CN111835251A - 一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，包括以下：1）在软件中进行基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统的设计与仿真；2）搭建基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统硬件电路，建立硬件电路与上位机的双向通信；3）在上位机的速度环控制器中加入扩张状态观测器，采用自抗扰控制策略来控制电机转速，同时扩张状态观测器采集速度信号前对速度信号采用差分跟踪滤波器进行滤波处理；4）将3）中的速度环控制器引入2）中搭建的PMSM矢量控制系统硬件电路中，对PMSM进行控制；采用差分跟踪滤波器代替传统的IIR滤波器，解决了噪声的问题，从而提高电机调速性能。
Description
技术领域
本发明涉及一种永磁同步电机控制方法，特别涉及一种永磁同步电机高性能控制方法，属于伺服控制系统领域。
背景技术
永磁同步电机由于其体积小，转矩惯量比大、效率和可靠性高、伺服系统性能优良，在工业生产中起到了重要的作用，特别是在机器人、航空航天、数控机床等对电机性能和控制精度要求高的场合和领域。但永磁同步电动机是一个强耦合的非线性系统。它的应用环境一般比较复杂，经常会受到各种干扰，这些干扰往往来自建模过程中忽略的不确定因素、负载的突变以及工作环境的变化。它们的存在使得闭环系统的性能变差甚至不稳定。在实际工程中，干扰往往是不可避免的，且干扰形式复杂，难以得到精确的模型。因此，采用先进的电机控制算法来提高交流调速系统的性能一直是国内外研究的热点。近年来，有许多的新型控制方法应用于永磁同步电机的控制，如滑模控制、模型预测控制、神经网络控制、自抗扰控制等，这些方法不仅丰富了永磁同步电机的控制理论，而且使得永磁同步电机的性能得到了提升。其中，自抗扰控制器(ADRC)是众多先进的控制方法之一，由于其良好的动态性能、稳定性和鲁棒性，以及理想的抗参数扰动性能，适用于永磁同步电机控制系统。传统的PID控制器不能解决高性能永磁同步电机伺服系统超调量与响应速度的矛盾，其抗干扰能力不强，不能适应不同工况下电机参数的变化(J.Han,"From PID to ActiveDisturbance Rejection Control,"in IEEE Transactions on IndustrialElectronics,vol.56,no.3,pp.900-906,2009)，而将自抗扰控制应用于永磁同步电机矢量控制的速度环，可以实现永磁同步电机在不同负载下的无超调速度控制，也有效解决了传统PID的问题(W.Xue,Y.Huang,Performance analysis of active disturbancerejection tracking control for a class of uncertain LTI systems,ISA Trans,vol.58,pp.133–154,2015.)。
在永磁同步电动机组成的交流传动系统中，需要检测转子的转速和磁极位置作为反馈信号。通常，反馈信号是通过同轴安装的机械传感器获得的。但是机械传感器给系统的安装造成一定的困难，增加了系统的复杂度，使系统的可靠性降低(庞晴晴.永磁同步电机无传感器控制技术研究[D].中国矿业大学,2014.)。目前，基于转速范围的无位置传感器控制有两种：一种是电机高速运行时基于反电动势的转子位置和速度估计的观测器方法和低速运行时的高频信号注入法。前者由于其操作简单，通用性好被广泛运用。目前常用的基于电机模型的转速估计方法有滑模观测器法、模型参考自适应控制算法和扩张卡尔曼滤波器。采用滑模观测器，电机反电势的估计方法相对简单，但只在电机高速运行时有效，在低速或零速启动时会有较大的误差。后面两种方法虽然鲁棒性好，在高速和低速下具有良好的控制效果，但在使用过程中有计算量大、对参数变化敏感等缺点。滑模观测器具有独特的非线性控制特性，具有实现简单、抗干扰能力强、对参数变化不敏感、鲁棒性好等优点。然而，在使用滑模观测器时，必须考虑高频抖振效应。采用基于非线性扩张状态观测器(ESO)的PMSM无位置传感器控制方法，能够较为准确地获取转子转速与位置信息，并且与传统滑模观测器相比具有更高的观测精度，同时也有效的缓解了高频抖振效应(卢青高,唐春茂,王会明,李清都.基于扩张状态观测器的无传感永磁同步电机研究[J].微特电机,2020,48(06):45-48+52)。
在传统的电动机矢量控制系统中，为了实现转速的闭环控制和转子磁链角的观测，需要利用编码器等速度传感器来测量电机的转速，而在提取永磁同步电动机有效信号的过程中存在高频噪声一直是需要解决的问题。针对这个问题，常用方法是在输出前用IIR滤波器对反馈信号和给定信号进行处理。IIR具有非线性相位的特点，所用的存储单元较少,且滤波器的阶次低，效率高(汪依帆,王敏,李海龙.基于MATLAB的IIR数字滤波器设计研究[J].通讯世界,2019,26(9):226.)。然而，传统的IIR滤波器存在相位特性控制差,高相位需要相位校正网络等的局限性。为了克服传统IIR滤波器的局限性，从不连续或带随机噪声的量测信号中合理提取连续信号及其微分信号采用了微分跟踪器。同时构造了离散系统的差分跟踪滤波器，它在提高控制精度、消除高频抖振等方面有着广泛的应用(孙彪,孙秀霞.基于差分跟踪滤波器的离散滑模控制算法[J].控制工程,2010,17(5):591-594.)。
发明内容
本发明针对永磁同步电机自身特性以及传统滤波器与PID控制缺陷等问题，设计了一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，采用差分跟踪滤波器的形式代替传统的IIR滤波器并在此基础上提出了无传感器技术。
本发明的目的是这样实现的：一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，包括以下步骤：
步骤1)在上位机的MATLAB平台上，利用MATLAB/Simulink软件进行基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统的设计；
步骤2)搭建基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统硬件电路，建立硬件电路与上位机的双向通信；
步骤3)在上位机的速度环控制器中加入扩张状态观测器，采用自抗扰控制策略来控制电机转速，同时扩张状态观测器采集速度信号前对速度信号采用差分跟踪滤波器进行滤波处理；
步骤4)将步骤3)中的速度环控制器引入步骤2)中搭建的PMSM矢量控制系统硬件电路中，对PMSM进行控制。
作为本发明的进一步限定，步骤3)中差分跟踪滤波器的表达式为：
其中，v(n)是滑模观测器的输出
x1(n)是对v(n)即
的跟踪值。x1(n+1)为
通过过滤器后的输出值
x2(n)为x1(n)的近似微分，r为速度因子，h0为差分跟踪滤波器的滤波因子，h为积分步长，fhan为最快的控制综合函数。
作为本发明的进一步限定，步骤3)中扩张状态观测器的离散表达式为：
加入扩张状态观测器后的速度环控制器的离散化表达式为：
其中，kp为输出误差反馈增益，ω*为期望速度，u0(n)为反馈控制器的输出，u(n)为对应电流环
的控制信号，z1(n)为速度ω的估计，z2(n)为系统总扰动a(n)的估计。
作为本发明的进一步限定，步骤3)中差分跟踪滤波器处理的速度信号通过基于滑模观测器的转子磁通位置估计器获取，估计器的表达式为：
其中，id,iq分别为定子在d-q坐标系上d轴和q轴的电流；Ld,Lq为定子在d-q坐标系上d轴和q轴的等效电感，ψf为转子磁链，ωε是电角速度，θε是电角度，kt是当前采样时间，
是估计的转子位置角，
是估计的速度，
fb是基频，Δt是采样周期，
为电机转子电压电流转换处理所得的估计反电动势。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
(1)本发明以MATLAB平台为基础，使用基于模型设计的永磁同步电机自抗扰复合控制开发方法，利用MATLAB/Simulink软件来对永磁同步电机进行实时调控；基于TMS320F28335数字信号处理器搭建硬件平台，其中DSP模块化系统会自动将程序转换成代码下载到DSP中运行；能够将计算机仿真与硬件系统相结合，使得开发周期缩短，开发难度减小，从而加快了系统开发的进程；
(2)本发明中的扩张状态观测器的原理是根据系统状态和控制量对系统状态和总扰动进行跟踪和估计，它不受电机本身的系统以干扰数学模型的影响；对于未知系统，利用扩张状态观测器的输出跟踪和估计系统的总扰动，将其补偿到整个系统当中来抑制干扰，改善系统性能；同时可以将其简化，减少控制参数以达到更好的控制效果，有利于在工程方面的应用；
(3)在提取永磁同步电机有效信号的过程中存在高频噪声一直是需要解决的问题；传统的IIR滤波器有相位特性控制差，高相位需要相位校正网络，在整个系统的实现过程中存在低通滤波功能局限性等的缺陷；因此采用差分跟踪滤波器；该滤波器器可以从噪声污染或不连续信号中合理地提取差分信号；同时离散系统的差分跟踪滤波器能够避免数字计算中的高频抖振；它在滤波误差反馈、消除抖振等方面有着广泛的应用。
附图说明
图1为本发明流程图。
图2为本发明基于DSP模块的永磁同步电机矢量控制仿真系统示意图。
图3为本发明基于DSP模块的永磁同步电机矢量控制仿真系统硬件原理图。
图4为本发明系统嵌入式控制框图。
图5为本发明中速度控制器的结构图。
图6为本发明中加入差分跟踪滤波器控制原理流程图。
图7为本发明实验速度曲线图。
图8为本发明实验比较效果图。
图9为本发明基于滑模观测器的无速度传感器控制算法示意图。
图10为本发明基于速度控制器的模型结构示意图。
图11为本发明变速实验时的速度响应曲线。
图12为本发明变速实验时的电流响应曲线。
图13为本发明加载实验时的速度响应曲线。
图14为本发明加载实验时的电流响应曲线。
图15为本发明变速和加载实验时速度响应曲线。
图16为本发明基于SMO和QEP后的速度响应曲线。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步说明。
本发明针对永磁同步电机的复杂特性以及外部干扰和不确定性因素等问题以及当前以DSP作为核心进行电机控制系统开发的难点问题，基于DSP模型设计的方法对永磁同步电机矢量控制算法设计自抗扰控制方法以及无速度传感控制方法，实现MATLAB/Simulink仿真与硬件的结合，加快系统开发进程。
如图1所示的一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，包括以下步骤。
S1)在上位机的MATLAB平台上，利用MATLAB/Simulink软件进行基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统的设计与仿真。
本发明的基于模型的设计是基于Simulink的模块化设计，是在Matlab/Simulink环境下搭建的，本发明所采用的是Matlab2017a；本发明的基于模型的设计是针对具体的DSP处理芯片，所采用的是TI公司的C2000系列，型号为TMS320F28335；本发明DSP编译所用的软件所采用的是CCSv6.0编辑器；本发明的ControlSuite软件包含了TI公司所有C2000处理器的各种头文件和库文件。
由于矢量控制算法以及其它控制算法的复杂性，在程序下载到目标板之前，需要先进行仿真验证；本发明中控制对象和逆变电路采用的是仿真模块，而AD采样、PWM等部分采用的是嵌入式模块，最后对系统进行仿真，并分析仿真结果。
本发明采用的是id＝0的矢量控制系统，所搭建的基于DSP模块的永磁同步电机矢量控制仿真系统如图2所示，该模型主要分为仿真模块和嵌入式模块两部分；仿真模块主要是用Simulink库进行搭建的，主要包括三相逆变器、永磁同步电机模型、数据转换模块；搭建永磁同步电机的电气仿真模型是为了实现软件在环测试，验证算法的正确性。
为了对电机的输出数据进行处理，以便于输入到DSP硬件设备，需要进行数据转换，而且需要满足DSP寄存器的要求，DSP28335的AD采样式是12位的，因此，数据的范围是[0-4095]，换算公式为：
Ia＝ia*50+2048 (1)
其中，ia为a相电流。
本发明所用的电机编码器的线数为2500，所以跑了多少圈，记了多少的脉冲为：n*2500，因此角位移转换为编码器脉冲的公式为
因为计数器的频率是QEP信号的4倍，因此这里需放大4倍，从而可以得到如下(2)公式所示：
式中，angle为角位移；通过式(2)的计算可以把角位移angle(rad)转换为编码器所统计的脉冲数。
S2)搭建基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统硬件电路，建立硬件电路与上位机的双向通信。
本发明整个电机控制系统硬件包括：计算机(MATLAB程序平台)，DSP控制开发板，IPM功率板以及永磁同步电机；本发明利用MATLAB/Simulink软件所搭建的模块自动生成C代码直接下载到DSP中对电机进行实时控制。具体硬件总体结构如图3所示。本发明所采用的主功率器件是英飞凌公司IRAM136-1061A型IPM模块，该模块具有600V的耐压，可以通过10～12A的电流，有较小的体积，并且与3.3V电平兼容。电压电流采样使用的都是南京茶花公司的霍尔传感器，电压传感器型号为VSM025A，电流传感器型号为CSM025A。整块功率板所需要的电压有：5V，3.3V，1.5V，电路板采用的是24V供电，因此需将电压分别转换为这3种电压信号。因此采用LM2576-5.0芯片将24V电压转换为5V，AMS1117-1.5芯片将5V转换为1.5V，AMS1117-3.3芯片将5V转换为3.3V。整体的系统嵌入式控制框图如图4所示。
S3)在上位机的速度环控制器中加入扩张状态观测器，采用自抗扰控制策略来控制电机转速，同时采用差分跟踪滤波器对速度信号进行滤波处理。
本发明中，表贴式永磁同步电机的状态方程如式(4)所示：
其中，ud,uq,id,iq分别为定子在d-q坐标系上d轴和q轴的电压、电流；L为等效电感；R为定子电阻；np为磁极对数；ω为旋转角频率也即被控量；
为旋转角频率的微分；ψf为转子磁链；TL为负载转矩；B粘滞摩擦系数；Jn为转动惯量。
由状态方程(4)可知，电流id和iq之间存在耦合，不便于实现对转矩的线性化控制；在实际工程中，常采用
的控制策略，则
令扰动
b0是b的标称值；则可以得出：
负载转矩、惯量的变化、摩擦阻尼以及由于b0的误差所造成的扰动都可以在a(t)中反应出来。
考虑系统的稳定性、快速性等因素，扩张状态观测器的理想特征方程如式(7)和式(8)所示：
λ(s)＝(s+pr)2 (7)
β1＝2pr,β2＝pr 2 (8)
式(7)和式(8)中，pr为观测器带宽，β1，β2为输出反馈增益。
建立扩张状态观测器模型，其表达式为：
速度环控制器的离散化表达式为：
在式(10)中，kp为输出误差反馈增益，ω*为期望速度，u0(n)为反馈控制器的输出，u(n)为对应电流环
的控制信号，z1(n)为速度ω的估计，z2(n)为系统总扰动a(n)的估计。
扩张状态观测器(ESO)的原理是根据系统状态和控制量来跟踪和估计系统状态和总扰动；对于未知系统，可以通过ESO的输出来跟踪和估计系统的总扰动；扩张状态观测器(ESO)表达式为：
式(11)中，y是系统的输出，e是误差，z1,z2,...zn分别是
的观测估计值，同样zn+1是是总干扰估计值，β1…βn,βn+1都是可调参数；因此，扩张状态观测器可以减少大量的控制参数设计工作，简化控制算法。
速度控制器的结构图如图5所示，d(n)为系统未知干扰。
为了解决调速过程中的高频振荡问题和降低异常值，针对原IIR滤波器的局限性，本发明提出了一种基于差分跟踪滤波器；根据最快微分跟踪器的原理，得到了离散系统方程。
式(12)中，x1(n)为跟踪输入信号，x2(n)为跟踪输入信号的近似微分，r为速度因子，h为积分步长，u为最快的控制综合函数，记为u＝fhan(x1,x2,r,h)。
算法公式如下：
其中有fsg(x,d)＝(sign(x+d)-sign(x-d))/2其中d,d0,η,a0为内部参数。
然后通过式(13)将函数u＝fhan(x1,x2,r,h)代入离散系统。此外，在方程中采用离散形式x1(n)-v(n)得到了快速最优控制的综合函数，并且将变量h变成了一个独立的新变量h0。
得到如下方程：
式(14)中h0为微分跟踪器的滤波因子。v(n)是滑模观测器的输出
x1(n)是对v(n)即
的跟踪值；x1(n+1)为
通过过滤器后的输出值
其工作原理如图6所示；通过合理选择上述式(14)中滤波因子h0可以抑制噪声污染；在大多数速度微分跟踪器中，是用来消除速度曲线的超调，以抑制微分信号中的噪声放大；所需输出之一是跟踪输入的参考信号，即我们需要的反馈速度信号；适当减小该参数的积分步长也可以抑制噪声，但积分步长过小会给控制系统的CPU带来很大的负担，所以在实际应用中，要综合选择这两个参数才能达到最佳滤波效果。
S4)将所设计的自抗扰控制器(ADRC)引入到S2)所搭建的嵌入式控制系统中；为了验证ADRC的控制效果，本发明做了如下实验。
为了验证基于自抗扰控制器的速度跟踪性能，在相同的IIR滤波器下进行了自抗扰控制器和PID速度环的对比实验。将两个控制器分别放入系统模型中，调整合适的参数，得到如图7的速度曲线。
为了验证差分跟踪滤波器的滤波功能，与传统的IIR滤波器相比，IIR滤波器表达式如式(15)：
其中，
K2＝1-K1，
是IIR滤波器的时间常数，fc是截止频率，
是系统反馈的转子转速。
由图7可知，当给定转速为1000r/min时，调速装置分别采用PI调节器和ADRC调节器。为了更好地解释问题，PI调节器选择参数尽快达到稳态，但此时PI调节器的速度曲线有过冲现象，而ADRC的整个调速过程没有过冲现象。同一输入信号下，最快微分跟踪器与IIR滤波器的比较效果如图8所示，可以看出，差分跟踪滤波器在信号滤波方面优于IIR滤波器。
为了实现永磁同步电机速度的实时控制，需要通过编码器读取电机转速信号作为反馈。然而，在某些应用中，机械传感器由于某些因素并不适合驱动系统。因此，本发明提出了一种基于滑模观测器的无速度传感器控制算法。
本发明所实现的是一种基于滑模电流观测器的转子磁通位置估计，如图9所示，估计器的输入为电机的相电流和相电压，以α-β坐标系表示。图中电压信号uα,uβ，估计的反电动势
以及
通过滑模电流观测器得出估计的电流信号
最后可以得出估计的转子位置角
以及电机转速
本发明采用表贴式永磁同步电动机，电机电压方程表示如下
滑模电流观测器由一个基于模型的电流观测器和一个bang-bang控制器组成，该控制器估计电机电流与实际电机电流之间的误差。然后给出了观测器和控制发生器的数学方程：
将式(17)离散化后可得到式(18)：
其中：
TS为采样周期。
反电动势的估计是通过如下所示的一阶低通滤波器对bang-bang控制z进行滤波而得到的。
其中，ω0＝2πf0，f0为滤波器的截止频率。
将上式离散化后得到如下所示：
因此，可以得到估计的转子磁通角
同时还可以获得电机的速度
式(22)中，kt是当前采样时间，
是估计的转子位置角。
是估计的速度，
fb是基频，Δt是采样周期。
基于滑模观测器，将ADRC速度环控制器与差分跟踪滤波器相结合，其结构框图如图10所示。
将上述搭建的嵌入式控制系统中自动生成DSP代码，直接导入到DSP中。为验证其效果，本发明设计如下实验：
a)通过上位机将电机转速从0到500r/min再到1000r/min，基于同一IIR滤波器下PID和ADRC的比较，以及同一ADRC控制器下IIR滤波器和差分跟踪滤波器的比较，速度曲线和电流曲线如图11和图12所示，控制器的具体参数如表1所示，滤波器的具体参数见表2和表3；
表1控制器参数
| 速度环参数 | 设定值 | 电流环参数 | 设定值 |
| PI_Kp | 0.5 | PI_Kp | 2 |
| PI_Ki | 0.01 | PI_Ki | 0.1 |
| ADRC_w0 | 12000 | PI_Kp | 2 |
| ADRC_kp | 0.12 | PI_Ki | 0.1 |
| ADRC_h | 5e-5 |
表2IIR滤波器参数
| 参数 | 设定值 |
| K<sub>1</sub> | 0.2 |
| K<sub>2</sub> | 0.8 |
表3最快微分跟踪器参数
b)为了验证电机在负载下仍能平稳运行，本文进行了突然增加15％负载转矩和突然降低15％负载转矩的实验，基于同一IIR滤波器下PID和ADRC的比较，IIR滤波器和差分跟踪滤波器在同一ADRC控制器下的比较如图13和图14所示。
c)比较了基于ADRC速度环的IIR滤波器和无速度传感器技术的滑模观测器，以及差分跟踪滤波器在变速和负载实验条件下的速度控制方案，如图15所示。
为了验证SMO的正确性，利用编码器获得的反馈信号对观测器进行调整，使观测器的转速接近实际转速，达到更好的反馈控制效果，得到图15。
从图11可以看出，在相同的IIR滤波器下，当PID控制器和ADRC控制器的参数适当调整时，两种控制方案的响应速度都比较快，但为了使PID控制器达到与ADRC控制器相同的快速响应，必然会出现超调，自抗扰控制方案避免了快速性与超调之间的矛盾，控制性能更好。当电机系统速度进入稳态运行时，两种控制方案都能很好地实现速度跟踪和速度稳定。然后，发现在使用相同参数的ADRC控制器后，加入差分跟踪滤波器，有效地避免了高频振荡，并合理地去除了异常值，滤波效果优于IIR滤波器。从图12可以看出，当电动机从稳定转速上升到新的稳定转速时，电流会在瞬间增加并趋于稳定值。从图13的实验结果可以看出，当电机转速从零瞬间达到1000r/min时，为了达到快速性，PID控制器的超调量大，调节时间长，ADRC控制器避免了这一问题；在负载方面，ADRC可以更快地将其调整回给定的速度，与PID控制相比，调节时间短，速度波动大，速度波动小，在差分跟踪滤波器上解决了传统IIR滤波器的高频振荡问题，消除了给定值附近的磁场波动，使给定速度更加稳定。在滤波、误差反馈、抖振消除等方面有很好的应用效果，从图14中可以看出，ADRC和差分跟踪滤波器的组合效果更好。
在无速度传感算法的实验中，在相同的ADRC控制器速度环条件下，加入IIR滤波器和最大速度差分跟踪滤波器，验证了负载突变条件下电机转速的稳定性。从图15可以看出，在传统IIR滤波器的情况下，滑模观测器的速度曲线的抖振比较严重，特别是在低速和零速时，而最快的差分跟踪滤波器跟踪的速度可以减少抖振现象，将自抗扰控制器与最快差分跟踪滤波器相结合的方法在负荷试验中可以快速完成响应给定并返回给定速度，验证了该方法的有效性。从图16可以看出，SMO观测的速度与QEP反馈的速度非常接近，说明了该方法的有效性。
本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。
Claims (4)
1.一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1)在上位机的MATLAB平台上，利用MATLAB/Simulink软件进行基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统的设计；
步骤2)搭建基于DSP模块化的PMSM矢量控制系统硬件电路，建立硬件电路与上位机的双向通信；
步骤3)在上位机的速度环控制器中加入扩张状态观测器，采用自抗扰控制策略来控制电机转速，同时扩张状态观测器采集速度信号前对速度信号采用差分跟踪滤波器进行滤波处理；
步骤4)将步骤3)中的速度环控制器引入步骤2)中搭建的PMSM矢量控制系统硬件电路中，对PMSM进行控制。
2.根据权利要求1所述的一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，其特征在于，步骤3)中差分跟踪滤波器的表达式为：
其中，v(n)是滑模观测器的输出
x1(n)是对v(n)即
的跟踪值。x1(n+1)为
通过过滤器后的输出值
x2(n)为x1(n)的近似微分，r为速度因子，h0为差分跟踪滤波器的滤波因子，h为积分步长，fhan为最快的控制综合函数。
3.根据权利要求1所述的一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，其特征在于，步骤3)中扩张状态观测器的离散表达式为：
加入扩张状态观测器后的速度环控制器的离散化表达式为：
其中，kp为输出误差反馈增益，ω*为期望速度，u0(n)为反馈控制器的输出，u(n)为对应电流环
的控制信号，z1(n)为速度ω的估计，z2(n)为系统总扰动a(n)的估计。
4.根据权利要求1所述的一种基于无速度传感的永磁同步电机高性能控制方法，其特征在于，步骤3)中差分跟踪滤波器处理的速度信号通过基于滑模观测器的转子磁通位置估计器获取，估计器的表达式为：
其中，id,iq分别为定子在d-q坐标系上d轴和q轴的电流；Ld,Lq为定子在d-q坐标系上d轴和q轴的等效电感，ψf为转子磁链，ωε是电角速度，θε是电角度，kt是当前采样时间，
是估计的转子位置角，
是估计的速度，
fb是基频，Δt是采样周期，
为电机转子电压电流转换处理所得的估计反电动势。
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