根据图13A和图13B可知，对旋转速度ω和校正旋转速度ω～进行比较时，旋转速度ω中包含的高频成分被去除，进而，相对于旋转速度ω，校正旋转速度ω～的时间延迟非常少。

这样，构成为由校正速度运算器12输出的校正旋转速度ω～替代由速度取得器2取得的旋转速度ω被输入到第2滤波器6。因此，由第2滤波器6输出的第2校正量T₂不容易受到旋转速度ω中包含的观测噪声的影响。其结果是，能够实现电动机1的控制稳定化。

如上所述，根据本实施方式2的电动机的控制装置，相对于之前的实施方式1的结构，还具有运算校正旋转速度的校正速度运算器，第2滤波器构成为将校正旋转速度替代由速度取得器取得的旋转速度作为输入，按照第2传递函数运算第2校正量。由此，可得到与之前的实施方式1相同的效果，并且，可期待进一步实现电动机1的控制稳定化。

实施方式3

在本发明的实施方式3中，对相对于之前的实施方式1、2在第1滤波器5和第2滤波器6的结构方面下了功夫的控制装置3进行说明。另外，在本实施方式3中，省略与之前的实施方式1和2相同之处的说明，以与之前的实施方式1、2不同之处为中心进行说明。

这里，在电动机1开始加速的情况下或电动机1减速而停止的情况下，产生旋转速度在零速度附近振动的颤振这种现象时，第2滤波器6的输出是振动的，其结果是，可认为电动机1和负载受到激励。因此，在本实施方式3中，根据电动机1的旋转速度ω对第1滤波器5和第2滤波器6各自的时间常数的值进行切换，由此，即使电动机1的旋转速度为低速，也实现电动机1的控制稳定化。

图14是示出本发明的实施方式3中的第1滤波器5的结构的框图。图15是示出本发明的实施方式3中的第2滤波器6的结构的框图。

在图14和图15中，第1滤波器5和第2滤波器6分别具有1个高响应滤波器和时间常数分别不同的1个以上的低响应滤波器。高响应滤波器是以之前的实施方式1所述的衰减系数ζ最大的方式设定时间常数T_q的滤波器。低响应滤波器是被设定成比高响应滤波器响应慢的滤波器。

分别对高响应滤波器和低响应滤波器的输出乘以校正系数。将乘以校正系数后的各滤波器的输出相加，输出该相加后的输出作为第1校正量T₁或第2校正量T₂。

这样，第1滤波器5构成为对高响应滤波器和低响应滤波器各自的输出乘以校正系数，将乘以校正系数后的各滤波器的输出相加，由此运算第1校正量T₁。同样，第2滤波器6构成为对高响应滤波器和低响应滤波器各自的输出乘以校正系数，将乘以校正系数后的各滤波器的输出相加，由此运算第2校正量T₂。

这里，如上所述，低响应滤波器被设计成比高响应滤波器响应慢。这等效于增大之前的图2所示的干扰观测器9的时间常数T_q。通过这种设计，干扰抑制能力即谐振抑制能力稍微降低，但是，不容易响应于上述颤振这种现象，其结果是，能够抑制电动机1和负载受到激励。因此，即使电动机1的旋转速度为低速，也能够实现电动机1的控制稳定化。

接着，参照图16对与高响应滤波器和低响应滤波器的输出分别相乘的校正系数进行说明。图16是示出本发明的实施方式3中的与高响应滤波器和低响应滤波器的输出分别相乘的校正系数与旋转速度ω的关系的图。

另外，在图16中，例示出与高响应滤波器和低响应滤波器的输出分别相乘的校正系数的数量为2个的情况。该情况下，第1滤波器5和第2滤波器6分别由1个高响应滤波器和1个低响应滤波器构成。这里，为了区分2个校正系数，将与高响应滤波器的输出相乘的校正系数表记为校正系数A，将与低响应滤波器的输出相乘的校正系数表记为校正系数B。

在图16中，校正系数A和校正系数B分别成为电动机1的旋转速度ω的函数。具体而言，校正系数A和校正系数B如下设定。

即，校正系数A被设定成，在旋转速度ω达到ω₁之前，校正系数A成为“0”，随着旋转速度ω从ω₁增加到ω₂，校正系数A从“0”单调增加到“1”，在旋转速度ω达到ω₂以后，校正系数A成为“1”。校正系数B被设定成，在旋转速度ω达到ω₁之前，校正系数B成为“1”，随着旋转速度ω从ω₁增加到ω₂，校正系数B从“1”单调减少到“0”，在旋转速度ω达到ω₂以后，校正系数B成为“0”。此外，设定校正系数A和校正系数B，使得校正系数A和校正系数B的合计值始终为1而与旋转速度ω无关。

根据图16可知，ω₁是作为将校正系数从固定值切换成可变值的基准的旋转速度即第1基准速度。ω₂是大于第1基准速度且作为将校正系数从可变值切换成固定值的基准的旋转速度即第2基准速度。

在旋转速度ω小于ω₁的情况下，校正系数A为“0”，校正系数B为“1”。因此，第1滤波器5和第2滤波器6各自的输出等效于低响应滤波器的输出。

在旋转速度ω大于ω₁且小于ω₂的情况下，校正系数A和校正系数B的值均不是0，合计值为1。因此，第1滤波器5和第2滤波器6各自的输出等效于对高响应滤波器的输出和低响应滤波器的输出进行合成后的输出。

在旋转速度ω大于ω₂的情况下，校正系数A为“1”，校正系数B为“0”。因此，第1滤波器5和第2滤波器6各自的输出等效于高响应滤波器的输出。

通过这样设定校正系数A和校正系数B，第1滤波器5和第2滤波器6各自的时间常数根据电动机1的旋转速度ω而变化。

即，如果旋转速度ω小于ω₁，则第1滤波器5和第2滤波器6分别作为低响应滤波器发挥功能，运算第1校正量T₁和第2校正量T₂。因此，在旋转速度ω小于ω₁的情况下响应延迟，因此，能够不容易响应于上述颤振这种现象。其结果是，即使电动机1的旋转速度为低速，也能够实现电动机1的控制稳定化。

此外，随着旋转速度ω增大，与高响应滤波器和低响应滤波器的输出分别相乘的校正系数作为旋转速度ω的函数而变化，如果旋转速度ω大于ω₂，则第1滤波器5和第2滤波器6分别作为高响应滤波器发挥功能，运算第1校正量T₁和第2校正量T₂。因此，在旋转速度ω大于ω₂的情况下，能够抑制电动机1和负载的谐振。

另外，第1滤波器5的校正系数和第2滤波器6的校正系数需要被设定成相同。当校正系数在第1滤波器5和第2滤波器6之间不同的情况下，在旋转速度ω存在于ω₁～ω₂的范围内的期间内，时间常数在第1滤波器5与第2滤波器6之间不同。该情况下，谐振比控制的理论不成立，可认为控制性能恶化。

这样，关于第1滤波器5和第2滤波器6的各个滤波器，与高响应滤波器和低响应滤波器各自的输出相乘的校正系数的合计值为1。此外，设定校正系数作为旋转速度ω的函数，使得在旋转速度ω小于第1基准速度的情况下，第1滤波器5和第2滤波器6分别作为低响应滤波器发挥功能，在旋转速度ω大于第2基准速度的情况下，第1滤波器5和第2滤波器6分别作为高响应滤波器发挥功能。

接着，参照图17A和图17B对第1滤波器5和第2滤波器6各自的频率特性进行说明。图17A是示出本发明的实施方式3中的第1滤波器5的频率特性的图。图17B是示出本发明的实施方式3中的第2滤波器6的频率特性的图。

另外，在图17A中，针对校正系数A为“0”且校正系数B为“1”的情况、校正系数A和校正系数B均为“0.5”的情况以及校正系数A为“1”且校正系数B为“0”的情况，分别图示第1滤波器5的频率特性。同样，在图17B中，针对校正系数A为“0”且校正系数B为“1”的情况、校正系数A和校正系数B均为“0.5”的情况以及校正系数A为“1”且校正系数B为“0”的情况，分别图示第2滤波器6的频率特性。

在图17A和图17B中，在校正系数A为“0”且校正系数B为“1”的情况下，如上所述，第1滤波器5和第2滤波器6分别作为低响应滤波器发挥功能。因此，第1滤波器5和第2滤波器6分别在低频侧设定截止频率以使响应延迟。

在校正系数A和校正系数B均为“0.5”的情况下，第1滤波器5和第2滤波器6分别使截止频率向高频侧移动。

在校正系数A为“1”且校正系数B为“0”的情况下，第1滤波器5和第2滤波器6分别作为高响应滤波器发挥功能。因此，该情况下，与校正系数A和校正系数B均为“0.5”的情况相比，第1滤波器5和第2滤波器6分别使截止频率变高。

另外，在本实施方式3中，如图16所示，例示出校正系数根据旋转速度ω而线性地变化的情况，但是，校正系数也可以根据旋转速度ω而非线性地变化。此外，如图16、图17A和图17B所示，例示出分别构成第1滤波器5和第2滤波器6的低响应滤波器的数量为1个的情况，但是，该数量也可以是2个以上。

如上所述，根据本实施方式3，相对于之前的实施方式1或2的结构，第1滤波器构成为，对高响应滤波器和低响应滤波器各自的输出乘以校正系数后将各滤波器的输出相加，由此运算第1校正量，第2滤波器构成为，对高响应滤波器和低响应滤波器各自的输出乘以校正系数后将各滤波器的输出相加，由此运算第2校正量。由此，可得到与之前的实施方式1或2相同的效果，并且，即使电动机的旋转速度为低速，也可期待实现电动机的控制稳定化。

标号说明

1：电动机；2：速度取得器；3：控制装置；4：速度控制器；5：第1滤波器；6：第2滤波器；7：控制指令运算器；8：谐振比增益部；9：干扰观测器；10：控制对象；11：控制对象；12：校正速度运算器；13：加速度估计器；14：平滑滤波器；15：加法器；16：速度观测器；17：加速度滤波器。

Claims (9)

1.一种电动机的控制装置，该控制装置按照控制指令对电动机进行控制，其中，所述电动机的控制装置具有：

速度控制器，其根据所述电动机的旋转速度指令和由取得所述电动机的旋转速度的速度取得器取得的所述旋转速度，运算并输出针对所述电动机的操作量；

第1滤波器，其将由所述速度控制器输出的所述操作量作为输入，按照从操作量到第1校正量的第1传递函数运算并输出所述第1校正量；

第2滤波器，其将由所述速度取得器取得的所述旋转速度作为输入，按照从旋转速度到第2校正量的第2传递函数运算并输出所述第2校正量；以及

控制指令运算器，其从由所述第1滤波器输出的所述第1校正量减去由所述第2滤波器输出的所述第2校正量，由此运算并输出所述控制指令，

所述第1滤波器中的所述第1传递函数的时间常数和所述第2滤波器中的所述第2传递函数的时间常数被设定成，使得在从所述操作量到所述旋转速度的传递函数的分母多项式中使用的衰减系数最大。

2.根据权利要求1所述的电动机的控制装置，其中，

所述第1滤波器是相位延迟补偿滤波器，

所述第2滤波器是微分滤波器。

3.根据权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，

所述电动机的控制装置还具有校正速度运算器，该校正速度运算器根据由所述速度取得器取得的所述旋转速度和由所述控制指令运算器输出的所述控制指令，运算并输出校正旋转速度，

所述第2滤波器将由所述校正速度运算器输出的所述校正旋转速度替代由所述速度取得器取得的所述旋转速度作为输入，按照所述第2传递函数运算并输出所述第2校正量。

4.根据权利要求3所述的电动机的控制装置，其中，

所述校正速度运算器具有：

加速度估计器，其根据由所述速度取得器取得的所述旋转速度和由所述控制指令运算器输出的所述控制指令，估计并输出所述电动机的旋转加速度的估计值即旋转加速度估计值；

平滑滤波器，其将由所述速度取得器取得的所述旋转速度作为输入，输出去除所述旋转速度中包含的高频成分后的平滑旋转速度；以及

加法器，其将由所述加速度估计器输出的所述旋转加速度估计值和由所述平滑滤波器输出的所述平滑旋转速度相加，由此运算并输出所述校正旋转速度。

5.根据权利要求4所述的电动机的控制装置，其中，

所述加速度估计器具有：

速度观测器，其根据由所述速度取得器取得的所述旋转速度和由所述控制指令运算器输出的所述控制指令，按照所述电动机的模型估计并输出所述电动机的旋转速度的估计值即旋转速度估计值；以及

加速度滤波器，其将由所述速度观测器输出的所述旋转速度估计值作为输入，输出所述旋转加速度估计值。

6.根据权利要求5所述的电动机的控制装置，其中，

所述平滑滤波器是低通滤波器，

所述加速度滤波器是高通滤波器，

所述平滑滤波器的截止频率和所述加速度滤波器的截止频率被设定成相同。

7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的电动机的控制装置，其中，

所述第1滤波器和所述第2滤波器分别具有：

1个高响应滤波器，该1个高响应滤波器的所述时间常数被设定成，使得所述衰减系数最大；以及

1个以上的低响应滤波器，其被设定成比所述高响应滤波器响应慢，

所述第1滤波器构成为，对所述高响应滤波器和所述低响应滤波器各自的输出乘以校正系数，将乘以所述校正系数后的各滤波器的输出相加，由此运算出所述第1校正量，

所述第2滤波器构成为，对所述高响应滤波器和所述低响应滤波器各自的输出乘以校正系数，将乘以所述校正系数后的各滤波器的输出相加，由此运算出所述第2校正量。

8.根据权利要求7所述的电动机的控制装置，其中，

关于所述第1滤波器和所述第2滤波器的各个滤波器，与所述高响应滤波器和所述低响应滤波器各自的输出相乘的所述校正系数的合计值为1。

9.根据权利要求7或8所述的电动机的控制装置，其中，

所述校正系数被设定为所述旋转速度的函数，使得在所述旋转速度小于第1基准速度的情况下，所述第1滤波器和所述第2滤波器分别作为所述低响应滤波器发挥功能，在所述旋转速度大于第2基准速度的情况下，所述第1滤波器和所述第2滤波器分别作为所述高响应滤波器发挥功能，其中，所述第2基准速度大于所述1基准速度。

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