CN1784591A - 科式陀螺的运转方法以及适于它的评价/调节电子系统和脉冲调制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种科式陀螺(1)运转的方法，其中产生数字读出信号，该信号表明科式陀螺(1)的谐振器(2)的激励振荡/读出振荡的瞬时振幅/频率。谐振器(2)输入有能量信号。能量信号根据数字读出信号进行调节，其调节方式是使激励振荡/读出振荡假设为特定幅值/频率。能量信号(S₃－S₆)由脉冲调制器(37)的量化输出信号(S₁，S₂)产生，该调制器输入有由数字读出信号(S₉，S₁₀)得出的数字激励/补偿信号(S₁₅－S₁₈)。

Description

科式陀螺的运转方法 以及适于它的评价/调节电子系统和脉冲调制器

技术领域

本发明涉及一种科式陀螺的运转方法，以及适于该目的的评价/控制电子装置。

背景技术

科式陀螺(也被称为振动陀螺)正在越来越多地用于导航的目的。科式陀螺具有可被引起振荡的质量系统。这种振荡一般情况下是多个独立振荡的叠加。质量系统的这些独立振荡初始时是互相独立的，每个振荡都可被抽象地称为“谐振器”。振动陀螺的运行至少需要两个谐振器：其中的一个(第一谐振器)由人工激励进行振荡，下文中称之为“激励振荡”。另一个谐振器(第二谐振器)仅当振动陀螺被移动/旋转的时候被激励以进行振荡。这是因为这种情况下会出现科式力，科式力使第一振荡器连接于第二振荡器，吸收来自第一振荡器的激励振荡的能量，并将该能量传输至第二振荡器的读出振荡(read oscillation)。第二振荡器的振荡在下文中使用“读出振荡”进行指代。为了确定科式陀螺的运动(尤其是旋转运动)，读出振荡被分接，相应的读出信号(例如读出振荡分接信号)经检验以确定是否在读出振荡的振幅中出现任何变化，所述变化即表示对科式陀螺的旋转进行测量的结果。科式陀螺不仅可采用开环系统的形式，也可采用闭环系统的形式。在闭环系统中，读出振荡的振幅经由相应的控制回路被持续复位为固定值-优选为0。

科式陀螺的闭环方案的一个实例将在下文中参照图2进行说明，从而进一步示出科式陀螺的运转方法。

诸如此的科式陀螺1具有质量系统2，该系统可被引起振荡，在下文中也被称为“谐振器”。必须在这一表述和上述“抽象”谐振器之间找出区别，这一表述表示“真实”谐振器的独立振荡。如上所述，谐振器2可被视为由两个“谐振器”组成的系统(第一谐振器3和第二谐振器4)。第一和第二谐振器3、4都连接于力传感器(未示出)和分接系统(未示出)。由力传感器和分接系统产生的噪声在这里使用噪声1(附图标记5)和噪声2(附图标记6)示意性地表示。

科式陀螺1还具有四个控制回路：

第一控制回路用于控制以固定频率(谐振频率)激励产生振荡(也就是说第一振荡器3的频率)。第一控制回路具有第一解调器7、第一低通滤波器8、频率调节器9、VCO(电压控制振荡器)10和第一调制器11。

第二控制回路用于将激励振荡控制为常数幅值，并具有第二解调器12、第二低通滤波器13和振幅调节器14。

第三和第四控制回路用于复位那些对读出振荡进行激励的力。在这种情况下，第三控制回路具有第三解调器15、第三低通滤波器16、正交调节器17和第二调制器18。第四控制回路包括第四解调器19、第四低通滤波器20、旋转速度调节器21和第三调制器22

第一谐振器3以其谐振频率ω1被激励。所得激励振荡被分接，并借助第一解调器7进行同相解调，解调信号分量输入第一低通滤波器8，该滤波器将和频从其中移除。分接信号在下文中也使用激励振荡分接信号进行指代。来自第一低通滤波器8的输出信号施加到频率调节器9，该调节器作为提供到它的信号的函数控制VCO 10，从而使同相分量基本上趋向于零。为了实现这一目的，VCO 10将信号传输至第一调制器11，该调制器本身控制力传送器从而使激励力作用于第一谐振器3。如果同相分量是0，那么第一谐振器3以其谐振频率ω1进行振荡。注意，所有的调制器和解调器都是在该谐振频率ω1的基础上运转的。

激励振荡分接信号进一步提供到第二控制回路并且通过第二解调器12进行解调，其输出转到第二低通滤波器13，该滤波器的输出又转到振幅调节器14。振幅调节器14作为该信号以及名义振幅传送器23的函数控制第一调制器11，从而使第一振荡器3以恒定振幅进行振荡(也就是说激励振荡具有恒定振幅)。

如上所述，科式陀螺1运动/旋转会导致科式力-在附图中使用FC·cos(ω1·t)示出-该力使第一谐振器3连接于第二谐振器4，因此激励第二谐振器4进行振荡。处于频率ω1的合成读出振荡被分接，从而使相应的读出振荡分接信号(读出信号)提供到第三和第四控制回路中。在第三控制回路中，该信号借助第三解调器15进行解调，和频被第三低通滤波器16移除，并且经低通滤波的信号输入正交调节器17中，其输出信号输入第三调制器22从而重新设定读出振荡的相应正交分量。与此类似，在第四控制回路中，读出振荡分接信号被第四解调器19解调，通过第四低通滤波器20，并且相应的低通滤波信号一方面输入旋转速度调节器21，其输出信号与瞬时旋转速度成比例，然后作为旋转速度测量结果传入旋转速度输出24，另一方面该信号输入第二调制器18，该调制器对读出振荡的旋转速度分量进行重新设置。

如上所述的科式陀螺1可以以双谐振的形式和非双谐振的形式运转。如果科式陀螺1以双谐振形式运转，那么读出振荡的频率ω2就大概等于激励振荡的频率ω1，同时，相反，在非双谐振的情况下，读出振荡的频率ω2与激励振荡的频率ω1不同。在双谐振的情况下，第四低通滤波器20的输出信号包含关于旋转速度的相应信息，而相反，在非双谐振的情况下，第三低通滤波器16的输出信号不包括上述信息。为了在不同的双谐振/非双谐振运转模式之间进行转换，设置有双向开关25，该开关可选择性地将第三和第四低通滤波器16、20的输出与旋转速度调节器21和正交调节器17相关联。

如上所述的科式陀螺的设计，尤其是评价/控制电子装置的设计，具有相对较高的旋转速度敏感度的优势，同时也使谐振器2具有简单的机械结构。不过，其缺点就在于，评价/控制电子装置的电子元件非常复杂。因此，在图2所示的科式陀螺的实施例中不得不使用大量的数字/模拟转换器(例如，附图标记26、27和28标注的点处)，并且这些元件成本昂贵，需要使用大量的电能。而且，应该注意，数字/模拟转换器常常需要大量的供给电压，并且难于与其他电子元件集成，尤其是数字元件，因此限制了最小化的实现。而且，如图2所示的科式陀螺的实施例中必须使用至少两个模拟/数字转换器(附图标记29₁和29₂标注的点处)。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于双谐振科式陀螺的运转方法，该方法只需要尽可能少的电子元件，尤其是模拟/数字转换器和数字/模拟转换器，从而使科式陀螺的制造成本低廉并可使用大规模的最小化评价/控制电子装置。

这一目的是通过具有权利要求1所述特征的方法实现的。本发明也提供根据权利要求7所述的评价/控制电子装置。最后，本发明也提供实现根据权利要求8所述的方法的脉冲调制器。本发明的思想的有利改善和发展包含于相应的附属权利要求中。

根据本发明所述的一种科式陀螺的运转方法，其中产生数字读出信号，该信号表示对科式陀螺的谐振器的激励振荡/读出振荡的瞬时振幅/频率或者对激励振荡/读出振荡的其他参数进行的测试。科式陀螺中的谐振器具有输入其中的力信号，该力信号作为数字读出信号的函数控制，从而使激励振荡/读出振荡假设为特定的振幅/频率或者其他的理想参数值。通过实例，闭环系统中的读出振荡的振幅被控制为零值，而激励振荡的振幅被设定为零值之外的常数值。本发明的一个主要方面内容就在于，力信号由脉冲调制器的量化输出信号得出，该调制器被输入由数字读出信号得到的数字激励/补偿信号。

根据本发明所述的方法可同样良好地应用于双谐振、非双谐振的采用开环系统形式或者闭环系统形式的科式陀螺。

根据本发明，数字/模拟转换器因此可由脉冲调制器代替。脉冲调制器的输出信号最好是三元量化的，因为三元量化尤其是有利于静电力传送器的双电极结构的，诸如那些用于双谐振科式陀螺的静电力传送器。

在一项优选实施例中，脉冲调制器产生分别经过三元量化的第一和第二输出信号，该第一输出信号可转化为三元量化力脉冲的第一序列，第二输出信号可转化为三元量化力脉冲的第二序列。在这种情况下的第一序列的力脉冲表示用于设定激励振荡的理想振幅/频率或者其他参数的力信号的部分，第二序列的力脉冲表示用于设定读出振荡的理想振幅/频率或者其他参数的力信号的部分。

脉冲调制器可进行选择性的设计，从而使脉冲调制器的两个三元量化输出信号S₁、S₂的每个都假设为值{-1，0，+1}，所述值以适当的方式进行数字化编码。输出信号被转换为适当的电压脉冲并输入相应的固定电极，从而使“负向”力(S₁＝-1)、没有力(S₁＝0)或者“正向”力(S₁＝+1)施加于科式陀螺(移动质量和复位弹性件)的移动电极结构上。相同的情况也应用于输出信号S₂。

数字读出信号最好以下述方式得到，即根据谐振器的振荡而流向移动电极(中心电极)的电荷的量借助电荷放大器进行测量，来自电荷放大器的相应模拟输出信号转换为数字输出信号，数字读出信号经由信号分离由电荷放大器的数字输出信号确定为脉冲调制器的瞬时和/或早先三元量化输出信号值的函数。因此，数字读出信号不能自身从电荷放大器的数字输出信号中得出，并且需要包含于脉冲调制器的三元量化输出信号的信息。在这种情况下的术语“中心电极”表示科式陀螺的内部可移动电极结构，包括可被引起振荡的移动质量，以及相应的复位弹性件，或者至少是其部分。

在每种情况下，数字读出信号借助解调过程以传统的方式再次分为正常分量和正交分量。数字模拟/补偿信号的正常和正交分量然后借助控制过程从数字读出信号的正常和正交分量中得出，并被输入脉冲调制器。数字模拟/补偿信号控制成为激励振荡/读出振荡设定理想参数值。

为了实施上述方法，本发明提供了用于科式陀螺的评价/控制电子装置，该设备具有下述组件：

-用于产生数字读出信号的单元，该信号表示对科式陀螺的谐振器的激励振荡/读出振荡的瞬时幅值/频率或者其他参数进行的测试，

-至少一个控制回路，借助该回路，力信号产生为数字读出信号的函数并被传送至谐振器，该力信号被控制成使激励振荡/读出振荡假设为理想的幅值/频率或者其他参数值，

-脉冲调制器，该调制器是控制回路的一部分并输入有由数字读出信号得到的数字激励/补偿信号，在这种情况下，力信号可由脉冲调制器的量化输出信号得出。

根据本发明所述的评价/控制电子装置具有制造成本低并且高度最小化的优势。

根据本发明所述的用于将复数输入信号转换为脉冲信号的脉冲调制器具有减法阶段，该阶段由复数输入信号和反馈信号之间的差值产生控制误差信号。而且，脉冲调制器具有信号转换阶段，该阶段将控制误差信号转换为控制信号。在第一乘法阶段中，控制信号乘以以频率ω₀振荡的复数混合信号，因此，产生由ω₀上升混合(up-mixed)的控制信号的实部和虚部中的至少一个。此外，脉冲调制器具有量化阶段，该阶段对由ω₀上升混合的控制信号的实部和虚部的至少一个进行量化并因此产生脉冲信号以及反馈单元，该单元使用脉冲信号产生用于减法阶段的反馈信号。

根据本发明所述的脉冲调制器的运作的方法将在下文中使用保持为常数的输入信号作为实例进行说明，该方法表示对传统Sigma-Delta转换器进行有利的改善，本说明并不对其普适性作任何限制。减法阶段和信号转换阶段将该输入信号转换为控制信号，该控制信号同样随时间只进行微小的变化。不过，与传统的Sigma-Delta转换器相比，该控制信号通过第一乘法阶段与频率ω₀的复数混合信号相乘，从而以这种方式产生上升混合为频率ω₀的控制信号。以频率ω₀振荡的控制信号的实部和虚部然后由量化阶段量化，因此在量化阶段的输出处得到频率为ω₀的具有主要频率分量的实数脉冲信号。该实数脉冲信号借助正向或逆向脉冲以频率ω₀激励正弦信号。该脉冲信号同时表示反馈信号的计算的起始点，该反馈信号返回至减法阶段并在其中从输入信号中减去，从而确定控制误差。

为了产生脉冲信号，并不是绝对必要计算由ω₀上升混合的控制信号的实部和虚部的。如果想要从上升混合控制信号的实部获得脉冲信号，那么上升混合控制信号的虚部就不必产生。

根据本发明所述的脉冲调制器与传统Sigma-Delta调制器相比的主要优势在于，低量化噪声的范围从ω＝0附近的低频范围转换为运转频率ω₀。这是通过第一乘法阶段的控制信号的复数上升混合实现的。这会得到一脉冲信号，该信号在ω₀附近的相关光谱范围中具有低噪声水平。

理解该噪声特征的起点就在于例如由积分器形成的信号转换阶段具有低通特征。这就意味着相对高频的分量被信号转换阶段部分地抑制住。在传统的Sigma-Delta转换器中，对控制回路中的较高频分量进行的这种抑制会导致这些较高频的量化噪声的上升。相反，低频范围中的量化噪声较低。在根据本发明所述的脉冲调制器的情况下，可在信号转换阶段的输出处分接的控制信号通过与频率为ω₀的复数混合信号相乘而上升混合至频率ω₀。因此，低量化噪声的范围也从频率ω＝0向混合频率ω₀转移，即使输出侧的信号转换阶段仍然在处理尚未被上升混合的信号。这会得到一噪声水平在ω₀的附近较低的脉冲信号。

根据本发明所述的脉冲调制器可以以低成本实现，需要相对较少的电能并可容易地与数字电子装置相集成。

对于脉冲调制器来说，有利的是包含用于处理输入信号的实部的同相信号通道，以及用于处理输入信号的虚部的正交信号通道。这对于控制误差信号、控制信号和反馈信号也同样是有利的，这些信号的每个都是复数信号，并具有实数信号分量和虚数信号分量。为了确保实数脉冲信号以正确的信号反映由ω₀上升混合的控制信号的实部或者虚部，减法阶段、信号转换阶段、第一乘法阶段和反馈单元都是复数信号处理单元，每个单元都可具有同相信号通道和正交信号通道。不过，只需要第一乘法阶段中的输出信号的实部(或者虚部)就可借助量化阶段从中获得实数脉冲信号。因此，量化阶段可以是实数处理阶段。实际上，实数脉冲信号在反馈单元中再次转换为复数反馈信号。脉冲调制器的这种设计可实现实数脉冲信号与正确相位的合成，该调制器重新产生具有低相位和幅值噪声的频率为ω₀的谐波振荡。

根据本发明所述的一项有利实施例，信号转换阶段具有积分器阶段，该阶段对控制误差信号进行集成并产生积分信号作为控制信号。控制误差信号的积分可持续地将(复数)积分信号同步于复数输入信号。由于积分器阶段具有低通滤波特性，所以这会在积分器阶段的输出处得到具有在ω＝0附近区域的减小噪声水平的控制信号。如果该控制信号通过第一乘法阶段上升混合并且然后进行量化，这就会得到具有理想噪声特征的脉冲信号。

对于积分器阶段来说，包含用于同相信号通道的第一积分器和用于正交信号通道的第二积分器是有利的，该第一积分器对控制误差信号的实部进行积分，该第二积分器对控制误差信号的虚部进行积分。用于复数控制误差信号的复数积分器阶段可以以这种方式借助两个独立积分器而得到。

信号转换阶段可有利地具有放大器阶段。在这种情况下的增益因数可选择成使量化器接收正确的输入信号水平。

根据本发明的另一有利实施例所述，第一乘法阶段具有用于同相信号通道的第一乘法器和用于正交信号通道的第二乘法器。第一乘法器将控制信号的实部乘以以频率ω₀振荡的复数混合信号的实部，因此产生第一合成信号。第二乘法器将控制信号的虚部乘以以频率ω₀振荡的复数混合信号的虚部，因此产生第二合成信号。根据另一有利实施例，脉冲调制器具有加法器，该加法器将第一乘法器的第一合成信号与第二乘法器的第二合成信号相加以形成和信号，从而确定上升混合控制信号的实部。

假定复数控制信号的形式为R+j·I，通过实例，复数混合信号以e^-jω0t的形式表示，然后第一乘法器的第一合成信号变为R·cos(ω₀t)。第二乘法器的第二合成信号假设形式为I·sin(ω₀t)，加法器产生信号R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)作为和信号。不过，该信号精确对应于(R+j·I).e^-jω0t的实部。控制信号和混合信号的复数乘积的实部因此可借助第一乘法器、第二乘法器和加法器进行确定。

根据本发明的有利实施例，由加法器得到的加法信号然后通过量化阶段进行量化，从而以这种方式得到实数脉冲信号。

在这种情况下，有利的是将噪声水平加入至输入量化阶段的输入信号中。脉冲调制器以采样频率ω_A被计时，该频率大大高于混合频率ω₀。ω₀与ω_A的特定比例会导致脉冲调制器中形成张驰振荡，这些振荡可看作为脉冲信号的频谱的附加峰值。由于噪声信号被加入量化器的输入信号中，所以量化过程的结果需经过统计性圆整。该方法可防止张驰振荡的形成。

量化阶段最好实现其相应输入信号的二元量化或者三元量化。在二元量化情况下，脉冲信号可假设只为值0和1。因此，可产生只包含正电压脉冲的脉冲信号。三元量化脉冲信号可假设为值-1、0、1。因此，诸如此的脉冲信号包含正和负电压脉冲。因此，在脉冲信号需要正向和负向脉冲的时候，都可进行三向量化。

反馈单元最好具有第二乘法阶段，该阶段将脉冲信号乘以以频率ω₀振荡的复数共轭混合信号，并因此产生用于减法器的由ω₀进行降低混合(down-mixed)的反馈信号。脉冲信号由上升混合控制信号的实部经量化产生，因此具有频率为ω₀的主要频率分量。在脉冲信号可用于反馈信号之前，该信号必须再次被降低混合至基频。为了实现该目的，脉冲信号与频率为ω₀的复数共轭混合信号相乘，从而以这种方式获得降低混合的复数反馈信号。

第二乘法阶段最好具有用于产生反馈信号实部的第三乘法器，以及用于产生反馈信号虚部的第四乘法器，该第三乘法器将脉冲信号乘以以频率ω₀振荡的复数共轭混合信号的实部，该第四乘法器将脉冲信号乘以以频率ω₀振荡的复数共轭混合信号的虚部。为了在正确方向上偏移频率为ω₀的脉冲信号的频率分量，脉冲信号与混合信号必须以复数形式相乘。脉冲信号y(t)是实数信号，复数共轭混合信号可以以e^+jω0t的形式表示。因此，复数乘法可产生具有实部y(t)·cos(ω₀t)和虚部y(t)·sin(ω₀t)的复数反馈信号。

脉冲调制器最好以采样频率ω_A运转，该频率比混合频率ω₀高2至1000倍。为了满足用于上升混合信号的奈奎斯特(Nyquist)条件，这一点是必要的。

根据另一有利实施例，脉冲调制器借助数字信号处理器(DSP)得以实现。脉冲调制器运转所需的所有操作都可借助信号处理程序编程实现。

根据本发明所述的用于微观机械谐振器的激发电路具有至少一个上述类型的脉冲调制器。由至少一个脉冲调制器产生的脉冲信号最好用于谐振器的静电振荡激励。产生的脉冲信号可直接连接于谐振器的激励电极。在这种情况下，有利的是脉冲调制器的混合频率ω₀对应于谐振器的一个谐振频率，因为这会确保振荡器的有效激励。

根据本发明所述的用于合成具有预定频率和预定相位的脉冲信号的频率发生器具有至少一个上述类型的脉冲调制器。根据本发明的调制器可用于产生具有预定频率和预定相位的相应脉冲信号y(t)。在这种情况下，产生的脉冲信号的相位角可借助输入信号x(t)的实部和虚部的比例非常精确地进行预定。产生的脉冲信号在ω₀附近具有低的噪声水平。

根据另一有利实施例，脉冲调制器之后还带有带通滤波器。这个下游处的带通滤波器可以滤掉远离ω₀并且噪声水平较高的频率分量。

附图说明

下面将参照附图结合实施例更加详细地说明本发明以及其他有利实施例的详细内容：

图1示出了根据本发明所述的评价/控制电子装置以及方法的一个优选

实施例；

图2示出了传统科式陀螺的示意性设计方案；

图3示出了根据本发明所述的脉冲调制器的复杂方框图；

图4示出了脉冲调制器的方框图，分别表示同相路径和90度相位差路径；

图5示出了三元量化脉冲信号y(t)；

图6示出了脉冲调制器的输出处产生的脉冲信号y(t)的频谱；

图7示出了通过微观机械振荡器过滤之后的图6的频谱；

图8示出了脉冲信号y(t)的频谱，该频谱按照固定频率与采样频率的比值ω₀/ω_A＝0.25得出；

图9示出了具有统计性圆整功能的脉冲调制器；

图10示出了图8中进行统计性圆整后得到的频谱；

图11示出了二维脉冲调制器的方框图。

具体实施方式

图1示出了评价/控制电子装置30，该装置具有电荷放大器31、模拟/数字转换器32、信号分离器33、第一解调器34、第二解调器35、控制系统36、二维脉冲调制器37、第一和第二力脉冲转换单元38、39以及第一至第四力传送器电极40₁至40₄。

由附图标记31至40标识的元件形成的整体方案包括两个控制回路：一个控制回路用于设定激励振荡的振幅/频率，另一个控制回流用于设定读出振荡的振幅/频率。

如图1所示，根据本发明所述的电路只有一个模拟/数字转换器32，没有数字/模拟转换器。在该方案中的数字/模拟转换器被二维脉冲调制器37和两个力脉冲转换单元38、39代替。

下文将更加详细地说明根据本发明所述的评价/控制电子装置的运转方法。

为了设定谐振器2的激励振荡/读出振荡的振幅/频率，二维脉冲调制器37产生第一和第二三元量化(temary-quantized)输出信号S₁、S₂，第一三元量化输出信号S₁在第一力脉冲转换单元38中被转换为力脉冲信号(电压信号)S₃和S₄。在相应的方案中，第二三元量化输出信号通过第二力脉冲转换单元39转换为力脉冲信号(电压信号)S₅、S₆。每个三元量化输出信号S₁、S₂最好假定为值1、0和-1。

例如，如果信号S₁的值为+1，那么第一力脉冲转换单元使用信号S₁产生两个力脉冲输入信号S₃和S₄，所述两个信号产生力脉冲。这些力脉冲信号S₃和S₄在第二和第四力脉冲电极40₂和40₄之间以及力传送器电极40₂、40₄和谐振器2之间产生电磁场，这些电磁场可产生力脉冲。如果信号S₁的值为-1，那么产生力脉冲信号S₃和S₄，从而使最终电磁场的作用线与S₁＝1情况下的作用线方向相反。如果信号S₁的值为零，那么在第二和第四力脉冲电极40₂和40₄之间或者力传送器电极40₂、40₄以及谐振器2之间就不会存在电场。

因此，通过实例，下述可能值(0或者U₀)根据下述表格应用于第二和第四力传送器电极40₂和40₄：

S1	40	40
			-10	00	U00

1

U0

0

相应的情况也适用于第二三元量化输出信号S₂，该信号通过第二力脉冲转换单元39转换为第五和第六力脉冲信号S₅、S₆，所述信号应用于第一和第三力传送器电极40₁和40₃。通过实例，激励振荡参数通过力传送器电极40₂、40₄设定/控制，读出振荡参数通过力传送器电极40₁、40₃设定/控制。

除了谐振器2的激励之外，作用于力传送器电极40₁、40₄的电场也会导致流向移动中心电极的电荷。该电荷通过电荷放大器31进行测量，相应的模拟输出信号S₇被模拟/数字转换器32转换为相应的数字信号S₈，通过该信号，信号分离器33产生第一数字读出信号S₉和第二数字读出信号S₁₀。由于流入中心电极的电荷取决于当时被施加电场的那些力传送器电极40₁、40₄的容量，所以已经流动的电荷的量是谐振器2的激励振荡/读出振荡的振幅/频率/其他参数的测量结果。因此，谐振器2的瞬时移动/移动中的变化可由信号分离器33重新构造为三元量化输出信号S₁和S₂的瞬时和/或早先输出信号值的函数。

二维脉冲调制器37有利地设计成使三元量化输出信号S₁和S₂不同时进行变化，一般来讲，流入中心电极的电荷以和的形式进行测量，也就是说，由于两个电场叠加所得的电荷移动仅仅可作为一个实体进行测量，也就是说，不可能使电荷移动的部分与单独电场相关联。然后，三元量化输出信号S₁和S₂之间的附加条件可实现已流过电荷与特定电场之间的清晰关联，从而可精确地区分激励振荡和读出振荡。这种环境下的其他可能条件说明两个信号S₁和S₂中只有一个可在特定时间点假定为0以外的值。

第一数字读出信号S₉被第一解调器34解调为实部S₁₁和虚部S₁₂。与此类似，第二数字读出信号S₁₀被第二解调器35解调为实部S₁₃和虚部S₁₄。通过实例，第一数字读出信号S₉包含关于激励振荡的信息，第二数字读出信号S₁₀包含关于激励振荡的信息。第一和第二数字读出信号S₉、S₁₀的实部和虚部S₁₁至S₁₄施加于控制系统36，该系统作为这些信号的函数产生激励/补偿信号S₁₅至S₁₈。通过实例，信号S₁₅表示用于激励振荡的数字激励/补偿信号的实部，信号S₁₆表示其虚部，同时，相反，信号S₁₇表示读出振荡的数字激励/补偿信号的实部，信号S₁₈表示其虚部。

数字激励/补偿信号S₁₅至S₁₈输入二维脉冲调制器37中，该调制器使用这些信号得出三元量化输出信号S₁、S₂。

图3示出了根据本发明所述的脉冲调制器的方框图的复数形式。复数输入信号x(t)具有实部和虚部，该二者都被表示为数字值。复数反馈信号52在叠加节点51处被从复数输入信号x(t)中减去，这两个复数信号之间的差值即表示控制误差。而且，延迟元件53的内容(content)(同样是复数)在叠加点51处被加入该差值。延迟元件53的内容通过信号线54传入叠加节点51。延迟元件53与信号线54共同形成复数积分器阶段，该阶段对复数控制误差进行积分，也就是说，对输入信号和反馈信号之间的差值进行积分。积分信号55相应地在放大器阶段56通过因数“a”进行放大，经放大的信号57被传入第一乘法阶段58，在该阶段中放大信号57与复数混合信号e^-jω0t相乘从而以这种方式获得信号59，该信号被混合为频率ω₀。方框60确定复数混合信号59的实部，由这种方式获得的混合信号的实部被提供于量化器(quantizer)62。

在图3所示的实施例中，量化器62采用三元量化器的形式，该量化器在比较器的帮助下将相应的输出信号转换为脉冲信号的三个可能值-1、0、+1。按照这种方式得出的量化脉冲信号y(t)可在量化器62的输出处被分接。实部脉冲信号y(t)在第二乘法阶段63乘以复数共轭混合信号e^-jω0t，从而得出复数反馈信号52。通过这种方式以实数和复数相乘得到的复数反馈信号52通过叠加节点51的输入处进入电路。

图3所示的功能单元的顺序可借助数字信号处理器(DSP)或者借助专用的硬件得以实现。在这种情况下，数字信号处理必须以采样频率ω_A进行，该频率比复数混合信号的频率ω₀高。例如，混合频率ω₀的2至1000倍可用作采样率ω_A。

图4再次示出了图3所示的脉冲调制器，在该图中分别示出了同相信号通道和正交信号通道。图4的上半部分示出了同相信号通道64，该通道处理输入信号x(t)的实部R。图4的下半部分示出了处理输入信号的虚部I的正交信号通道65。控制误差的实部在同相信号通道的叠加节点66处确定为输入信号的实部R和反馈信号的实部67之间的差值。此时存储于延迟元件68中的积分器值被加入至该控制误差，并通过信号线69传输至叠加节点66。延迟元件68与信号线69共同形成积分器，其传递函数为 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}.$ 将控制误差的实部加入上述积分器值会得到新的积分器值，该值再次存储于延迟元件68中。同相信号通道中的积分信号70通过放大器71乘以因数“a”进行换算，并被作为放大信号72传送至第一放大器73。第一放大器73将实数的放大信号72乘以实数信号cos(ω₀t)，也就是说，乘以e^-jω0t的实部。第一放大器73确定R·cos(ω₀t)的积，该积作为信号74输入加法器75。

脉冲调制器的正交信号通道65具有叠加节点76，在该节点中对输入信号的虚部I和反馈信号的虚部77之间的差值进行计算。对应于控制误差的虚部的该差值被加入至延迟元件78的前述值中，所得到的值通过信号线79进入叠加节点76。这个新值是通过将上述值与控制误差的虚部相加得到的，被写入到延迟元件78中。延迟元件78与信号线79共同形成积分器，其传递函数为 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}.$ 正交信号通道的积分信号80在该积分器的出口处得出，并通过放大器81乘以因数“a”进行换算。在正交信号通道中通过这种方式获得的放大信号82然后在第二放大器83中乘以信号sin(ω₀t)。通过这种方式获得的积I·sin(ω₀t)作为信号84输入加法器75中。加法器75将R·cos(ω₀t)和I·sin(ω₀t)叠加，并在其输出处得到信号R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)以作为信号85。不过，该信号85精确地对应于上升混合信号(up-mixed signal)的实部，因为x(t)与e^-jω0t的复数乘积给出：x(t)·e^-jω0t＝(R+j·I)·(cos(ω₀t)-j·sin(ω₀t))＝[R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)]+j[I·cos(ω₀t)-R·sin(ω₀t)]该信号的实部是R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)。因此，信号85表示复数混合信号的实部，并且在该程度上对应于图3所示的信号61。

数字实数信号85传入量化器86，该量化器将该输入信号转换为量化脉冲信号y(t)。图3和图4中实例所示的三阶段(三元)量化器根据y(t)∈{-1；0；+1}对输出信号进行量化。为了实现该目的，量化器86具有比较器，该比较器将信号85的信号水平持续与预定阈值相比。根据这些比较的结果，输出信号y(t)在每种情况下被分配为值-1；0；+1中的一个，以作为当前的信号值。代替三阶段(三元)量化，任何其他的理想的量化都可根据使用目的进行使用，例如二阶段(双态)或者多阶段量化。

复数反馈信号的实部67和虚部77由量化脉冲信号y(t)得到。为了实现该目的，脉冲信号y(t)与复数共轭混合信号e^+jω0t相乘：

y(t)·e^jω0t＝y(t)·cos(ω₀t)+j·y(t)·sin(ω₀t)

复数反馈信号的实部y(t)·cos(ω₀t)通过第三放大器87得出，该放大器将脉冲信号y(t)乘以cos(ω₀t)。因此，在第三放大器87的输出处得到反馈信号的实部67，并且该反馈信号反馈至叠加节点66。为了得到复数反馈信号的虚部y(t)·sin(ω₀t)，脉冲信号y(t)在第四放大器88中乘以sin(ω₀t)。反馈信号的虚部77在第四放大器88的输出处得到，并被反馈回叠加节点76。

在图3和4所示的示例性实施例中，积分器设置于输入端，该积分器对输入信号和反馈信号之间的控制误差进行积分，因此得到积分信号。积分器的传递函数H(z)可写为 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}.$ 具有其他传递函数H(z)的其他信号转换阶段也可用于输入侧，以代替积分器。例如，高阶传递函数H(z)可用于此，不过： $\underset{z\→1}{\lim }H\left(z\right)=\∞$

因此，对于频率ω趋向于0值(z→1)的情况传递函数H(z)应该趋向于无穷。H(z)的其他自由参数可用于优化调制器(例如信噪比)或者整个系统的特定特征。

图5示出了借助于计算机模拟而确定的脉冲信号y(t)的波形，该信号可在量化器的输出处被分接，从而使用y(t)∈{-1；0；+1}进行三元量化。在这种情况下，复数输入信号的实部R被设定为0.3，同时输入信号的虚部I被设定为等于零。因此，输入信号x(t)为常数，并且不会作为时间的函数进行变化。采样频率ω_A是混合频率的五倍ω₀/ω_A＝0.2。采样频率ω_A处的时钟脉冲示于横轴上，并且从5000至5100连续进行编号。在每个时钟周期中，脉冲信号y(t)假定为三个可能值-1；0；+1中的一个。采样频率下的一个特定时钟循环期间的y(t)的相应值在纵轴方向上绘制得出。

如果在图5所示的脉冲信号上进行频谱分析(FFT)，那么这就会得到图6所示的频谱。相应的频谱分量的频率示出于横轴上任意选定的FFT单位中，而信号强度在纵轴方向上以dB示出。在频谱分布的频率ω₀处可看到波峰。也可看到，频率ω₀附近处的噪声水平大大小于频谱的其他部分。相反，在传统的Sigma-Delta调制器中，噪声水平将在低频处大幅减小，也就是说，在频率ω₀附近。在根据本发明所述的脉冲调制器情况下，积分和放大信号借助复数乘法上升混合至混合频率ω₀。结果，噪声被减小的频谱范围也被转换为混合频率ω₀，因此，得到图6所示的噪声特征。

根据本发明所述的脉冲调制器可用于脉冲信号的数字合成，在这种情况下，脉冲信号的主谱分量可预定为混合频率ω₀。产生的脉冲信号的相位角可通过输出信号的实部与虚部的比值精确地设定，这可导致相位稳定的脉冲信号。当使用根据本发明所述的脉冲调制器进行频率合成时，脉冲信号y(t)应该借助电子的带通滤波器进行过滤，其带通以频率ω₀为中心。该带通滤波器可采用例如水晶或者陶瓷滤波器的形式，从而可防止频谱范围远离ω₀，在这种远离的情况下噪声水平不合要求地高。诸如此的带通滤波器可明显地改善信噪比。

根据本发明的脉冲调制器尤其适合于对电子机械振荡器进行激励以实现谐波振荡。尤其，振荡激励所需的静电力可借助三元量化脉冲信号得出，该信号可输入微观机械谐振器的激励电极中。脉冲信号y(t)的频率ω₀在这种情况下最好选择等于微观机械振荡器的谐振频率。如果如图5和图6所示的脉冲信号用于高Q因数振荡器的谐波激励(例如，Q因数为10⁴)，该振荡器的谐振频率对应于激励频率ω₀，那么大量的量化噪声被振荡器本身过滤掉。尤其，频谱范围中远离谐振频率ω₀的量化噪声被振荡器本身抑制住。以这种方式获得的过滤频谱如图7所示。

存在频率ω₀/ω_A的特定比值，根据该比值，y(t)中类似噪声的量化积转换为一系列或多或少的周期性函数。作为一个实例，图8示出了通过比值ω₀/ω_A＝0.25获得的频谱。除了在频率ω₀处的波峰之外还可看到谱线89、90、91等的范围。绘制这些谱线的原因就在于在控制回路中量化器是高度非线性的元件，因为这会以特定频率比激励控制回路中的张驰振荡。该控制回路响应公知于传统的Delta-Sigma转换器。

为了防止产生张驰振荡，量化器的中心线性度可通过将噪声信号加入输入至量化器的输入信号而得以改善。频谱分布不均匀的噪声信号最好用于该目的。图9示出了相应的改进脉冲调制器的方框图。与图4所示的方框图相比，图9所示的脉冲调制器额外具有噪声发生器92，该发生器可产生噪声信号93。此外，图4所示的积分器以普遍的形式示出为信号转换阶段94、95，并具有传递函数H(z)。否则，图9所示的组件对应于图4中的方框图的元件。噪声信号93输入加法器75中，该噪声信号在这里被加入至信号74和84。因此，量化器86的输入处的信号85具有叠加于其上的噪声信号，最后，这将引导在量化过程中进行统计性圆整。图10示出了脉冲信号y(t)的频谱，该频谱借助图9所示的改进脉冲调制器得出。虽然频率比ω₀/ω_A仍然等于0.25，但是没有形成张驰振荡。

根据本发明的脉冲调制器尤其可用于微观机械振荡器的静电激励。为了实现该目的，通过实例，图5所示类型的三元量化脉冲信号可连接于微观机械谐振器的激励电极。图5所示的脉冲信号表示频率为ω₀的正弦信号。因此，诸如此的脉冲信号可用于激励微观机械谐振器以实现频率为ω₀的谐振振荡，尤其当脉冲信号的频率ω₀至少大概对应于振荡器的谐振频率时精确进行。

可以以互相垂直的方向y₁和y₂振荡的谐振器用于旋转速度传感器和科式陀螺中。图11所示的二维脉冲调制器最好可用于具有两个自由度的谐振器的静电激励中。二维脉冲调制器具有第一脉冲调制器96，该调制器从复数输入信号R₁、I₁中产生脉冲信号y₁(t)，该脉冲信号用于在y₁方向上激励谐振器。脉冲信号y₂(t)通过第二脉冲调制器97从复数输入信号R₂、I₂中得出，该脉冲信号用于激励振荡器在y₂方向上振荡。第一脉冲调制器96和第二脉冲调制器97都采用脉冲调制器的形式并能进行统计性圆整，如图9所示。因此，第一和第二脉冲调制器96、97的运转的设计和方法可参照图4和9进行描述。不过，图11所示的二维脉冲调制器具有一个2D量化器98，该量化器由两个通道共用并且可将第一调制器96的信号99转换为量化脉冲信号y₁(t)，并将第二脉冲调制器97的信号100转化为量化脉冲信号y₁(t)。使用由两个通道共用的2D量化器98可在信号99、100的量化期间计及有利于微观机械传感器运转的附加条件。通过实例，一个这种附加条件就是在每种情况下只有一个通道可产生除了零之外的脉冲。另一个可行的附加条件为在每种情况下输出信号y₁(t)、y₂(t)中只有一个可在任何给定时间进行变化。当输入双谐振器的电极的位移电流以加和的形式进行测量从而可推断振荡器的偏移时，诸如此类的附加条件是值得的。附加条件可明确地将位移电流关联于一个特定的电极。这可实现由振荡器的y₁偏移和y₂偏移引起的信号之间的信号分离。

上述根据本发明所述的脉冲调制器的所有实施例可用于实现本发明所述的方法。如果需要，那么它们可相互结合起来。图11所述的脉冲调制器(二维)可“直接”采用，也可使用两个一维脉冲调制器的结合方案。也可不添加额外的噪声信号。

Claims (8)

1、一种用于科式陀螺(1)的运转方法，其中

-产生数字读出信号(S₉，S₁₀)，所述信号表示对所述科式陀螺(1)的谐振器(2)的激励振荡/读出振荡的瞬时振幅/频率进行的测量，并且

-所述谐振器(2)具有输入其中的力信号(S₃-S₆)，所述力信号(S₃-S₆)被控制为数字读出信号(S₉，S₁₀)的函数，从而使所述激励振荡/读出振荡假设为特定的振幅/频率，

其特征在于，所述力信号(S₃-S₆)由脉冲调制器(37)的量化输出信号(S₁-S₂)得出，该脉冲调制器被输入从所述数字读出信号(S₉，S₁₀)得到的数字激励/补偿信号(S₁₅-S₁₈)。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，由所述脉冲调制器(37)得到的输出信号(S₁-S₂)是被三元量化的。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述脉冲调制器(37)产生分别被三元量化的第一和第二输出信号(S₁-S₂)，所述第一输出信号(S₁)被转化为三元量化力脉冲(S₃，S₄)的第一序列，所述第二输出信号(S₂)被转化为三元量化力脉冲(S₅，S₆)的第二序列，所述力脉冲的第一序列是用于设定所述激励振荡的理想振幅/频率的力信号的部分，所述力脉冲的第二序列是用于设定所述读出振荡的理想振幅/频率的力信号的部分。

4、根据上述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述数字读出信号(S₉，S₁₀)按如下方式得出

-根据由所述力信号产生的电场而流入移动中心电极的电荷的量借助电荷放大器(31)进行测量，

-所述电荷放大器(31)的相应的模拟输出信号(S₇)被转换为数字输出信号(S₈)，并且

-所述数字读出信号(S₉，S₁₀)作为所述脉冲调制器(37)的瞬时和/或早先输出信号值(S₁，S₂)的函数通过信号分离器(33)从所述电荷放大器(38)的输出信号中确定。

5、根据上述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述数字读出信号(S₉，S₁₀)在每种情况下都借助解调过程再分为法线分量和正交分量(S₁₁-S₁₄)。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述数字激励/补偿信号(S₁₅-S₁₈)的法线和正交分量借助控制过程(36)从所述数字读出信号的法线和正交分量(S₁₁-S₁₄)中得出并被提供到所述脉冲调制器(37)。

7、一种用于科式陀螺(1)中的评价/控制电子装置(30)，具有：

-产生数字读出信号(S₉，S₁₀)的单元(31、32、33)，所述信号表示所述科式陀螺(1)的谐振器(2)的激励振荡/读出振荡的瞬时振幅/频率的测量值，

-至少一个控制回路(31-37)，力信号(S₃-S₆)借助所述回路作为所述数字读出信号(S₉，S₁₀)的函数形成并被传送至所述谐振器(2)，所述力信号(S₃-S₆)经控制使所述激励振荡/读出振荡假设为特定的振幅/频率，

其特征在于，

-作为所述控制回路(31-37)的一部分的脉冲调制器(37)，该调制器被提供由所述数字读出信号(S₉-S₁₀)得到的数字激励/补偿信号(S₁₅-S₁₈)，在这种情况下，所述力信号由所述脉冲调制器(37)的量化输出信号(S₁-S₂)产生。

8、一种将复数输入信号(x(t))转换为脉冲信号(y(t))的脉冲调制器，其特征在于

-减法阶段(51)，该阶段产生由所述复数输入信号(x(t))和反馈信号(52)之间的差值得到的控制误差信号；

-信号转换阶段，该阶段将所述控制误差信号转换为控制信号(57)；

-第一乘法阶段(8)，该阶段将所述控制信号(57)乘以以所述频率ω₀振荡的复数混合信号，并因此产生由ω₀上升混合的控制信号的实部(61)和虚部中的至少一个；

-量化阶段(62)，该阶段对由ω₀上升混合的所述控制信号的实部和虚部的至少一个进行量化，并由此产生所述脉冲信号(y(t))；

-反馈单元，该单元使用所述脉冲信号(y(t))以产生用于所述减法阶段的反馈信号(52)。

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