CN1926760A - 高输出放大器 - Google Patents

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Abstract

一种高输出放大器，根据放大元件(3)的输出功率，变更连接在最末级的放大元件(3)和输出端子(8)之间的输出匹配电路(5)的匹配条件。由此，无需降低最大输出时的效率，即可大幅度提高低输出时的效率。并且，不需要安装DC－DC转换器，所以能够防止大型化和高成本的产生。

Description

高输出放大器
技术领域
本发明涉及一种将输入信号放大并输出的高输出放大器。
背景技术
高输出放大器一般具有输出功率随着输入功率的增大而增加、并在某输出功率下饱和的特性。
高输出放大器的效率具有在饱和附近较高、在低输出时效率低的特性。
因此，高输出放大器具有低输出时的效率低的问题。
在采用W-CDMA和N-CDMA等通信方式的便携电话中，根据便携电话距基站的距离和电波环境等控制输出功率，但发送最大输出功率的时间短，或者说，发送比最大输出约低10～15dB的输出功率的概率较高。
因此，便携电话中使用的高输出放大器为了延长通话时间，不仅要求提高最大输出时的效率，也要求提高约低10～15dB的输出功率时的效率(减少功耗)。
以往的高输出放大器致力于通过进行减小无效电流的设计来提高低输出时的效率。
但是，仅靠这一点是不够的，所以有人提出一种高输出放大器，根据输出功率来控制放大元件的漏极电压或集电极电压，从而提高低输出时的效率(例如，参照非专利文献1)。
这种高输出放大器的具体情况如下。
从输入端子输入的信号通过由DC截止电容器、电容器和电感器构成的输入匹配电路被输入放大元件并放大，从放大元件输出的信号通过由DC截止电容器、电容器和电感器构成的输出匹配电路从输出端子输出。
在低输出功率时，通过改变可变电阻的值并降低从DC-DC转换器输出的电压，来提高低输出时的高输出放大器的效率。
非专利文献1：T.B.Nishimura、N.Iwata、G.Hau著“IEEE MTT-SSymp.Digest，1999，pp.1091-1094”
以往的高输出放大器如上所述构成，所以通过改变可变电阻的值、降低从DC-DC转换器输出的电压，可以一定程度地改善低输出时的效率。但是，由于DC-DC转换器是较大的部件，难以实现小型化，从而具有导致成本高的问题。并且，DC-DC转换器自身的效率成为整体效率降低的原因，从而存在低输出时的效率改善效果小等问题。
发明内容
本发明为了解决上述问题而作出，其目的在于，提供一种不导致成本提高和大型化即可提高低输出时的效率的高输出放大器。
本发明的高输出放大器根据放大元件的输出功率，变更连接在最末级的放大元件和输出端子之间的匹配电路的匹配条件。
由此，具有不导致成本提高和大型化即可提高低输出时的效率等效果。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的高输出放大器的结构图。
图2是表示本发明实施方式1的高输出放大器的输出匹配电路的内部结构的结构图。
图3是表示最末级的放大元件的最佳输出负载阻抗随输出功率的变化的说明图。
图4是表示最佳阻抗的情况下的效率和ACPR的说明图。
图5是表示本发明实施方式2的高输出放大器的输出匹配电路的内部结构的结构图。
图6是表示本发明实施方式3的高输出放大器的输出匹配电路的内部结构的结构图。
图7是表示本发明实施方式4的高输出放大器的开关的内部结构的结构图。
图8是表示本发明实施方式5的高输出放大器的开关的内部结构的结构图。
图9是表示电路电压的计算结果的说明图。
图10是表示本发明实施方式6的高输出放大器的开关的内部结构的结构图。
图11是表示本发明实施方式7的高输出放大器的结构图。
图12是表示本发明实施方式8的高输出放大器的结构图。
图13是表示本发明实施方式9的高输出放大器的结构图。
图14是表示输入匹配电路的内部结构的结构图。
图15是表示输入匹配电路的内部结构的结构图。
图16是表示输入匹配电路的内部结构的结构图。
图17是表示通过降低基极电压来降低无效集电极电流时，高输出放大器的通过相位特性的变化的说明图。
图18是表示通过降低基极电压来降低无效集电极电流时，高输出放大器的通过相位特性的变化的说明图。
图19是表示通过降低基极电压来降低无效集电极电流时，高输出放大器的通过相位特性的变化的说明图。
图20是表示在Con和Coff的比率变化时，在开关导通/截止时两级HBT高输出放大器的通过相位的变化的说明图。
图21是表示在Con和Coff的比率变化时，在开关导通/截止时两级HBT高输出放大器的通过相位的变化的说明图。
具体实施方式
以下，为了更详细地说明本发明，参照附图说明用于实施本发明的最佳方式。
实施方式1
图1是表示本发明实施方式1的高输出放大器的结构图。
在图中，输入端子1是输入输入信号的高输出放大器的端子，输入匹配电路2连接在输入端子1和放大元件3之间，用于实现输入端子1和放大元件3之间的匹配。
放大元件3例如由FET、HEMT、HBT、BJT等构成，将输入信号放大并输出。
级间匹配电路4连接在两个放大元件3之间，用于实现两个放大元件3之间的匹配。
输出匹配电路5连接在最末级的放大元件3和输出端子8之间，用于实现最末级的放大元件3和输出端子8之间的匹配。
集电极偏置馈电电路6内置于输出匹配电路5中，向最末级的放大元件3的集电极(或漏极)提供偏置。
带切换功能的匹配电路7内置于输出匹配电路5中，在控制电路11的指示下，变更输出匹配电路5的匹配条件。带切换功能的匹配电路7构成匹配条件变更单元。
基极偏置电路9向多级结构的放大元件3的基极(或栅极)提供基极偏置(或栅极偏置)电压。
集电极偏置电路10向除了最末级的放大元件3以外的放大元件3的集电极(或漏极)提供集电极偏置(或漏极偏置)电压，并且通过集电极偏置馈电电路6，向最末级的放大元件3的集电极(或漏极)提供集电极偏置(或漏极偏置)电压。
控制电路11在放大元件3的输出功率降低时，控制带切换功能的匹配电路7，以使最末级的放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加。
图2是表示输出匹配电路5的内部结构的结构图，在图中，输入端子21与最末级的放大元件3的输出端子连接，集电极偏置端子22与集电极偏置电路10连接，控制端子23与控制电路11连接。
偏置馈电电路6的旁路电容器24的一端连接集电极偏置端子22，另一端接地。
偏置馈电电路6的1/4波长线路25的一端连接集电极偏置端子22，另一端连接输入端子21。
DC截止电容器26与开关27的串联电路构成第1阻抗电路，在控制电路11的指示下，开关27导通/截止。
电容器28与电感器29的串联电路构成第2阻抗电路，并且与第1阻抗电路并联连接。
电感器30和电容器31与输出端子8串联连接。电容器32、33的一端连接电感器30，另一端接地。
下面说明动作。
从输入端子1输入的信号通过输入匹配电路2输入到初级的放大元件3。
初级的放大元件3从输入匹配电路2接收到输入信号后，将该输入信号放大，将放大后的信号通过级间匹配电路4输出给下一级的放大元件3。
从下一级的放大元件3到最末级的放大元件3在通过级间匹配电路4从前一级的放大元件3接收到信号后，与初级的放大元件3同样地将信号放大并输出。
从最末级的放大元件3输出的信号通过输出匹配电路5，从输出端子8输出。
在此，图3是表示最末级的放大元件3的最佳输出负载阻抗随输出功率的变化的计算结果。其中，最佳输出负载阻抗是在满足按标准规定的失真规格的范围内效率最高的输出负载阻抗。
在计算中使用的放大元件3是InGaP HBT(32接头，每接头为4×20μm2)，偏置条件为Vc＝3.5V，无效集电极电流为Icq＝18mA，频率为1.95GHz，使用针对W-CDMA便携电话终端的调制波。
在图3的示例中，最佳输出负载阻抗是在针对W-CDMA调制波的各个输出中，在ACPR＜-38dBc下获得最大效率的阻抗。ACPR表示失真特性。
并且，最佳输出负载阻抗相对于最大输出25dBm，随着输出功率变小，朝向阻抗的虚数部分变大的方向移动。
图4是表示在各个输出功率中，图3的最佳输出负载阻抗时的效率和ACPR的值的计算结果。
图4的Icq Const表示基极电压一定(Icq一定)的条件下的计算结果，Icq Control表示在满足ACPR＜-38dBc的范围内控制减小无效集电极电流Icq时的结果。
例如，在维持输出功率为25dBm时的最佳输出负载阻抗的状态下，输出功率降低14dB、输出功率变成11dBm时的效率为9％。
因此，根据图4可知，在输出功率降低时，如果通过使输出负载阻抗的虚数部分向增加的方向变化(参照图3)，来实现输出功率11dBm的最佳阻抗，则可以将效率从9％改善为18％。
因此，在该实施方式1中，控制电路11监视放大元件3的输出功率，在该输出功率降低时，控制带切换功能的匹配电路7，以使最末级的放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加。在此，虽然假设监视最末级的放大元件3的输出功率，但也可以监视其他放大元件3的输出功率。
具体描述如下。
首先，虽然在输出匹配电路5的输入端子21上连接由旁路电容器24和1/4波长线路25构成的集电极偏置馈电电路6，但集电极偏置馈电电路6在使用频率下，利用1/4波长线路25在旁路电容器24处使短路阻抗成为开路阻抗，所以不会给最末级的放大元件3的输出负载阻抗带来影响。
因此，最末级的放大元件3的输出负载阻抗由带切换功能的匹配电路7决定。
带切换功能的匹配电路7具有由DC截止电容器26和开关27的串联电路与电容器28和电感器29的串联电路并联连接的电路。
控制电路11监视放大元件3的输出功率，在该输出功率大于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关27导通，从而最末级的放大元件3的输出信号通过DC截止电容器26。该情况下，输出信号几乎不流向电容器28和电感器29。
另一方面，在放大元件3的输出功率小于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关27截止，从而最末级的放大元件3的输出信号通过电容器28和电感器29。
由此，在放大元件3的输出功率变小时，与其输出功率变大的情况相比，放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加。
因此，如果设计电容器26、31、32、33和电感器30，以便在开关27导通的情况下，实现最大输出时的最佳负载阻抗，则在开关27截止的情况下，可以使虚数成分增加电感器29和DC截止电容器26的电抗成分的差分。另外，电感器29的值被设定为在开关27截止的情况下实现低输出时的最佳负载阻抗的值。
从以上说明可知，根据该实施方式1，构成为根据放大元件3的输出功率，变更连接在最末级的放大元件3和输出端子8之间的输出匹配电路5的匹配条件，所以可实现不降低最大输出时的效率即可大幅提高低输出时的效率的效果。并且，由于不需要安装DC-DC转换器，所以也可实现的效果是，可以防止产生大型化和成本高。
并且，根据该实施方式1，构成为在放大元件3的输出功率大于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关27导通，在放大元件3的输出功率小于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关27截止，所以可实现的效果是，能够简单地实现最大输出时的最佳负载阻抗和低输出时的最佳负载阻抗。
另外，在带切换功能的匹配电路7的开关27由二极管或晶体管构成的情况下，失真特性一般是在使开关27截止时较差。在该实施方式1中，在失真特性严格的截止时成为低输出，所以能够抑制开关27产生的失真特性。
实施方式2
图5是表示本发明实施方式2的高输出放大器的输出匹配电路5的内部结构的结构图。
与图2的输出匹配电路5相比，带切换功能的匹配电路7的电容器32移动到最末级的放大元件3侧，即与集电极偏置馈电电路6并联连接，仅在这一点上不同。另外，在集电极偏置馈电电路6和电容器32之间也可以不存在线路。
下面说明动作。
虽然在输出匹配电路5的输入端子21上连接由旁路电容器24和1/4波长线路25构成的集电极偏置馈电电路6，但集电极偏置馈电电路6在使用频率下，利用1/4波长线路25在旁路电容器24处使短路阻抗成为开路阻抗，所以不会给最末级的放大元件3的输出负载阻抗带来影响。
但是，现实中由于空间上的限制等，1/4波长线路25无法实现到1/4波长的长度，有时短于1/4波长。该情况下，集电极偏置馈电电路6会对最末级的放大元件3的输出负载阻抗带来影响。
在该实施方式2中，在1/4波长线路25短于1/4波长的情况下，带切换功能的匹配电路7的电容器32移动到最末级的放大元件3侧，并与集电极偏置馈电电路6并联连接，所以能够抵消由于短于1/4波长而产生的并联的电感成分。
因此，集电极偏置馈电电路6通过连接带切换功能的匹配电路7的电容器32，不会给最末级的放大元件3的输出负载阻抗带来影响。
该情况下，最末级的放大元件3的输出负载阻抗由除了移动到最末级的放大元件3侧的电容器32以外的带切换功能的匹配电路7决定。
因此，如果设计电容器26、31、33和电感器30，以便在开关27导通的情况下，实现最大输出时的最佳负载阻抗，则在开关27截止的情况下，可以使虚数成分增加电感器29和DC截止电容器26的电抗成分的差分。另外，电感器29的值被设定为在开关27截止的情况下实现低输出时的最佳负载阻抗的值。
从以上说明可知，根据该实施方式2，构成为在向最末级的放大元件3的集电极提供偏置的偏置馈电电路6连接到输出匹配电路5的输入端子21的情况下，电容器32与集电极偏置馈电电路6并联连接，所以在无法将偏置馈电电路6的1/4波长线路25实现到1/4波长长度的情况下，可以实现的效果是，可抵消由于短于1/4波长而产生的并联电感成分。
实施方式3
图6是表示本发明实施方式3的高输出放大器的输出匹配电路5的内部结构的结构图。
在图中，与图5相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
DC截止电容器41和开关42的串联电路构成第1阻抗电路，在控制电路11的指示下，开关42导通/截止。
电容器43构成第2阻抗电路，并与第1阻抗电路并联连接。
下面说明动作。
由于1/4波长线路25有时不能实现到1/4波长的长度，所以与上述实施方式2同样，将带切换功能的匹配电路7的电容器32移动到最末级的放大元件3侧，并与集电极偏置馈电电路6并联连接。
因此，集电极偏置馈电电路6通过连接带切换功能的匹配电路7的电容器32，不会给最末级的放大元件3的输出负载阻抗带来影响。
该情况下，最末级的放大元件3的输出负载阻抗由除了移动到最末级的放大元件3侧的电容器32以外的带切换功能的匹配电路7决定。
控制电路11监视放大元件3的输出功率，在该输出功率大于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关42截止，从而使最末级的放大元件3的输出信号通过电容器43。
另一方面，在放大元件3的输出功率小于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关42导通，从而使最末级的放大元件3的输出信号通过电容器41和电容器43两者，从而串联的电容器的值增加。
由此，在放大元件3的输出功率变小时，与其输出功率变大的情况相比，放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加。
因此，如果设计电容器31、33、43和电感器30，以便在开关42截止的情况下，实现最大输出时的最佳负载阻抗，则在开关42导通的情况下，可以使输出负载阻抗的虚数成分增加。另外，电容器43的值被设定为可实现最大输出时的最佳阻抗和低输出时的最佳阻抗的差分的虚数成分的值。
从以上说明可知，根据该实施方式3，构成为在放大元件3的输出功率大于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关42截止，在放大元件3的输出功率小于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关42导通，所以可实现的效果是，能够简单地实现最大输出时的最佳负载阻抗和低输出时的最佳负载阻抗。
并且，由于不需要电感器29，所以可实现的效果是，能够实现高输出放大器的小型化。
另外，由于在放大元件3的输出功率大于规定的功率时，使带切换功能的匹配电路7的开关42截止，所以可实现能够抑制最大输出时的效率降低的效果。
实施方式4
图7是表示本发明实施方式4的高输出放大器的开关27、42的内部结构的结构图。
在图中，二极管53例如是PIN二极管、肖特基二极管、PN二极管等二极管，连接在输入端子51和输出端子52之间。
偏置馈电电阻54的一端连接输入端子51，另一端接地。
偏置馈电电阻55的一端连接输出端子52，另一端连接控制端子23。
下面说明动作。
带切换功能的匹配电路7的开关27、42通过使二极管53的偏置导通/截止来实现。如图7所示，二极管53的偏置馈电可以使用偏置馈电电阻54、55，也可以使用偏置馈电电感器56。
但是，在使用偏置馈电电阻54、55时，可以与放大元件3实现在同一个半导体基板上，所以可以实现高输出放大器整体的小型化。
并且，在使用肖特基二极管或PN二极管作为二极管53时，如果设计成共用FET的源极和漏极电极来构成肖特基二极管，或者共用BJT或HBT的发射极和集电极来构成PN二极管等，则二极管53也可以容易地与放大元件3构成在同一基板上，从而可以实现高输出放大器整体的小型化。在小型化的同时，也实现了低成本。
控制电路11在使二极管53导通时，向控制端子23施加正电压。而在使二极管53截止时，向控制端子23施加0V或负电压。
在输入二极管53的信号较大时，特别是使二极管53截止时的失真特性劣化，所以该情况下需要施加负电压。
另外，在使用PIN二极管作为二极管53时，与使用肖特基二极管或PN二极管的情况相比，能够以较小的二极管电流使二极管53导通，所以能够减小二极管53中的消耗电流。因此，可实现可以提高高输出放大器的整体效率的效果。
实施方式5
图8是表示本发明实施方式5的高输出放大器的开关27、42的内部结构的结构图。
在图中，与图7相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
电源电压施加端子57被施加了电源电压Vcc。晶体管58例如是由BJT、HBT、FET等构成的晶体管开关。
电阻59的电阻值是Rc，其一端与电源电压施加端子57连接，另一端与晶体管58的集电极连接。
电阻60的电阻值是Rb，其一端与控制端子23连接，另一端与晶体管58的基极连接。
下面说明动作。
带切换功能的匹配电路7的开关27、42通过使二极管53的偏置导通/截止来实现。
控制电路11与上述实施方式4相同，在使二极管53导通时，向控制端子23施加正电压，但为了防止在使二极管53截止时的失真特性的劣化，需要施加负电压。
但是，由于还存在想要全部利用正电压实现的要求，所以该实施方式5设计出一种方法，使得即使控制电路11向控制端子23施加0V，截止时的失真特性也不劣化。
具体描述如下。
首先，电源电压施加端子57始终被施加正的电源电压Vcc。
在控制电路11向控制端子23施加0V的控制电压Vcont时，晶体管58截止，所以电流不流过晶体管58，晶体管58的输出侧的电压Vd-与电源电压Vcc一致。
并且，晶体管58的输入侧的电压Vd+是控制电压Vcont本身，所以是0V。
因此，二极管53被施加负方向的电压-Vcc。
另一方面，在控制电路11向控制端子23施加正的控制电压Vcont(例如+2.5V)时，晶体管58导通，所以电流Ic流过晶体管58。
因此，晶体管58的输出侧的电压Vd-成为从电源电压Vcc减去由电阻59引起的压降后的Vcc-Rc×Ic。在电阻59的电阻值Rc较大时，晶体管58的输出侧的Vd-成为晶体管58的拐点电压(knee voltage)，即0.5V左右。
并且，晶体管58的输入侧的电压Vd+是控制电压Vcont本身，所以例如是2.5V。
因此，二极管53被施加正方向的电压+2.0。
图9表示电路电压的计算结果，可以仅使用正电压向二极管53施加正极性和负极性的电压。
由此，该实施方式5可以仅通过正电压的控制，使二极管53低失真地动作。
并且，在该实施方式5中，由于仅利用电阻和晶体管构成，所以可以构成在与放大元件3相同的基板上，从而可以实现高输出放大器的小型化。
实施方式6
图10是表示本发明实施方式6的高输出放大器的开关的内部结构的结构图。
在图中，与图7相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
晶体管71例如是BJT、HBT、FET等晶体管，连接在输入端子51和输出端子52之间。
电阻72的一端与晶体管71的基极连接，另一端与控制端子23连接。
下面说明动作。
控制电路11可以通过控制施加在控制端子23上的电压，来实现晶体管71的导通/截止。
因此，晶体管71作为开关而动作，但在从控制端子23输入的控制信号与从输入端子51输入的信号所通过的路径之间，利用晶体管71可以实现充分的隔离，所以能够减小由于控制端子23侧的阻抗形成的通过损失。
因此，在该实施方式6中，与上述实施方式3相比，可以实现高效率。同时，在使用MEMS开关等机械式开关来代替晶体管71时，由于MEMS开关的通过损失较小，因此可以进一步提高高输出放大器的效率。
实施方式7
图11是表示本发明实施方式7的高输出放大器的结构图。
在图中，与图1相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
基极偏置电路12在控制电路13的指示下，控制提供给放大元件3的基极(或栅极)的基极偏置(或栅极偏置)电压。另外，基极偏置电路12构成电压控制单元。
控制电路13与图1的控制电路11相同，在放大元件3的输出功率降低时，控制带切换功能的匹配电路7，以使最末级的放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加，并且在放大元件3的输出功率降低时，控制基极偏置电路12，以使放大元件3的无效电流减小。
下面说明动作。
与上述实施方式1相比，在放大元件3的输出功率降低时，不仅控制带切换功能的匹配电路7，以使最末级的放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加，还控制基极偏置电路12，以使放大元件3的无效电流减小，在这一点上不同。
以下，具体说明不同点。
图4的Icq Control的计算结果是在满足ACPR＜-38dBc的范围内减小无效集电极电流Icq时的结果。因此，在如图3所示在最大输出时和低输出时切换输出负载阻抗时，控制放大元件3的基极偏置电压，并在低输出时如图4所示减小集电极的无效电流，由此可以进一步提高低输出时的效率。
因此，在该实施方式7中，控制电路13监视放大元件3的输出功率，在该输出功率小于规定的功率时，向基极偏置电路12输出指示减少放大元件3的无效电流的控制信号。
基极偏置电路12从控制电路13接收到指示减少无效电流的控制信号后，提高提供给放大元件3的基极的基极偏置电压，从而减小放大元件3的无效电流。
从以上所述可知，根据该实施方式7，构成为在放大元件3的输出功率降低时，控制该放大元件3的基极偏置电压以使该放大元件3的无效电流减小，所以可实现可以比上述实施方式1进一步提高低输出时的效率的效果。
实施方式8
图12是表示本发明实施方式8的高输出放大器的结构图。
在图中，与图11相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
集电极偏置电路14在控制电路15的指示下，控制提供给放大元件3的集电极(或漏极)的集电极偏置(或漏极偏置)电压。另外，集电极偏置电路14构成电压控制单元。
控制电路15与图11的控制电路13相同，在放大元件3的输出功率降低时，控制带切换功能的匹配电路7，以使最末级的放大元件3的输出负载阻抗的虚数部分增加，并且控制基极偏置电路12，以使放大元件3的无效电流减小。而且，在放大元件3的输出功率降低时，控制集电极偏置电路14。
下面说明动作。
与上述实施方式7相比，在放大元件3的输出功率降低时，不仅控制基极偏置电路12以使放大元件3的无效电流减小，还降低放大元件3的集电极偏置电压，在这一点上不同。
以下，具体说明不同点。
通过在作为失真特性的ACPR满足标准的范围内降低放大元件3的集电极偏置电压，可以在不降低最大输出时的效率的情况下，进一步提高低输出时的效率。
因此，在该实施方式8中，控制电路15监视放大元件3的输出功率，在该输出功率小于规定的功率时，向集电极偏置电路14输出指示降低放大元件3的集电极偏置电压的控制信号。
集电极偏置电路14从控制电路15接收到指示降低放大元件3的集电极偏置电压的控制信号后，降低提供给放大元件3的集电极的集电极偏置电压。
根据以上所述可知，根据该实施方式8，构成为在放大元件3的输出功率降低时，降低放大元件3的集电极偏置电压，所以可实现可以比上述实施方式7进一步提高低输出时的效率的效果。
在该实施方式8中，示出了集电极偏置电路14控制放大元件3的集电极偏置电压的情况，但既可以使用DC-DC转换器、也可以使用S级的调制器来代替集电极偏置电路14。
实施方式9
图13是表示本发明实施方式9的高输出放大器的结构图。
在图中，与图12相同的符号表示相同或相当的部分，所以省略说明。
相位调整电路16在控制电路17的指示下，调整输入信号的通过相位，以使输出匹配电路5的匹配条件被变更时的通过相位的变化减小。
在图13的示例中，示出了相位调整电路16设置在输入匹配电路2中，但即使相位调整电路16设置在级间匹配电路4中，也可以调整输入信号的通过相位，以使输出匹配电路5的匹配条件被变更时的通过相位的变化减小。
控制电路17与图12的控制电路15相同，控制带切换功能的匹配电路7、基极偏置电路12和集电极偏置电路14，并且控制相位调整电路16。
图14是表示输入匹配电路2的内部结构的结构图。在图中，输出端子81与初级的放大元件3连接，控制端子82与控制电路17连接。
电容器83的一端连接输入端子1，另一端连接相位调整电路16。
电感器84的一端连接电容器83的另一端，另一端接地。
开关85由控制电路17实施导通/截止控制。电容器86与开关85串联连接，具有Con的电容值。
电容器87与由开关85和电容器86构成的串联电路并联连接，具有Coff的电容值。
下面说明动作。
与上述实施方式8相比，在输入匹配电路2的内部设有相位调整电路16，在这一点上不同。
以下，具体说明不同点。
图17～图19是表示在使用HBT的两级放大器中，在输出功率较低时切换输出匹配电路5的情况下，通过降低基极电压来降低无效集电极电流时高输出放大器的通过相位特性的变化的计算结果。
在此，针对使用图5的开关27作为切换输出匹配电路5内的阻抗的电路来切换阻抗的情况实施计算。
特别是，图17表示在最大输出时的条件下、即开关27导通并且偏置条件改变之前的通过相位特性的计算结果。
并且，图18表示在低输出时使开关27截止时的计算结果。
另外，图19是进一步改变偏置条件并降低无效集电极电流时的计算结果。
根据图17～图19可知，通过切换输出匹配电路5，1.95GHz时的通过相位特性从-108.8度到-73.3度，变化了+35.5度。
另外可知，通过同时改变输出匹配电路5和偏置条件，从-108.8度到-90.9度，变化了+17.9度。
在通信设备中，在信号的通过相位变化较大时，特别是在使用采用同步检波方式的接收机的情况下，有可能产生同步偏差从而导致通信中断，所以必须减小通过相位特性的变化。因此，在高输出放大器中也必须减小相位的变化。
因此，在该实施方式9中，在输入匹配电路2的内部设置相位调整电路16，以减小通过相位的变化。
控制电路17监视放大元件3的输出功率，在其输出功率大于规定的功率时(图5的开关27导通时)，使相位调整电路16的开关85导通。
另一方面，在放大元件3的输出功率小于规定的功率时(图5的开关27截止时)，使相位调整电路16的开关85截止。
因此，高输出放大器的输入匹配是在相位调整电路16的开关85导通的高输出时，利用电容器83、86、87和电感器84来进行。
另一方面，在相位调整电路16的开关85截止的低输出时，利用电容器83、87和电感器84来进行。
因此，在相位调整电路16的开关85导通的高输出时，确定电容器86、87的合计电容值Con+Coff，以便在最大输出条件下进行输入匹配。
另外，确定电容器86的电容值Con和电容器87的电容值Coff的比率，以便在低输出时抵消在切换输出匹配或偏置条件时产生的通过相位的变化。
图20和图21表示在Con+Coff＝2.3pF为一定的条件下，在Con和Coff的比率变化时，开关85导通/截止的情况下的两级HBT高输出放大器的通过相位的变化的计算结果。
特别是，图20是开关85导通时的计算结果，图21是开关85截止时的计算结果。
在图20和图21中，作为Con/Coff的组合示例，示出了0.2pF/2.1pF、0.4pF/1.9pF、0.6pF/1.7pF、0.8pF/1.5pF、1.0pF/1.3pF、1.2pF/1.1pF的情况。
根据图20可知，在开关85导通时，由于Con+Coff＝2.3pF为一定，所以通过相位几乎不变。
另一方面，根据图21可知，在开关85截止时，随着Con的比率增大，通过相位在负方向的变化增大。
因此可知，相位在与图17～图19示出的输出匹配切换以及偏置条件切换相反的方向上变化。
因此，通过适当设定Con和Coff的值，可以实现输入的匹配，并且可以减小通过相位的变化。
根据以上所述可知，根据该实施方式9，为了使输出匹配电路5的匹配条件变更时的通过相位的变化减小，在放大元件3的输入匹配电路2中设置调整输入信号的通过相位的相位调整电路16，所以可实现即使输出匹配电路5的匹配条件变更、也能够减小通过相位的变化的效果。
在该实施方式9中，示出了在输入匹配电路2中设置相位调整电路16的情况，但相位调整电路16也可以设置在级间匹配电路4中。
该情况下，相位调整电路16既不在高输出放大器的输入侧也不在输出侧，所以几乎不存在由于其损失导致的噪音特性的降低和效率特性的降低。因此，可以在维持噪音特性和效率的状态下减小通过相位的变化。
在该实施方式9中，示出了相位调整电路16内置有开关85的情况，但如图15所示，相位调整电路16例如也可以内置PIN二极管、肖特基二极管、PN二极管等二极管91。另外，二极管91通过偏置馈电电阻92连接控制端子82，但也可以取代该偏置馈电电阻92而连接偏置馈电电感器。
如图15所示，在使用PIN二极管时，可以减小二极管91中的导通状态时的消耗电流，所以可以提高效率。
另外，在使用肖特基二极管或PN二极管时，可以通过共用FET的源极和漏极端子来实现，或者通过共用HBT的发射极和集电极端子来实现。
在肖特基二极管或PN二极管的情况下，可以在与高输出放大器中使用的放大元件相同的半导体基板上，与电容器和电阻一起实现，所以可以内置在MMIC中，从而可以实现高输出放大器的小型化。
另外，如图16所示，相位调整电路16也可以内置BJT、HBT、FET等晶体管94。
如图16所示，在使用BJT、HBT、FET等晶体管94时，可以在与高输出放大器中使用的放大元件3相同的半导体基板上，与电容器和电阻一起实现，所以可以内置在MMIC中，从而可以实现小型化。
而且，由于信号线和控制端子82之间通过晶体管94隔离，所以能够实现低损失的开关。由此，相位调整电路16的损失小，可以实现低噪音和高效率的特性。
另外，也可以使用MEMS开关等机械开关作为开关85。在使用MEMS开关时，由于MEMS开关具有低损失的特性，所以相位调整电路16的损失小，可以实现低噪音和高效率的特性。
产业上的可利用性
如上所述，本发明的高输出放大器适合用于在发送比最大输出功率低约10～15dB的输出功率时也必须提高效率的便携电话等。

Claims (14)

1.一种高输出放大器，其特征在于，具有：将输入信号放大并输出的一级或多级结构的放大元件；连接在最末级的放大元件和输出端子之间的匹配电路；和根据上述放大元件的输出功率变更上述匹配电路的匹配条件的匹配条件变更单元。
2.根据权利要求1所述的高输出放大器，其特征在于，匹配条件变更单元在放大元件的输出功率降低时，变更匹配电路的匹配条件，以使最末级的放大元件的输出负载阻抗的虚数部分增加。
3.根据权利要求1所述的高输出放大器，其特征在于，在使用由阻抗元件构成的多个阻抗电路来构成匹配电路时，匹配条件变更单元根据放大元件的输出功率，对上述阻抗电路内的开关进行开闭控制。
4.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，在DC截止用电容器和开关串联连接的第1阻抗电路与电感器和电容器串联连接的第2阻抗电路并联连接的情况下，匹配条件变更单元在放大元件的输出功率大于规定的功率时使上述开关导通，在该放大元件的输出功率小于规定的功率时使上述开关截止。
5.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，在DC截止用电容器和开关串联连接的第1阻抗电路与作为第2阻抗电路的电容器并联连接的情况下，匹配条件变更单元在放大元件的输出功率大于规定的功率时使上述开关截止，在该放大元件的输出功率小于规定的功率时使上述开关导通。
6.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，在向最末级的放大元件的集电极或漏极提供偏置的偏置馈电电路与匹配电路的输入端子连接的情况下，与上述偏置馈电电路并联地连接电容器。
7.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，阻抗电路内的开关是PIN二极管。
8.根据权利要求7所述的高输出放大器，其特征在于，设有偏置电路，该偏置电路将正的电源电压用作驱动电压，根据控制信号向PIN二极管施加正极性或负极性的电压。
9.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，阻抗电路内的开关是晶体管开关。
10.根据权利要求3所述的高输出放大器，其特征在于，阻抗电路内的开关是机械开关。
11.根据权利要求1所述的高输出放大器，其特征在于，设有电压控制单元，该电压控制单元在放大元件的输出功率降低时，控制该放大元件的基极电压或栅极电压，以使该放大元件的无效电流减小。
12.根据权利要求1所述的高输出放大器，其特征在于，设有电压控制单元，该电压控制单元在放大元件的输出功率降低时，降低该放大元件的集电极电压或漏极电压。
13.根据权利要求1所述的高输出放大器，其特征在于，在放大元件的输入侧或级间的匹配电路上设置用于调整输入信号的通过相位的相位调整电路，以使匹配电路的匹配条件变更时的通过相位的变化减小。
14.根据权利要求13所述的高输出放大器，其特征在于，电容器和开关串联连接的串联电路与电容器并联连接，构成相位调整电路，在放大元件的输出功率大于规定的功率时使上述开关导通，在该放大元件的输出功率小于规定的功率时使上述开关截止。
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