NO336817B1 - Fremgangmåte for produksjon for et coriolisgyroskop og evaluerings/reguleringssystem og pulsmodulator - Google Patents

Abstract

Det beskrives en fremgangsmåte for drift av et coriohsgyroskop (1), hvor digitale målte signaler blir produsert, som representerer et mål for de øyeblikkelige amplitudene/frekvensene for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen for resonatoren (2) for coriolisgyroskopet (1). Resonatoren har kraftsignaler som påføres den, med kraftsignalene som blir styrt som en funksjon av de digitale målte signalene slik at den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen antar spesifikke amplituder/frekvenser. Kraftsignalene (S3 til S6) blir produsert fra kvantiserte utgangssignaler (S1, S2) fra en pulsmodulator (37) som blir matet med digitale stimulerings- /kompenseringssignaler (S15 til S18) som blir utledet fra de digitale målte signaler (S9, S10).

Description

Oppfinnelsen vedrører en fremgangsmåte for drift av et coriolisgyroskop, evaluerings-/styringselektronikk, samt en pulsmodulator, slik som angitt i innledningen av respektive selvstendige krav.

Coriolisgyroskop (også henvist til som vibrasjonsgyroskop) blir anvendt i økt grad for navigeringsformål; de har et massesystem som fås til å oscillere. Denne oscilleringen er vanligvis en overlagring av et stort antall individuelle oscilleringer. Disse individuelle oscilleringene av massesystemet er først av alt uavhengige av hverandre, og kan hver for seg anses i abstrakt form som "resonatorer". Minst to resonatorer kreves for drift av et vibrasjonsgyroskop; én av disse resonatorene (første resonator) blir kunstig stimulert til å oscillere, hvor disse oscilleringene blir referert til i den etterfølgende teksten som en "stimulerende oscillering". Den andre resonatoren (andre resonator) blir stimulert til å oscillere kun når vibrasjons-gyroskopet blir flyttet/rotert. Dette er fordi corioliskrefter forekommer i dette tilfellet, som kobler den første resonatoren til den andre resonatoren, ekstrahere energi fra stimuleringsoscilleringen for den første resonatoren, og overføre denne energien til den målte oscilleringen for den andre resonatoren. Oscilleringen av den andre resonatoren blir referert til i den etterfølgende teksten som den "målte oscilleringen". For å kunne bestemme bevegelser (mer bestemt rotasjoner) for coriolisgyroskopet blir den målte oscilleringen avlyttet, og det tilhørende målte signalet (for eksempel det målte oscillerende avlyttede signalet) blir undersøkt for å bestemme om endringer har forekommet i amplituden for den målte oscilleringen som representerer en mål på rotasjonen for coriolisgyroskopet. Coriolisgyroskopet behøver ikke kun være i form av et åpent system, men også i formen av et lukket system.

I et lukket system er amplituden for den målte oscilleringen kontinuerlig tilbakestilt til en bestemt verdi - fortrinnsvis null - via respektive reguleringssløyfer.

Ett eksempel for en lukket sløyfe versjon av et coriolisgyroskop vil bli beskrevet i den etterfølgende teksten med henvisning til figur 2 for å ytterligere illustrere fremgangsmåten for drift av et coriolisgyroskop.

Et coriolisgyroskop 1 slik som dette har et massesystem 2 som kan fås til å oscillere og blir også referert til i den følgende beskrivelse som en "resonator". En forskjell må dras mellom dette uttrykket og de "abstrakte" resonatorene som ble nevnt ovenfor, som representerer individuelle oscilleringer for den "reelle" resonatoren. Som allerede nevnt kan resonatoren 2 ses på som et system som utgjør to "resonatorer" (den første resonatoren 3 og den andre resonatoren 4). Både den første og den andre resonatoren 3, 4 er hver koblet til en kraftsensor (ikke vist) og til et avlyttingssystem (ikke vist). Støyen som blir produsert av kraftsensorene og avlyttingssystemene blir indikert skjematisk her av Støyl (henvisningstall 5) og Støy2 (henvisningstall 6).

Coliolisgyroskopet 1 har videre fire reguleringssløyfer:

En første reguleringssløyfe blir anvendt til å styre den stimulerende oscilleringen (dvs. frekvensen for den første resonatoren 3) ved en bestemt frekvens (resonansfrekvens). Den første reguleringssløyfen har en første demodulator 7, et første lavpassfilter 8, en frekvensregulator 9, en VCO (spenningsstyrt oscillator) 10 og en første modulator 11.

En andre reguleringssløyfe blir anvendt til å styre den stimulerende oscilleringen ved konstant amplitude, og har en andre demodulator 12, et andre lavpassfilter 13 og en amplituderegulator 14.

En tredje og en fjerde reguleringssløyfe blir anvendt til å tilbakestille de kreftene som stimulerer den målte oscilleringen. I dette tilfellet har den tredje regulerings-sløyfen en tredje demodulator 15, et tredje lavpassfilter 16, en kvadraturregulator 17 og en andre modulator 18. Den fjerde reguleringssløyfen omfatter en fjerde demodulator 19, et fjerde lavpassfilter 20, en rotasjonshastighetsregulator 21 og en tredje modulator 18.

Den første resonatoren 3 blir stimulert ved sin resonansfrekvens©1. Den resultantstimulerende oscilleringen blir avlyttet, blir fasedemodulert ved hjelp av den første demodulatoren 7, og en demodulert signalkomponent blir tilført det første lavpassfilteret 8, som fjerner sumfrekvensene fra det. Det avlyttede signalet blir også referert til i den etterfølgende teksten som det stimulerende oscillerende avlyttede signalet. Et utsignal fra det første lavpassfilteret 8 blir sendt til en frekvensregulator 9 som styrer VCOen 10 som en funksjon av signalet som tilføres til den, slik at den aktive komponenten i hovedsak drives til null. For dette formålet sender VCOen 10 et signal til den første modulatoren 11, som selv styrer en kraftsender, slik at den første resonatoren 3 oscillerer ved sin resonansfrekvens ©I. Det skal nevnes at alle modulatorene og demodulatorene blir drevet på grunnlag av denne resonansfrekvensen©1.

Det stimulerende oscillerende avlyttede signalet blir videre tilført den andre reguleringssløyfen og blir demodulert av den andre demodulatoren 12, hvilken utgang blir videreført til det andre lavpassfilteret 13, hvilket utgangssignal blir i tur og orden videreført til amplituderegulatoren 14. Amplituderegulatoren 14 styrer den første modulatoren 11 som en funksjon av dette signalet og av en nominell amplitudesender 23, slik at den første resonatoren 3 oscillerer ved en konstant amplitude (dvs. at den stimulerende oscilleringen har en konstant amplitude).

Som har blitt allerede nevnt, så resulterer bevegelse/rotasjon av coriolisgyroskopet 1 i corioliskrefter - indikert ved termen FC-cos(©1-t) i tegningen - som kobler den første resonatoren 3 til den andre resonatoren 4, og derfor stimulerer den andre resonatoren 4 til å oscillere. En resultatmålt oscillering ved frekvensen©1 blir målt, slik at det tilhørende målte oscillerende avlyttede signalet (målt signal) blir tilført både den tredje og den fjerde reguleringssløyfen. Dette signalet blir demodulert i den tredje reguleringssløyfen ved hjelp av den tredje demodulatoren 15. Sumfrekvensene blir fjernet av det tredje lavpassfilteret 16 og det lavpassfiltrerte signalet blir tilført kvadraturregulatoren 17, hvilket utgangssignal blir tilført den tredje modulatoren 22, slik at tilhørende kvadraturkomponenter av den målte oscilleringen blir tilbakestilte. Tilsvarende dette blir det målte oscillerende avlyttede signalet demodulert av den fjerde demodulatoren 19 i den fjerde regulerings-sløyfen, videreføres gjennom det fjerde lavpassfilteret 20, og et tilsvarende lavpassfiltrert signal blir tilført på den ene siden til rotasjonshastighetsregulatoren 21, hvilket utgangssignal er proporsjonalt med den øyeblikkelige rotasjonshastigheten og blir videreført som rotasjonshastighetsmålingsresultatet til en rotasjonshastighetsutgang 24, og på den andre siden til den andre modulatoren 18, som tilbakestiller de tilsvarende rotasjonshastighetskomponentene for den målte oscilleringen.

Et coriolisgyroskop 1 som beskrevet ovenfor kan drives både i dobbelresonansform og i ikke-dobbelresonansform. Dersom coriolisgyroskopet 1 blir drevet i en dobbelresonansform er da frekvensen©2 for den målte oscilleringen tilnærmet lik frekvensen©1 forden stimulerende oscilleringen, mens, i kontrast, i ikke-dobbelresonansform, avviker frekvensen©2 for den målte oscilleringen fra frekvensen©1 for den stimulerende oscilleringen. I tilfellet med dobbelresonans omfatter utgangssignalet fra det fjerde lavpassfilteret 20 tilhørende informasjon om rotasjonshastigheten, imens i tilfellet med ikke-dobbelresonans, i kontrast, omfatter utgangssignalet fra det tredje lavpassfilteret 16 denne informasjonen. For å kunne svitsje mellom de ulike driftsmodusene for dobbelresonans/ikke-dobbelresonans tilveiebringes en fordoblingsbryter 25, som kobler utgangene for det tredje og det fjerde lavpassfilteret 16, 20 selektivt til rotasjonshastighetsregulatoren 21 og kvadraturregulatoren 17.

Konstruksjonen av coriolisgyroskopet som beskrevet ovenfor, og nærmere bestemt konstruksjonen av evaluerings-/styringselektronikken, tilbyr fordelen med relativt høy rotasjonshastighetsfølsomhet, med en enkel mekanisk oppbygning av resonatoren 2 ved det samme tidspunktet. Imidlertid har dette en ulempe ved at den er svært kompleks for de elektroniske komponentene for evaluerings-/styringselektronikken. Et antall digitale/analoge omformere må derfor anvendes i utførelsen av coriolisgyroskopet vist i figur 2 (for eksempel ved punktene angitt med henvisningstall 26, 27 og 28) og disse er kostbare og krever en stor mengde elektrisk effekt. Videre skal det nevnes at de digitale/analoge omformerne krever ofte et antall strømkilder, og er vanskelige å integrere sammen med andre elektroniske komponenter, mer bestemt digitale komponenter, og begrenser derfor miniatyriseringen. Videre må minst to analoge/digitale omformere anvendes i utførelsen av coriolisgyroskopet vist i figur 2 (ved punktene angitt med henvisningstall 29i og 292).

Formålet som oppfinnelsen baseres på er å spesifisere en fremgangsmåte for drift for et dobbelresonant coriolisgyroskop, som krever så få elektroniske komponenter som mulig, mer bestemt analoge/digitale omformere og digitale/analoge omformere, slik at coriolisgyroskopet kan produseres med lav kostnad og stor skala med miniatyrisert evaluerings-/styringselektronikk.

Dokumentet WO 03/073763 A1 omtaler en fremgangsmåte for drift for et coriolisgyroskop, hvori en komparator blir anvendt, som konverterer et analogt oscillerende signal som representerer oscilleringstilstanden for resonatoren til en digital pulssekvens. Den digitale pulssekvensen blir anvendt for å kompensere resonatoroscilleringen. Komparatoren sammenligner den øyeblikkelige verdien for oscilleringsverdien på oscilleringsamplituden med en terskelverdi. Dersom den øyeblikkelige verdien er høyere enn terskelverdien så sender komparatoren da ut et første utgangssignal. Dersom den øyeblikkelige verdien er lavere enn terskelverdien så sender komparatoren da ut et andre utgangssignal. Sekvensen med et første og et andre utgangssignal som resulterer fra dette danner deretter den digitale pulssekvensen.

I denne konteksten skal det også henvises til dokumentene US 3,917,928 A, US 3,642,334 A, DE 196 35 923 C1 og US 6,255,760 B1.

Det vises videre til US 5992233 A som beskriver et mikrofabrikkert gyroskop med tilbakekoplingssløyfe, hvor resonatoren er brukt til å redusere feil kvadratur ved kraftsignaler. DE 19739903 A1 angir en sensorinnretning for bestemmelse av målte variable, spesielt en kvantifisering av bevegelse, hvor utgangen signaliserer en feilfunksjon med et fast spenningsnivå på utgangen. EP 1072893 A1 beskriver en anordning ved et akselerometer.

Dette formålet frembringes ved en fremgangsmåte ifølge trekkene i patentkrav 1.

Oppfinnelsen tilveiebringer også evaluerings-/styringselektronikk ifølge patentkrav 7. Tilslutt frembringer oppfinnelsen en pulsmodulatorforå utføre fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen ifølge patentkrav 8. Fordelaktige forbedringer og utviklinger av ideen ved oppfinnelsen er beskrevet i det respektive avhengige krav.

Ifølge oppfinnelsen, i tilfellet med fremgangsmåte for drift for et coriolisgyroskop, blir digitale målte signaler produsert, som representerer et mål på de øyeblikkelige amplitudene/frekvensene for den stimulerende oscilleringen/målte stimuleringen for resonatoren for coriolisgyroskopet eller andre parametere for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen. Resonatoren i coriolisgyroskopet har kraftsignaler som påføres den, hvor kraftsignalene blir styrt som en funksjon av de digitale målte signalene, slik at den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen antar spesifikke amplituder/frekvenser eller andre ønskede parameterverdier. Ved hjelp av et eksempel blir amplituden for den målte oscilleringen i et lukket system styrt ved verdien null, og amplituden for den stimulerende oscilleringen blir satt til en konstant verdi foruten null. Kraftsignalene blir produsert fra kvantiserte utgangssignaler fra en pulsmodulator som blir matet med digitale stimulerende/ kompenserende signaler som blir utledet fra de digitalt målte signalene. De kvantiserte utgangssignalene er pulssekvenser ved en konstant frekvens.

Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen kan anvendes like godt på coriolisgyroskop som er dobbeltresonante, ikke-dobbeltresonante, i formen av et åpent system, eller i formen av et lukket system.

De digitale/analoge omformerne er ifølge oppfinnelsen derfor erstattet med en pulsmodulator. Utgangssignalene fra pulsmodulatoren er fortrinnsvis trippelkvantisert, siden trippelkvantisering er spesielt fordelaktig for en dobbel elektrode arkitektur med elektrostatiske kraftsendere, slik som de som anvendes for et dobbelresonant coriolisgyroskop.

I en foretrukket utførelse produserer pulsmodulatoren et første og et andre utgangssignal som blir trippelkvantisert, hvor det første utgangssignalet blir transformert til en første sekvens av trippelkvantiserte kraftpulser, og det andre utgangssignalet blir konvertert til en andre sekvens med trippelkvantiserte kraftpulser. Den første sekvensen med kraftpulser representerer i dette tilfellet den delen av kraftsignalene som blir anvendt for å bestemme ønskede amplituder/ frekvenser eller andre parametere for den stimulerende oscilleringen, og den andre sekvensen med kravpulser representerer den delen av kraftsignalene som blir anvendt for å bestemme ønskede amplituder/frekvenser eller andre parametere for den målte oscilleringen.

Pulsmodulatoren kan valgfritt konstrueres slik at de to trippelkvantiserte utgangssignalene Si, S2fra pulsmodulatoren kan hver anta verdiene {-1, 0, +1}, som blir digitalt kodet på en egnet måte. Utgangssignalene blir konvertert til egnete elektriske spenningssignaler og blir anvendt for tilsvarende stasjonære elektroder, slik at enten en "negativ" kraft (Si=-1), ingen kraft (Si=0) eller en "positiv" kraft (Si=+1) blir utøvd på den bevegende elektrodestrukturen for coriolisgyroskopet (bevegende masser og tilbakestillingskilder). En tilsvarende situasjon gjelder for utgangssignalet S2.

De digitale målte signalene blir fortrinnsvis produsert på en slik måte at mengden med elektrisk ladning som flyter til en bevegende elektrode (senterelektrode) på grunnlag av oscilleringen av resonatoren blir målt ved hjelp av en ladnings forsterker, et tilsvarende analogt utgangssignal fra ladningsforsterkeren blir konvertert til et digitalt utgangssignal, og de digitale målte signalene blir bestemt fra det digitale utgangssignalet fra ladningsforsterkeren via signalseparering som en funksjon av øyeblikkelig og/eller eldre, trippelkvantiserte utgangssignalverdier fra pulsmoderatoren. De digitale målte signalene kan derfor ikke oppnås på egenhånd fra det digitale utgangssignalet fra ladningsforsterkeren, og informasjon kreves også som er innbefattet i de trippelkvantiserte utgangssignalene fra pulsmoderatoren. Uttrykket "senterelektrode" betyr i dette tilfellet den indre, bevegende elektrodestrukturen for coriolisgyroskopet, omfattende de bevegende massene som kan fås til å oscillere, og tilsvarende tilbakestillingskilder, eller i det minste deler derav.

De digitale målte signalene er i hvert tilfelle delt opp i mindre deler på vanlig måte ved hjelp av en demoduleringsprosess inn i en normalkomponent og en kvadraturkomponent. Normal- og kvadraturkomponentene for de digitale stimulerings-/kompenseringssignalene blir deretter produsert av midler for en styringsprosess fra normal- og kvadraturkomponentene for de digitale målte signalene, og blir matet til pulsmoderatoren. De digitale stimulerings-/kompenseringssignalene blir styrt slik at de ønskede parameterverdiene blir satt for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen.

For å kunne implementere fremgangsmåten beskrevet ovenfor tilveiebringer oppfinnelsen evaluerings-/styringselektronikk for anvendelse i et coriolisgyroskop, som har de følgende komponentene: - en enhet for produksjon av digitale målte signaler som representerer et mål for de øyeblikkelige amplitudene/frekvensene eller andre parametere for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen for resonatoren for coriolisgyroskopet, - minst én reguleringssløyfe hvorfra kraftsignaler blir produsert som en funksjon av de digitale målte signalene og blir videreført til resonatoren, hvor kraftsignalene blir styrt slik at den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen antar ønskede amplituder/frekvenser eller andre parameterverdier, - en pulsmodulator som er en del av reguleringssløyfen og som blir matet med digitale stimulerings-/kompenseringssignaler som blir utledet fra de digitale målte signalene, i hvilket tilfelle kraftsignalene kan bli produsert fra kvantiserte utgangssignaler fra pulsmodulatoren. De kvantiserte utgangssignalene er pulssekvenser ved en konstant frekvens.

Evaluerings-/styringselektronikken ifølge oppfinnelsen tilbyr fordelen at de kan produseres ved lav kostnad og i en høyt miniatyrisert form.

Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen for konvertering av et kompleks inngangssignal til et pulsert signal har et subtraheringstrinn som produserer et kontrollfeilsignal fra differansen mellom det komplekse inngangssignalet og tilbakekoblingssignalet. Dessuten har pulsmodulatoren et signalkonverteringstrinn, som konverterer kontrollfeilsignalet til et kontrollsignal. I det første multiplikasjonstrinnet blir kontrollsignalet multiplisert av et komplekst miksesignal som oscillerer ved frekvensen©0, og derfor produserer minst én reell del og imaginær del av et kontrollsignal oppmikset av ©0. I tillegg har pulsmodulatoren et kvantiseringstrinn, som kvantiserer minst én reell del og imaginær del av kontrollsignalet oppmikset av©o og derfor produserer det pulserte signalet, så vel som en tilbakekoblingsenhet, som anvender det pulserte signalet for å produsere tilbakekoblingssignalet for subtraheringstrinnet.

Fremgangsmåten for drift av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen, som representerer en fordelaktig modifikasjon av en konvensjonell sigma-delta omformer, vil bli beskrevet i den etterfølgende teksten for eksemplet med et inngangssignal som holdes konstant uten noen restriksjoner generelt sett. Subtraheringstrinnet og signalkonverteringstrinnet konverterer dette inngangssignalet til et kontrollsignal, som likeledes varierer kun noe i tid. I kontrast til konvensjonelle sigma-delta omformere så blir dette kontrollsignalet imidlertid nå multiplisert av det første multiplikasjonstrinnet med et komplekst miksesignal ved frekvensen©o, for å på denne måten produsere et kontrollsignal oppmikset med frekvensen©o. Den reelle delen eller den imaginære delen av dette kontrollsignalet som oscillerer ved frekvensen©0blir deretter kvantisert av kvantiseringstrinnet, som derfor resulterer i et reelt pulsert signal med en dominant frekvenskomponent ved frekvensen©0ved utgangen på kvantiseringstrinnet. Dette reelle pulserte signalet, sammen med hjelp av positive eller negative pulser, simulerer et sinusformet signal ved frekvensen©o. Dette pulserte signalet representerer på samme tid opprinnelsespunktet for beregningen av tilbakekoblingssignalet, som blir matet tilbake til subtraheringstrinnet, hvor det blir subtrahert fra inngangssignalet for å kunne bestemme kontrollfeilen.

For å kunne produsere de pulserte signalet er det ikke absolutt nødvendig å beregne både den reelle delen og den imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset av©o. Dersom hensikten er å utlede det pulserte signalet fra den reelle delen av det oppmiksete kontrollsignalet, så behøver ikke da den imaginære delen av det oppmiksete kontrollsignalet nødvendigvis å bli produsert.

Hovedfordelen med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen sammenlignet med konvensjonelle sigma-delta modulatorer er at området med lavt kvantiseringsstøy blir forskjøvet fra det lavfrekvente området i nærheten av ©=0 mot driftsfrekvensen©o- Dette blir oppnådd ved kompleks oppmiksing av kontrollsignalet i det første multiplikasjonstrinnet. Dette resulterer i et pulsert signal som faktisk har et lavt støynivå i det relevante spektrale området rundt©o.

Startpunktet for å forstå støykarakteristikken er at signalkonverteringstrinnet som for eksempel kan dannes av en integrator har en lavpasskarakteristikk. Dette betyr at relativt høyfrekvente komponenter blir delvis dempet av signalkonverteringstrinnet. I konvensjonelle sigma-delta omformere forårsaker denne dempningen av de høyerefrekvente komponentene i reguleringssløyfen en økning i kvantiserings-støyen ved disse høyere frekvensene. I kontrast er kvantiseringsstøyen i det lavfrekvente området lavt. I tilfellet med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen blir kontrollsignalet, som kan avlyttes ved utgangen på signalkonverteringstrinnet, oppmikset til frekvensen©0. Området med lavt kvantiseringsstøy blir derfor også forskjøvet fra frekvensen©=0 mot miksefrekvensen©0, selv om signalkonverteringstrinnet på inngangssiden fremdeles behandler et signal som ikke har blitt oppmikset. Dette resulterer i et pulsert signal med et støynivå som er lavt i nærheten av©0.

Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan implementeres med lav kostnad, krever relativt lite elektrisk strøm og kan enkelt integreres sammen med den digitale elektronikken.

Det er fordelaktig for pulsmodulatoren å ha en aktiv signalvei for behandling av den reelle delen av inngangssignalet, så vel som en kvadratursignalvei for behandling av den imaginære delen av inngangssignalet. Det er også fordelaktig for kontrollfeilsignalet, kontrollsignalet og tilbakekoblingssignalet hver for seg å være komplekse signaler, som hver har en reell signalkomponent så vel som en imaginær signalkomponent. For å kunne sikre at det reelle pulserte signalet reflekterer den reelle delen eller den imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset med©0i den korrekte fasen, er subtraheringstrinnet, signalkonverteringstrinnet, det første multiplikasjonstrinnet og tilbakekoblingsenheten komplekse signalbehandlingsenheter som hver har en aktiv signalvei og en kvadratur signalvei. Imidlertid kreves kun den reelle delen (eller ellers den imaginære delen) av utgangssignalet fra det første multiplikasjonstrinnet for å kunne utlede det reelle pulserte signalet fra det med hjelp av kvantiseringstrinnet. Kvantiseringstrinnet kan derfor være et reelt behandlingstrinn. Det reelle pulserte signalet blir deretter faktisk konvertert til et komplekst tilbakekoblingssignal i tilbakekoblingsenheten. Denne konstruksjonen av pulsmodulatoren gjør det mulig å syntetisere et reelt pulsert signal som reproduserer en harmonisk oscillering ved frekvensen ©0 med lavt fase- og amplitudestøy, med den korrekte fasen.

Ifølge en fordelaktig utførelse av oppfinnelsen har signalkonverteringstrinnet et integratortrinn som integrerer kontrollfeilsignalet og produserer et integrert signal som kontrollsignalet. Integrering av kontrollfeilsignalet gjør det mulig å kontinuerlig slave det (komplekse) integrerte signalet til det komplekse inngangssignalet. Siden et integratortrinn har en lavpassfilterkarakteristikk, resulterer dette i ved utgangen på integratortrinnet i et kontrollsignal med et redusert støynivå i området rundt ( o=0. Dersom dette kontrollsignalet deretter blir oppmikset av det første multiplikasjonstrinnet, og deretter blir kvantisert, så resulterer dette i et pulsert signal med den ønskede støykarakteristikken.

Det er fordelaktig for integratortrinnet å ha en første integrator for den aktive signalveien og en andre integrator for kvadratursignalveien, med den første integratoren som integrerer den reelle delen av kontrollfeilsignalet, og med den andre integratoren som integrerer den imaginære delen av kontrollfeilsignalet. Et komplekst integratortrinn for det komplekse kontrollfeilsignalet kan på denne måten produseres med hjelp av to separate integratorer.

Det er fordelaktig for signalkonverteringstrinnet å ha et forsterkertrinn. Forsterk-ningsfaktoren blir i dette tilfellet valgt slik at kvantisereren mottar det korrekte inngangssignalnivået.

Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse av oppfinnelsen har et første multiplikasjonstrinn en første multiplikator for den aktive signalveien og en andre multiplikator for kvadratursignalveien. Den første multiplikatoren multipliserer den reelle delen av kontrollsignalet med den reelle delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen©o, og produserer derfor et første resultatsignal. Den andre multiplikatoren multipliserer den imaginære delen av kontrollsignalet med den imaginære delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen©o, og produserer derfor et andre resultatsignal. Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse har pulsmodulatoren en adderer som adderer det første resultatsignalet fra den første multiplikatoren og det andre resultatsignalet fra den andre multiplikatoren for å danne et sumsignal for å bestemme den reelle delen for det oppmiksete kontrollsignalet.

Dersom det antas at det komplekse kontrollsignalet er i formen R+j -I, og, ved et eksempel er det komplekse miksesignalet representert i formen éT<;iV>, og da blir det første resultatsignalet fra den første multiplikatoren R-cos(©ot). Det andre resultatsignalet fra den andre multiplikatoren antas formen l-sin(æot), og addereren produserer signalet R-cos(©0t)+ l-sin(co0t) som sumsignalet. Imidlertid tilsvarer dette nøyaktig til den reelle delen av (R+j -I)- éT<;iV>. Den reelle delen av den komplekse multiplikasjonen av kontrollsignalet og miksesignalet kan derfor bestemmes ved hjelp av den første multiplikatoren, den andre multiplikatoren og addereren.

Ifølge én fordelaktig utførelse av oppfinnelsen blir sumsignalet som blir produsert av addereren deretter kvantisert av kvantiseringstrinnet for å på denne måten produsere det reelle pulserte signalet.

I dette tilfellet er det fordelaktig for et støynivå å bli addert med inngangssignalet

på kvantiseringstrinnet. Pulsmodulatoren blir klokket ved en samplingsfrekvens ©a som må være betraktelig høyere enn miksefrekvensen©o. Bestemte forhold for©o og©a resulterer i at dempningsoscilleringer blir dannet i pulsmodulatoren, og disse kan ses på som ytterligere topper (peaks) i frekvensspekteret for det pulserte

signalet. Siden støynivået blir lagt til inngangssignalet til kvantisereren, så blir resultatet av kvantiseringsprosessen statistisk avsluttet. Dette trikset gjør det mulig å forhindre dannelsen av dempningsoscilleringer.

Kvantiseringstrinnet utfører fortrinnsvis binær kvantisering eller trippelkvantisering av sitt respektive inngangssignal. I tilfellet med binær kvantisering kan det pulserte signalet kun anta verdiene 0 og 1. Et pulsert signal blir deretter produsert som omfatter kun positive spenningspulser. Et trippelkvantisert pulsert signal kan anta verdiene -1, 0,1. Et pulsert signal slik som dette omfatter både positive og negative spenningspulser. Trippelkvantisering blir derfor utført når et pulsert signal kreves med både positive og negative pulser.

Tilbakekoblingsenheten har fortrinnsvis et andre multiplikasjonstrinn som multipliserer det pulserte signalet med et komplekskonjugert miksesignal som oscillerer ved frekvensen ©0, og produserer derfor tilbakekoblingssignalet, nedmikset med©o for subtrahereren. Det pulserte signalet ble produsert av kvantiseringen av den reelle delen av det oppmiksede kontrollsignalet, og har derfor sin dominante frekvenskomponent ved frekvensen ©o. Før det pulserte signalet kan anvendes som et tilbakekoblingssignal, må det derfor nedmikses igjen til basisbånd. For dette formålet blir det pulserte signalet multiplisert av et komplekskonjugert miksesignal ved frekvensen©ofor å på denne måten oppnå et nedmikset komplekst tilbakekoblingssignal.

Det andre multiplikasjonstrinnet har fortrinnsvis en tredje multiplikator for produksjon av den reelle delen av tilbakekoblingssignalet og har en fjerde multiplikator for produksjon av den imaginære delen av tilbakekoblingssignalet, med den tredje multiplikatoren som multipliserer det pulserte signalet med den reelle delen av det komplekskonjugerte miksesignalet som oscillerer ved frekvensen©o. For å forskyve frekvenskomponenten for det pulserte signalet, som er ved frekvensen©o i den korrekte retningen, må multiplikasjonen av det pulserte signalet med miksesignalet utføres i kompleks form. Det pulserte signalet y(t) er et reelt signal, mens det komplekskonjugerte miksesignalet kan representeres i formen e+ jat. Den komplekse multiplikasjonen produserer derfor et kompleks tilbakekoblingssignal med den reelle delen y(t)-cos(©ot) og den imaginære delen y(t)-sin(©0t).

Pulsmodulatoren blir fortrinnsvis drevet ved en samplingsfrekvens©A som er 2 til 1000 ganger høyere enn miksefrekvensen©o. Dette er nødvendig for å tilfreds-stille nyquist-forholdet for de oppmiksede signalene.

Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse blir pulsmodulatoren implementert med hjelp av en digital signalprosessor (DSP). Alle operasjonene som kreves for drift av pulsmodulatoren kan programmeres med hjelp av signalbehandlingsrutiner.

Drivkretsen ifølge oppfinnelsen for en mikromekanisk resonator har minst én pulsmodulator av typen beskrevet ovenfor. Det pulserte signalet som blir produsert av den minst ene pulsmodulatoren, blir fortrinnsvis anvendt for elektrostatisk oscillering av resonatoren. Det pulserte signalet som blir produsert kan tilkobles direkte til de stimulerende elektrodene for resonatoren. I dette tilfellet er det fordelaktig for miksefrekvensen©o for pulsmodulatoren å tilsvare én resonansfrekvens for resonatoren fordi denne da sikrer effektiv stimulering av oscillatoren.

En frekvensgenerator ifølge oppfinnelsen for sammenstilling av et pulsert signal ved en forhåndsbestemt frekvens med en forhåndsbestemt fase har minst én pulsmodulator av typen beskrevet ovenfor. Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes til å produsere et tilsvarende pulsert signal y(t) ved en forhåndsbestemt frekvens med en forhåndsbestemt fase. I dette tilfellet kan fasevinkelen for det pulserte signalet som blir produsert forhåndsbestemmes svært presist ved hjelp av forholdet mellom den reelle delen og den imaginære delen av inngangssignalet x(t). Det pulserte signalet som blir produsert har et lavt støynivå i nærheten av©0-

Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse blir pulsmodulatoren etterfulgt av et båndpassfilter. Dette nedstrømsbåndpassfilteret tillater de frekvenskomponentene som er lenger vekke fra ©0 og hvori støynivået er høyt for å bli filtrert ut.

Oppfinnelsen og ytterligere fordelaktige detaljer vil bli beskrevet mer detaljert i den etterfølgende teksten med henvisning til tegningene, som er i formen av eksempelvise utførelser, og hvori: Figur 1 viser én foretrukket utførelse av evaluerings-/styringselektronikk ifølge oppfinnelsen og av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen.

Figur 2 viser en skisse av et konvensjonelt coriolisgyroskop.

Figur 3 viser et kompleks blokkdiagram over pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen. Figur 4 viser et blokkdiagram over pulsmodulatoren som viser aktive veier og kvadraturveier separat.

Figur 5 viser et trippelkvantisert pulsert signal y(t).

Figur 6 viser et frekvensspektrum av det pulserte signalet y(t) som blir produsert ved utgangen på kvantisereren. Figur 7 viser frekvensspektret fra figur 6 etter filtrering av en mikromekanisk oscillator. Figur 8 viser et frekvensspektrum av et pulsert signal y(t) som har blitt plottet for et forhold for miksefrekvensen til samplingsfrekvensen av coo/coa=0,25.

Figur 9 viser en pulsmodulator med statistisk avrunding.

Figur 10 viser frekvensspektret fra figur 8 med statistisk avrunding som blir utført.

Figur 11 viser et blokkdiagram av en todimensjonal pulsmodulator.

Figur 1 viser evaluerings-/styringselektronikk 30 som har en ladningsforsterker 31, en analog/digital omformer 32, signal separering 33, en første demodulator 34, en andre demodulator 35, et reguleringssystem 36, en todimensjonal pulsmodulator 37, en første og en andre kraftimpulskonverteringsenhet 38, 39 og en første til fjerde kraftsenderelektrode 40i til 404.

Enheten som dannes av komponentene som har henvisningstall 31 til 40 danner to reguleringssløyfer; én reguleringssløyfe for å bestemme amplitudene/ frekvensene for den stimulerende oscilleringen, og en ytterligere reguleringssløyfe for å bestemme amplitudene /frekvensene for den målte oscilleringen.

Som figur 1 viser, har kretsen ifølge oppfinnelsen kun én analog/digital omformer 32 og ingen digital/analog omformer. De digitale/analoge omformerne er i dette tilfellet erstattet med den todimensjonale pulsmodulatoren 37 og de to kraftimpuls-konverteringsenhetene 38, 39.

Fremgangsmåten for drift av evaluerings-/styringselektronikken ifølge oppfinnelsen vil bli beskrevet mer detaljert i den etterfølgende teksten.

For å bestemme amplitudene/frekvensene for den stimulerende oscilleringen/ målte oscilleringen for resonatoren 2, produserer den todimensjonale pulsmodulatoren 37 et første og et andre trippelkvantisert utgangssignal Si, S2, med det første trippelkvantiserte utgangssignalet Si som blir konvertert i den første kraftimpulskonverteringsenheten 38 for å tvinge impulssignaler (spenningssignaler) S3og S4. På en tilsvarende måte blir det andre trippelkvantiserte utgangssignalet S2konvertert av den andre kraftimpulskonverteringsenheten 39 for å tvinge impulssignaler (spenningssignaler) S5, S6. De trippelkvantiserte utgangssignalene Si, S2kan hver fortrinnsvis anta verdiene 1, 0 og -1.

Dersom for eksempel signalet Si har verdien +1, så anvender den første kraftimpulskonverteringsenheten signalet Si til å produsere to kraftinngangs-signaler S3og S4, som forårsaker en kraftimpuls. Disse kraftimpulssignalene S3og S4produserer elektromagnetiske felt mellom den andre og den fjerde av kraftsenderelektrodene 402, 404, og mellom kraftsenderelektrodene 402, 404, og resonatoren 2, og disse elektromagnetiske feltene resulterer i kraftimpulser. Dersom verdien på signalet Si er-1 så blir da kraftimpulssignalene S3og S4produsert slik at kraftlinjene for de resultantelektromagnetiske feltene går i den motsatte retningen til kraftlinjene i situasjonen Si=1. Dersom verdien for signalet Si er null er det ikke noe elektrisk felt mellom de andre og fjerde kraftsenderelektrodene 4O2, 404og mellom kraftsenderelektrodene 4O2, 404og resonatoren 2.

Derfor, ved et eksempel, blir de følgende potensialene (0 eller Uo) påført de andre kraftsenderelektrodene 4O2, 4O4ifølge den følgende tabellen:

Tilsvarende overveielser gjelder også for det andre trippelkvantiserte utgangssignalet S2, som blir konvertert av den andre kraftimpulskonverteringsenheten 39 til et femte og et sjette kraftimpulssignal S5, S6, som blir påført de første og de andre kraftsenderelektrodene 40i, 4O3. Ved et eksempel blir de stimulerende oscilleringsparameterne satt/styrt via kraftsenderelektrodene 402, 404, og de målte oscillerende parameterne blir satt/styrt via kraftsenderelektrodene 40i, 403.

I tillegg til stimuleringen av resonatoren 2, så resulterer applikasjonen av elektriske felt til kraftsenderelektrodene 40i, 404i elektrisk ladning som strømmer til en bevegende senterelektrode. Denne ladningen blir målt via ladningsforsterkeren 31, og et tilsvarende analogt utgangssignal S7blir konvertert av den analoge/digitale omformeren 32 til et tilsvarende digitalt signal Ss, hvorfra signalsepareringen 33 produserer et første digitalt målt signal Sg og et andre digitalt målt signal S10-Siden ladningen som har strømmet til senterelektroden er avhengig av kapasitansen for de kraftsenderelektrodene 40i, 4O4, hvortil et elektrisk felt blir påført ved det tidspunktet, så er mengden med ladning som har strømmet et mål på amplitudene/frekvensene/andre parametere for den stimulerende oscilleringen/ målte oscilleringen for resonatoren 2. Den øyeblikkelige bevegelsen/endringen i bevegelse for resonatoren 2 kan derfor rekonstrueres av signalsepareringen 33 som en funksjon av de øyeblikkelige og/eller eldre utgangssignalverdier for de trippelkvantiserte utgangssignalene Si, S2.

Den todimensjonale pulsmodulatoren 37 blir fordelaktig konstruert slik at de trippelkvantiserte utgangssignalene Si og S2aldri forandrer seg på samme tid siden vanligvis ladningen som strømmer til senterelektroden blir målt i sumform, dvs. at ladningsbevegelser som resulterer fra en supereksponering av to elektriske felt kun kan måles som en helhet, dvs. at det ikke er mulig å tilknytte deler av ladningsbevegelsen med individuelle elektriske felt. Det ytterligere forholdet mellom de trippelkvantiserte utgangssignalene Si og S2gjør det da mulig å oppnå en entydig tilknytning mellom ladningen som har strømmet og et spesifikt elektrisk felt, slik at det er mulig å skille presist mellom den stimulerende oscilleringen og den målte oscilleringen. Et ytterligere mulig forhold i denne konteksten er å stadfeste at kun ett av de to signalene Si og S2kan anta verdier annen enn null ved ett bestemt tidspunkt.

Det første digitale målte signalet Sg blir demodulert av den første demodulatoren 34 inn i en reell del Sn og en imaginær del S12. Tilsvarende til dette blir det andre digitale målte signalet S10demodulert av den andre demodulatoren 35 inn i en reell del S13og en imaginær del S14. Ved et eksempel omfatter det første digitale målte signalet Sg informasjon om den stimulerende oscilleringen, og det andre digitale målte signalet S10omfatter informasjon om den stimulerende oscilleringen. De reelle og imaginære deler Sn til S^av det første og andre digitale målte signalene Sg, S10blir påført reguleringssystemet 36, som produserer stimulerings-/kompenseringssignaler S15til Sissom en funksjon av disse signalene. Ved et eksempel så representerer signalet S15den reelle delen av det digitale stimulerings-/kompenseringssignalet for den stimulerende oscilleringen, og signalet S16representerer dens imaginære del, mens i kontrast, signalet S17representerer den reelle delen av et digitalt stimulerings-/kompenseringssignal for den målte oscilleringen, og signalet Sisrepresenterer dens imaginære del.

De digitale stimulerings-/kompenseringssignalene S15til Sisblir tilført den todimensjonale pulsmodulatoren 37, som anvender dem til å produsere de trippelkvantiserte utgangssignalene Si, S2.

Figur 3 viser et blokkdiagram av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen i kompleks form. Det komplekse inngangssignalet x(t) har en reell del og en imaginær del, som begge er representert som digitale verdier. Det komplekse tilbakekoblingssignalet 52 blir subtrahert fra det komplekse inngangssignalet x(t) i adderingsnoden 51, med differansen mellom disse to komplekse signalene som representerer kontrollfeilen. Videre blir innholdet (likeledes kompleks) av forsinkelseselementet 53 addert til denne differansen i adderingsnoden 51. Innholdet av forsinkelseselementet 53 blir videreført via signallinjen 54 til adderingsnoden 51. Forsinkelseselementet 53 sammen med signallinjen 54 danner et kompleks integratortrinn, som integrerer den komplekse kontrollfeilen, dvs. differansen mellom inngangssignalet og tilbakekoblingssignalet. Det integrerte signalet 55 blir tilsvarende forsterket med faktoren " a" i forsterkertrinnet 56, og det forsterkede signalet 57 blir videreført til det første multiplikatortrinnet 58, hvor det forsterkede signalet 57 blir multiplisert med det komplekse miksesignalet e-<M*>for £ påde<pp>e måten oppnå signalet 59, oppmikset til frekvensen©o-Blokken 60 bestemmer den reelle delen av det komplekse oppmiksede signalet 59 og den reelle delen 61, oppnådd på denne måten av det oppmiksede signalet blir gjort tilgjengelig for kvantisereren 62.

I utførelsen vist i figur 3 er kvantisereren 62 i formen av en trippelkvantiserer, som konverterer det respektive inngangssignalet til de tre mulige verdiene -1, 0, +1 av et pulsert signal med hjelp av komparatoren Det kvantiserte pulserte signalet y(t) som blir produsert på denne måten kan avlyttes ved utgangen på kvantisereren 62. Det reelle pulserte signalet y(t) blir multiplisert i det andre multiplikatortrinnet 63 av det komplekskonjugerte miksesignalet e~ Jaot for å produsere det komplekse tilbakekoblingssignalet 52. Det komplekse tilbakekoblingssignalet 52, som blir oppnådd på denne måten av multiplikasjon av et reelt tall og et kompleks tall, blir videreført til adderingsnoden 51 ved inngangen til kretsen.

Sekvensen med funksjonelle enheter som er illustrert i figur 3 kan implementeres ved hjelp av en digital signalprosessor (DSP) eller ved hjelp av maskinvare som er spesifikt tilveiebrakt for dette formålet. Den digitale signalbehandlingen må i dette tilfellet utføres ved en samplingsfrekvens©A, som er betydelig høyere enn frekvensen©o av det komplekse miksesignalet. For eksempel kan 2 til 1000 ganger miksefrekvensen ©0 anvendes som samplingshastigheten ©A-

Igjen viser figur 4 pulsmodulatoren som blir illustrert i figur 3, med den aktive signalveien og kvadratursignalveien som i dette tilfellet blir vist separat. Den øvre halvdelen av figur 4 viser den aktive signalveien 64, som behandler den reelle delen R av inngangssignalet x(t). Den nedre halvdelen av figur 4 viser kvadratursignalveien 65 for behandling av den imaginære delen I av inngangssignalet. Den reelle delen av kontrollfeilen blir bestemt i adderingsnoden 66 i den aktive signalveien som differansen mellom den reelle delen R av inngangssignalet og den reelle delen 67 av det tilbakekoblete signalet. Integratorverdien som har blitt lagret til da i forsinkelseselementet 68, blir lagt til denne kontrollfeilen, og blir videreført via signallinjen 69 til adderingsnoden 66. Sammen med signallinjen 69 danner forsinkelseselementet 68 en integrator med overføringsfunksjonen H( z) = ^ 1 t . Addering av den reelle delen av kontrollfeilen til den tidligere integratorverdien resulterer i en ny integratorverdi, som igjen blir lagret i forsinkelseselementet 68. Det integrerte signalet 70 i den aktive signalveien blir skalert med faktoren " a" av forsterkeren 71, og blir videreført som et forsterket signal 72 til den første multiplikatoren 73. Den første multiplikatoren 73 multipliserer det reelle, forsterkede signalet 72 med det reelle signalet cos(©ot), dvs. med den reelle delen av e~<Mt>. Den første multiplikatoren 73 bestemmer produktet R-cos(©0t), som blir tilført som signalet 74 til addereren 75.

Kvadratursignalveien 65 for pulsmodulatoren har en adderingsnode 76, hvori differansen mellom den imaginære delen I av inngangssignalet og den imaginære delen 77 av det tilbakekoblede signalet blir beregnet. Denne differansen, som tilsvarer den imaginære delen av kontrollfeilen, blir lagt til det tidligere innholdet i forsinkelseselementet 78, som blir videreført til adderingsnoden 76 via signallinjen 79. Den nye verdien, som blir oppnådd som summen av den tidligere verdien og den imaginære delen av kontrollfeilen, blir skrevet til forsinkelseselementet 78. Sammen med signallinjen 79 danner forsinkelseselementet en integrator med overføringsfunksjonen H( z) = —^. Det integrerte signalet 80 fra kvadratur-

1 — z

signalveien blir produsert ved utgangen på denne integratoren, og blir skalert med faktoren " a" av forsterkeren 81. Det forsterkede signalet 82 som oppnås på denne måten i kvadratursignalveien blir deretter multiplisert med signalet sin(coot) i den andre multiplikatoren 83. Produktet l-sin(©ot) som oppnås på denne måten blir

tilført som signalet 84 til addereren 75. Addereren 75 adderer signalene R-cos(©ot) og R-sin(©0t) og produserer signalet R-cos(©0t)+ l-sin(co0t) som signalet 85 ved sin utgang. Imidlertid tilsvarer dette signalet 85 nøyaktig til den reelle delen av det oppmiksede signalet, fordi den komplekse multiplikasjonen avx(t) og e_M,t gir:

og den reelle delen av dette signalet er R-cos(©ot)+ I sin(coot). Signalet 85 representerer derfor den reelle delen av det komplekse oppmiksede signalet, og til denne grad tilsvarer signalet 61 som er illustrert i figur 3. Det digitale målte signalet blir videreført til kvantisereren 86, som konverterer dette inngangssignalet til det kvantiserte signalet y(t). Den tretrinns (trippel) kvantisereren vist i eksempelet i figur 3 og figur 4 kvantiserer inngangssignalet på grunnlag av y( t) e {-l;0,+l}. For dette formålet har kvantisereren 86 komparatorer, som sammenligner signalnivået for signalet 85 kontinuerlig med forhåndsbestemte terskelverdier. Avhengig av resultatet for disse sammenligningene blir utgangssignalet y(t) tildelt en av verdiene -1; 0; +1 som den gjeldende signalverdien. I stedet for den tretrinns (trippel) kvantisereren kan andre ønskede kvantisererer anvendes avhengig av anvendelsesformålet, for eksempel totrinns (dobbel) eller flertrinnskvantisererer. Den reelle delen 67 og den imaginære delen 77 for den komplekse tilbakekoblete signalet blir utledet fra det kvantiserte pulserte signalet y(t). For dette formålet blir det pulserte signalet y(t) multiplisert av det komplekskonjugerte miksesignalet

Den reelle delen y( i) ■ cos(cy) av det komplekse tilbakekoblete signalet blir produsert av den tredje multiplikatoren 87, som multipliserer det pulserte signalet y(t) med cos(jy00- Den reelle delen 67 av det tilbakekoblete signalet blir derfor produsert ved utgangen for den tredje multiplikatoren 87, og blir matet tilbake til adderingsnoden 66. For å produsere den imaginære delen y{ t)- sm'( p0t) for det komplekse tilbakekoblete signalet blir det pulserte signalet y(t) multiplisert med sin(cy) i den fjerde multiplikatoren 88. Den imaginære delen 77 for det tilbakekoblete signalet blir produsert ved utgangen på den fjerde multiplikatoren 88, og blir matet tilbake til adderingsnoden 76.

I de eksempelvise utførelsene vist i figur 3 og 4 blir integratorer tilveiebrakt på inngangssiden, som integrerer kontrollfeilen mellom inngangssignalet og det tilbakekoblete signalet, og derfor produserer et integrert signal.

Overføringsfunksjonen H(z) for en integrator kan skrives som H( z) = —^—^. Andre 1 — z signalkonverteringstrinn med andre overføringsfunksjoner H(z) kan også anvendes på inngangssiden i stedet for integratorer. For eksempel kan høyere ordens overføringsfunksjoner H(z) anvendes i hvilket tilfelle, imidlertid:

Overføringsfunksjonen H(z) bør derfor gå mot uendelig for situasjonen hvori frekvensen © går mot verdien null (z De ytterligere ledige parameterne for H(z) kan anvendes for å optimalisere spesifikke karakteristikker for modulatoren (for eksempel signal-til-støy-forhold) eller hele systemet.

Figur 5 viser pulsformen for det pulserte signalet y(t) som kan avlyttes ved utgangen på kvantisereren for situasjonen med trippelkvantisering med y( t) e {-l;0,+l} som ble bestemt med hjelp av en datamaskinsimulering. I dette tilfellet ble den reelle delen R for det komplekse inngangssignalet satt til 0,3, mens den imaginære delen I av inngangssignalet ble satt til å være lik null. Inngangssignalet x(t) er derfor konstant, og varierer ikke som en funksjon av tid. Samplingsfrekvensen ©A er fem ganger større enn miksefrekvensen ©0/©A=0,2. Klokke-pulsene ved samplingsfrekvensen©A er vist på abscissen, og er nummerert etterfølgende fra 5000 til 5100. Under hver klokkesyklus antar det pulserte signalet y(t) én av tre mulige verdier -1; 0; +1. Den respektive verdien for y(t) under én spesifikk klokkesyklus ved samplingsfrekvensen blir plottet i retningen for ordinaten.

Dersom en spektralanalyse (FFT) blir utført for det pulserte signalet som blir illustrert i figur 5, resulterer dette i spektrumet som vises i figur 6. Frekvensen for de respektive spektralkomponentene er vist i tilfeldige FFT-enheter på abscissen, mens signalintensiteten blir plottet i dB i retningen for ordinaten. En signaltopp (peak) kan ses i den spektrale fordelingen ved frekvensen©o. Det kan også ses at støynivået i nærheten av frekvensen©o er betraktelig mindre enn i den gjenstående delen av spekteret. I en konvensjonell sigma-delta modulator vil støynivået i kontrast være redusert betraktelig ved lave frekvenser, dvs. i nærheten av frekvensen©o. I tilfellet med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen blir det integrerte og forsterkede signalet oppmikset til miksefrekvensen©o ved hjelp av en kompleks multiplisering. Følgelig blir spektralområdet hvori støyen blir redusert også forskjøvet mot miksefrekvensen©0, og resulterer derfor i støykarakteristikken som blir illustrert i figur 6.

Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes for digital sammenstilling av et pulsert signal, hvori tilfellet hovedspektralkomponenten for det pulserte signalet kan forhåndsbestemmes av miksefrekvensen©0. Fasevinkelen for det pulserte signalet som blir produsert kan settes nøyaktig av forholdet mellom den reelle delen og den imaginære delen av inngangssignalet, og dette resulterer i et pulsert signal hvor fasen er stabil. Når det anvendes en pulsmodulator ifølge oppfinnelsen forfrekvenssammenstilling, bør det pulserte signalet y(t) bli filtrert ved hjelp av et elektrisk båndpassfilter, hvilket båndpass er sentrert rundt frekvensen©o. Dette båndpassfilteret som for eksempel kan være i form av et krystall- eller keramisk filter, gjør det mulig å dempe spektralområder lenger vekke fra©0, hvori støynivået er uønsket høyt. Et båndpassfilter slik som dette gjør det mulig å forbedre signal-støy-forholdet betraktelig.

Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen er egnet bl.a. for stimulering av elektromagnetiske oscillatorer for å utføre harmoniske oscilleringer. Mer bestemt kan de elektrostatiske kreftene som kreves for oscilleringsstimulering bli produsert ved hjelp av et trippelkvantisert pulsert signal som blir påført stimuleringselektrodene for en mikromekanisk resonator. Frekvensen©o for det pulserte signalet y(t) er i dette tilfellet fortrinnsvis valgt til å være lik resonansfrekvensen for den mikromekaniske oscillatoren. Dersom det pulserte signalet som blir illustrert i figur 5 og figur 6 blir anvendt for harmonisk stimulering av en høy Q-faktor oscillator (for eksempel med en Q-faktor på 10<4>), hvilken resonansfrekvens tilsvarer stimuler-ingsfrekvensen©0, så blir mesteparten av kvantiseringsstøyen filtrert ut av oscillatoren selv. Mer bestemt blir kvantiseringsstøyen i spektrale områder lenger vekke fra resonansfrekvensen©0dempet av oscillatoren selv. Det filtrerte spekteret som oppnås på denne måten er vist i figur 7.

Spesifikke forhold mellom frekvensene©0/©a foreligger hvor det støyliknende kvantiseringsproduktet i y(t) blir konvertert til en rekke av mer eller mindre periodiske funksjoner. Som ett eksempel på dette så viser figur 8 et frekvens-spekter som ble oppnådd forforholdet©0/oa=0,25. Et område med spektrale linjer 89, 90, 91 etc. kan ses i tillegg til toppen (peaken) ved frekvensen a>0. Grunnen til dannelsen av disse spektrale linjene er at kvantisereren er et høyt ikke-lineært element i reguleringssløyfen, fordi dette stimulerer dempningsoscilleringer i reguleringssløyfen med bestemte frekvensforhold. Denne reguleringssløyfe-responsen er kjent fra konvensjonelle delta-sigma omformere.

For å hindre dannelsen av dempningsoscilleringer kan den sentrale lineariteten for kvantisereren forbedres ved å addere et støysignal til inngangssignalet til kvantisereren. Et støysignal som er spektralt uniformt distribuert blir fortrinnsvis anvendt til dette formålet. Figur 9 viser blokkdiagrammet av et tilsvarende modifisert pulssignal. Sammenlignet med blokkdiagrammet vist i figur 4 har pulsmodulatoren vist i figur 9 i tillegg en støygenerator 92, som produserer et støysignal 93.1 tillegg er integratorene som blir vist i figur 4 illustrert i en generalisert form som signalkonverteringstrinn 94, 95, med overføringsfunksjonen H(z). Ellers tilsvarer sammensetningene vist i figur 9 til elementene i blokkdiagrammet i figur 4. Støysignalet 93 blir tilført addereren 75, hvor det blir lagt til signalene 74 og 84. Signalet 85 ved inngangen på kvantisereren 86 har derfor et støysignal overlag ret på det, og tilslutt leder dette til statistisk avrunding i kvantiseringsprosessen. Figur 10 viser frekvensspekteret av et pulsert signal y(t) som ble produsert med hjelp av en pulsmodulator som er modifisert, som vist i figur 9. Selv om frekvensforholdet cdo/cdai9Jen er lik °>25 Dlir ingen dempnings-oscillering dannet.

Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes mer bestemt for elektrostatisk stimulering av mikromekaniske oscillatorer. For dette formålet, ved hjelp av et eksempel, kan et trippelkvantisert pulsert signal av typen vist i figur 5 tilkobles stimuleringselektrodene for en mikromekanisk resonator. Det pulserte signalet vist i figur 5 representerer et sinusformet signal ved frekvensen ro0. Et pulsert signal slik som dette kan derfor anvendes for å stimulere en mikromekanisk resonator for å utføre harmoniske oscilleringer ved frekvensen co0til å være presise, mer bestemt når frekvensen©0for det pulserte signalet tilsvarer i det minste omtrentlig resonansfrekvensen for oscillatoren.

Resonatorer som kan oscillere i to innbyrdes perpendikulære retninger yi og y2blir anvendt i rotasjonshastighetssensorer og coriolisgyroskop. Den todimensjonale pulsmodulatoren som vises i figur 11 kan fortrinnsvis anvendes for elektrostatisk stimulering av en resonator med to frihetsgrader. Den todimensjonale pulsmodulatoren har en første pulsmodulator 96, som produserer det pulserte signalet yi(t) fra det komplekse inngangssignalet Ri, h, og dette pulserte signalet blir anvendt til å stimulere resonatoren i yi-retningen. Det pulserte signalet y2(t) blir produsert fra det komplekse inngangssignalet Ri, U av den andre pulsmodulatoren 97, og dette pulserte signalet blir anvendt til å stimulere oscillatoren til å oscillere i y2-retningen. Både den første pulsmodulatoren 96 og den andre pulsmodulatoren 97 er i formen av en pulsmodulator med statistisk avrunding som vist i figur 9. En beskrivelse av konstruksjonen og fremgangsmåten for drift av den første og den andre pulsmodulatoren 96, 97 kan derfor finnes i figurbeskrivelsen som vedrører figur 4 og 9. Imidlertid har den todimensjonale pulsmodulatoren som vises i figur 11 én 2D-kvantiserer 98 som deles av de to kanalene og konverterer signalet 99 for den første pulsmodulatoren 96 til det kvantiserte pulserte signalet yi(t), og transformerer signalet 100 for den andre pulsmodulatoren 97 til det kvantiserte pulserte signalet y2(t). Anvendelsen av en 2D-kvantisererer 98, som blir delt av de to kanalene, gjør det mulig under kvantisering av signalene 99, 100 å ta hensyn til ytterligere forhold som er fordelaktig for drift av den mikromekaniske sensoren. Én slik ytterligere tilstand, som et eksempel, er at i hvert tilfelle kan kun én av kanalene produsere pulser annet enn null. Andre mulige ytterligere forhold er at kun ett av utgangssignalene yi(t), y2(t) kan forandres i hvert tilfelle ved et gitt tidspunkt. Ytterligere forhold slik som disse kan være verdifulle når forskyvnings-strømmer som blir anvendt på elektrodene av en dobbel resonator blir målt i sumform for å gjøre det mulig å dedusere avviket for oscillatoren. De ytterligere forholdene gjør det mulig å entydig tilknytte en forskyvningsstrøm med én spesifikk elektrode. Dette gjør det mulig å utføre signalseparering mellom signalene som forårsakes av yi-avviket og y2-avviket for oscillatoren.

Alle utførelsene av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen som har blitt beskrevet ovenfor kan anvendes for å utføre fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen. Dersom det er nødvendig kan de kombineres med hverandre. Pulsmodulatoren (todimensjonal) som ble beskrevet i figur 11 kan tilpasses "direkte", og det er også mulig å anvende kombinasjoner av to endimensjonale pulsmodulatorer. Det er også mulig å klare seg uten tillegget med det ytterligere støysignalet.

Claims (8)

1. Fremgangsmåte for drift av et coriolisgyroskop (1), hvori - digitale målte signaler (Sg, S10) blir produsert, som representerer et mål for de øyeblikkelige amplitudene/frekvensene for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen for resonatoren (2) til coriolisgyroskopet (1), og - resonatoren (2) har kraftsignaler (S3-S6) som påføres den, der kraftsignalene (S3-S6) blir styrt som en funksjon av de digitale målte signalene (Sg, S10) slik at den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen antar spesifikke amplituder/frekvenser, karakterisert vedat kraftsignalene (S3-S6) blir produsert fra kvantiserte utgangssignaler (S1-S2) fra en pulsmodulator (37) som blir matet med digital stimulerings-/kompenseringssignaler (S15-S18) som blir utledet fra de digitale målte signalene (Sg, S10).

2. Fremgangsmåte i samsvar med krav 1,karakterisert vedat utgangssignalene (S1-S2) fra pulsmodulatoren (37) blir trippelkvantisert.

3. Fremgangsmåte i samsvar med krav 2,karakterisert vedat pulsmodulatoren (37) produserer et første og et andre utgangssignal (S1-S2) som hver er trippelkvantisert, med det første utgangssignalet (Si) som blir transformert til en første sekvens med trippelkvantiserte kraftpulser (S3, S4), og et andre utgangssignal (S2) som blir transformert til en andre sekvens med trippelkvantiserte kraftpulser (S5, Se), der den første sekvensen med kraftpulser er den delen av kraftsignalene som blir anvendt for å bestemme ønskede amplituder/frekvenser for den stimulerende oscilleringen, og den andre sekvensen med kraftpulser er delen av kraftsignalene som blir anvendt for å bestemme ønskede amplituder/frekvenser for den målte oscilleringen .

4. Fremgangsmåte i samsvar med et av de foregående krav,karakterisert vedat de digitale målte signalene (Sg, S10) blir produsert på en slik måte at - en mengde med elektrisk ladning som strømmer til en bevegende senterelektrode på grunnlag av elektriske felt som blir produsert av kraftsignalene, blir målt ved hjelp av en ladningsforsterker (31), - et tilsvarende analogt utgangssignal (S7) fra ladningsforsterkeren (31) blir konvertert til et digitalt utgangssignal (Ss), og - de digitale målte signalene (Sg, S10) blir bestemt fra utgangssignalet fra ladningsforsterkeren (38) via signalseparering (33), som en funksjon av øyeblikkelige og/eller eldre utgangssignalverdier (Si, S2) fra pulsmodulatoren (37).

5. Fremgangsmåte i samsvar med et av de foregående krav,karakterisert vedat de digitale målte signalene (Sg, S10) blir i hvert tilfelle delt inn i mindre deler ved hjelp av en demoduleringsprosess inn i en normal- og en kvadraturkomponent (S11-S14).

6. Fremgangsmåte i samsvar med krav 5,karakterisert vedat normal- og kvadraturkomponentene for de digitale stimulerings-/kompenseringssignalene (S15-S18) blir produsert ved hjelp av en styringsprosess (36) fra normal- og kvadraturkomponentene (S11-S14) for de digitale målte signalene og blir matet til pulsmodulatoren (37).

7. Evaluerings-/styringselektronikk (30) for anvendelse i et coriolisgyroskop (1), omfattende: - en enhet (31, 32, 33) for produksjon av digitale målte signaler (Sg, S10) som representerer et mål for de øyeblikkelige amplitudene/frekvensene for den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen for resonatoren (2) for coriolisgyroskopet (1), - minst en reguleringssløyfe (31-37) som kraftsignaler (S3-S6) blir produsert ved hjelp av, som en funksjon av de digitale målte signalene (Sg, S10), og som blir videreført til resonatoren (2), der kraftsignalene (S3-S6) blir styrt slik at den stimulerende oscilleringen/målte oscilleringen antar spesifikk amplituder/frekvenser,karakterisert ved- en pulsmodulator (37) som er en del av reguleringssløyfen (31 -37) og som blir matet med digitale stimulerings-/kompenseringssignaler (S15-S18) som blir utledet fra de digitale målte signalene (Sg, S10), i hvilket tilfelle kraftsignalene kan produseres fra kvantiserte utgangssignaler (Si, S2) fra pulsmodulatoren.

8. Pulsmodulator for å konvertere et kompleks inngangssignal (x(t)) til et pulsert signal (y(t)),karakterisert vedå omfatte - et subtraheringstrinn (51) som produserer et kontrollfeilsignal fra differansen mellom det komplekse inngangssignalet (x(t)) og et tilbakekoblet signal (52), - et signalkonverteringstrinn som konverterer kontrollfeilsignalet til et kontrollsignal (57), - et første multiplikasjonstrinn (8) som multipliserer kontrollsignalet (57) med et kompleks miksesignal som oscillerer ved frekvensen ©o, og produserer derfor minst én av den reelle delen (61) og imaginære delen av et kontrollsignal som er oppmikset med©o, - et kvantiseringstrinn (62), som kvantiserer minst én av den reelle delen og imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset med co0og derfor produserer det pulserte signalet (y(t)), - en tilbakekoblingsenhet som anvender det pulserte signalet (y(t)) for å produsere det tilbakekoblete signalet (52) for subtraheringstrinnet.