JP4166256B2 - コリオリの角速度計の操作方法、および、コリオリの角速度計に適した評価または制御を行う電子装置、および、パルス変調器 - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

本発明は、コリオリの角速度計におけるゼロ点誤差の決定方法に関するものである。

コリオリの角速度計（振動ジャイロともいう）は、ナビゲーションを目的としてますます広範囲に使用されている。コリオリの角速度計は、振動する質点系を有している。この振動は、通常、複数の単一振動が重畳したものである。質点系のこれらの単一振動は、最初は相互に独立しているが、それぞれを概念的に「共振器」と見なせる。振動ジャイロの操作には、少なくとも２つの共振器が必要である。これらの共振器の一方（第１共振器）を、人工的に励起させて振動させる。この振動を、以下では「励起振動」と呼ぶ。他方の共振器（第２共振器）を、振動ジャイロを動かす／回転させる場合にのみ励起させて振動させる。このとき、コリオリの力が発生する。これらのコリオリの力は、第１共振器を第２共振器と連結し、第１共振器の励起振動からエネルギーを取り出し、このエネルギーを第２共振器の読み取り振動へ転送する。第２共振器の振動を、以下では「読み取り振動」と呼ぶ。コリオリの角速度計の動き（特に回転）を検出するために、読み取り振動を取り出し、対応する読み取り信号（例えば、読み取り振動タップオフ信号）を調べて、コリオリの角速度計における回転指標を表す読み取り振動の振幅に変化が生じたか否かを判定する。コリオリの角速度計は、開ループ系としても、閉ループ系としても実現できる。閉ループ系では、各制御回路を介して、読み取り振動の振幅を常に固定値（好ましくは０）にリセットする。

コリオリの角速度計の操作方法をさらに明確にするために、図２を参照しながら、閉ループ形態として実施したコリオリの角速度計の一例について以下に説明する。

このようなコリオリの角速度計１は、振動可能な質点系２を有している。この質点系を以下では「共振器」とも呼ぶ。この呼び方は、「本当の」共振器の個々の振動を示す上述の概念的な「共振器」とは区別しなければならない。既述のとおり、共振器２を２つの「共振器」（第１共振器３と第２共振器４）を含むシステムとする。第１および第２共振器３、４は、それぞれ駆動源（図示せず）と取得システム（図示せず）とに連結されている。駆動源と取得システムとによって生成されるノイズを、ここではノイズ１（参照番号５）とノイズ２（参照番号６）とによって概略的に示す。

コリオリの角速度計１は、さらに、４つの制御回路を有している。第１制御回路は、励起振動（すなわち、第１共振器３の周波数）を固定周波数（共振周波数）で制御する役割を果たす。第１制御回路は、第１復調器７、第１ローパスフィルター８、周波数制御器９、ＶＣＯ（「電圧制御発振器；Voltage Controlled Oscillator」）１０および第１変調器１１を備えている。

第２制御回路は、励起振動を一定振幅に制御する役割を果たし、第２復調器１２、第２ローパスフィルター１３および振幅制御器１４を備えている。

第３および第４制御回路は、読み取り振動を励起する力をリセットする役割を果たす。この場合、第３制御回路は、第３復調器１５、第３ローパスフィルター１６、直交制御器１７および第２変調器１８を備えている。第４制御回路は、第４復調器１９、第４ローパスフィルター２０、回転速度制御器２１および第３変調器２２を備えている。

第１共振器３を、その共振周波数ω１で励起する。その結果として生成される励起振動を取り出し、第１復調器７を用いて位相を復調し、復調された信号成分を第１ローパスフィルター８に供給する。この第１ローパスフィルター８は、上記供給された信号成分から和の周波数成分を除去する。タップオフ信号を、以下では、励起振動タップオフ信号とも呼ぶ。第１ローパスフィルター８から出力される信号を周波数制御器９へ入力する。この周波数制御器９は、周波数制御器９に供給される信号に応じて、同相成分がほぼ０になるようにＶＣＯ１０を制御する。そのために、ＶＣＯ１０は第１変調器１１へ信号を供給する。第１変調器１１は、第１共振器３に励起力が入力されるように駆動源を制御する。同相成分が０であれば、第１共振器３は、その共振周波数ω１で振動する。すべての変調器および復調器を、この共振周波数ω１に基づいて操作する。

励起振動タップオフ信号を、さらに第２制御回路へ供給し、第２復調器１２を介して復調する。第２復調器１２の出力は、第２ローパスフィルター１３を通過する。第２ローパスフィルター１３から出力される信号を振幅制御器１４へ供給する。振幅制御器１４は、この信号および基準振幅器２３に応じて第１変調器１１を制御し、第１共振器３を一定の振幅で振動させる（すなわち、励起振動を一定の振幅にする）。

既述のように、コリオリの角速度計１が動く／回転する場合に、コリオリの力（図では、用語ＦＣ・ｃｏｓ（ω１・ｔ）で示す）が発生する。これらのコリオリの力は、第１共振器３を第２共振器４と連結し、これにより、第２共振器４を振動させる。その結果として生成される周波数ω１の読み取り振動が、取り出される。その結果、上記読み取り振動の読み取り振動タップオフ信号（読み取り信号）が、第３および第４制御回路に供給される。第３制御回路では、この信号を第３復調器１５を介して復調し、和の周波数成分を第３ローパスフィルター１６を介して除去し、該第３ローパスフィルター１６から出力された信号を直交制御器１７に供給する。直交制御器１７から出力される信号を、読み取り振動の直交成分がリセットされるように第３変調器２２に入力する。これと同様に、第４制御回路では、読み取り振動タップオフ信号を第４復調器１９によって復調し、第４ローパスフィルター２０を介して和の周波数成分を除去し、該第４ローパスフィルター２０から出力された信号を、一方では回転速度制御器２１に入力する。回転速度制御器２１から出力される信号は瞬間回転速度に比例しており、回転速度計測結果として回転速度出力部２４に供給される。また、上記の第４ローパスフィルター２０から出力された信号を、他方では第２変調器１８に入力する。第２変調器１８は読み取り振動のその回転速度成分をリセットする。

上記のようなコリオリの角速度計１を、二重共振式としても非二重共振式としても操作できる。コリオリの角速度計１を二重共振式として操作する場合、読み取り振動の周波数ω２は励起振動の周波数ω１にほぼ等しい。これに対して、非二重共振式では、読み取り振動の周波数ω２は励起振動の周波数ω１とは異なっている。回転速度に関する情報を含んでいるのは、二重共振式では第４ローパスフィルター２０から出力される信号である。これに対して、非二重共振式では第３ローパスフィルター１６から出力される信号である。操作方法の違いにより二重共振／非二重共振を切り替えるために、双投スイッチ２５が備えられている。この二重切り替え器２５は、第３および第４ローパスフィルター１６、２０の出力部を、回転速度制御器２１および直交制御器１７に選択的に接続する。

コリオリの角速度計の上記構造、特に、評価／制御電子装置の構造の利点は、回転速度感度が比較的高く、かつ、共振器２の機械的構造が簡単である、という点にある。また、不都合な点は、評価／制御電子装置の電子部品に対するコストが高いという点にある。図２に示した、コリオリの角速度計の実施形態では、（例えば、参照符号２６、２７、および、２８によって示した位置に）、多くの電力が必要で、コストのかかる複数のデジタルアナログ変換器を用いる必要がある。さらに、デジタルアナログ変換器は、多数の供給電圧を必要とする場合が多く、他の電子部品（特にデジタル部品）と集積化しにくいために、小型化に限界がある。さらに、図２に示した、コリオリの角速度計の実施形態では、（参照符号２９_１および２９_２で示した位置に）、少なくとも２つのアナログデジタル変換器を使用する必要がある。

本発明の目的は、電子部品（特に、アナログデジタル変換器、および、デジタルアナログ変換器）をできる限り使用しない、二重共振のコリオリの角速度計の操作方法を提示することにある。これにより、コストのあまりかからない、非常に小型化された評価／制御電子装置を備えた、コリオリの角速度計を実現できる。
特許出願ＷＯ０３／０９３７６３ Ａ１では、コリオリの角速度計の駆動方法が開示されている。このコリオリの角速度計には、共振器の振動状態を表すアナログ振動信号をデジタルパルス列に変換する比較器が用いられる。このデジタルパルス列は、共振器振動の補正に用いられる。この比較器は、振動振幅のある時点の値と、閾値とを比較する。ある時点の値が閾値よりも大きい場合、比較器は、第１出力信号を出力する。ある時点の値が閾値よりも小さい場合、比較器は、第２出力信号を出力する。このようにして生じた、第１・第２出力信号が、デジタルパルス列となる。
これに関連して、さらに、特許出願ＵＳ ３，９１７，９２８ Ａ、ＵＳ ３，６４２，３３４ Ａ、ＤＥ １９６ ３５ ９２３ Ｃ１、および、ＵＳ ６，２５５，７６０ Ｂ１を参照されたい。

この目的を、請求項１の特徴部分に記載の方法によって達成する。さらに、本発明は、請求項７に記載の評価／制御電子装置を提示する。最後に、本発明は、請求項８に記載の本発明の方法を実施するためのパルス変調器を提示する。本発明の理念の有効な形態および発展形態については、従属請求項に記載する。

本発明では、コリオリの角速度計の操作方法において、コリオリの角速度計の共振器の励起振動／読み取り振動のある瞬間の振幅／周波数の量、または、励起振動／読み取り振動の他のパラメータの量、を示すデジタル読み取り信号を生成する。コリオリの角速度計の共振器に電力信号を入力し、これらの電力信号は、励起振動／読み取り振動が特定の振幅／周波数または他の所望のパラメータ値であるように、デジタル読み取り信号に応じて制御される。例えば、閉ループ回路では、読み取り振動の振幅を値０に制御し、励起振動の振幅を、一定の、０ではない値に設定する。パルス変調器（３７）の量子化された出力信号から、電力信号を生成する。このパルス変調器には、デジタル読み取り信号から生成されるデジタル励起／補正信号が供給される。この量子化された出力信号は、一定周波数でのパルス列である。

同様に、本発明の方法は、二重共振式のコリオリの角速度計、非二重共振式のコリオリの角速度計、開ループシステム、または、閉ループシステムとして実現されている、コリオリの角速度計に用いられる。

本発明では、デジタルアナログ変換器をパルス変調器に置き換えている。このパルス変調器の出力信号は、３値に量子化されていることが好ましい。なぜなら、二重共振式のコリオリの角速度計に用いられるような、静電力駆動源の二重電極構造では、３値の量子化が特に有効だからである。

好ましい実施形態では、パルス変調器によって、３値に量子化された、第１出力信号および第２出力信号を生成する。この第１出力信号は、３値に量子化された、第１の駆動パルス列に変換されるものであり、第２出力信号は、３値に量子化された、第２の駆動パルス列に変換されるものである。第１の駆動パルス列（Ｓ_３、Ｓ_４）は、駆動信号の、励起振動の所望の振幅／周波数、または、励起振動の他のパラメータを設定する。また、第２の駆動パルス列は、読み取り振動の、所望の振幅／周波数または他のパラメータを設定する。

また、例えば、３値に量子化された、パルス変調器の２つの出力信号Ｓ_１、Ｓ_２が、適切にデジタル符号化された値{−１、０、＋１}であるように、パルス変調器を設計できる。これらの出力信号は、適切な電圧パルスに変換され、その固定電極に印加される。これにより、コリオリの角速度計の可動性の電極構造（可動性の質点および復帰ばね）に対して、「マイナス」（Ｓ_１＝−１）、ゼロ（Ｓ_１＝０）、または、「プラス」（Ｓ_１＝＋１）の力がかかる。このことは、同様に、出力信号Ｓ_２にも言える。

デジタル読み取り信号の生成は、以下のようにして行われることが好ましい。すなわち、共振器の振動に基づいて可動性の電極（中央電極）を移動する電荷量を、電荷増幅器によって測定し、この電荷増幅器のアナログ出力信号をデジタル出力信号に変換し、パルス変調器のある時点での、および／または、以前の、３値に量子化された出力信号値に応じて、電荷増幅器のデジタル出力信号から、信号分離部を介して、デジタル読み取り信号を検出する。したがって、これらのデジタル読み取り信号は、電荷増幅器のデジタル出力信号のみから得られるのではなく、３値に量子化された、パルス変調器の出力信号に含まれている情報が必要である。「中央電極」という概念は、ここでは、振動に置き換えられた可動性の質点およびそれらの復帰ばね、または、それらの少なくとも一部からなる、コリオリの角速度計の可動性の内部電極構造を意味している。

これらのデジタル読み取り信号を、通常、復調プロセスによって、同相成分および直交成分に分解する。次に、デジタル読み取り信号の、同相成分および直交成分から、制御プロセスを介して、パルス変調器に供給されるデジタル励起／補正信号の、同相成分および直交成分を生成する。このデジタル励起／補正信号を、励起振動／読み取り振動の所望のパラメータ値が生じるように、制御する。

上記方法を実施するために、本発明では、以下の素子を備えた、コリオリの角速度計を用いるための評価／制御電子装置を提示する。つまり、
・コリオリの角速度計における共振器の励起振動／読み取り振動の、ある瞬間の振幅／周波数の量または他のパラメータの量を示す、読み取り信号を生成するためのユニットと、
・デジタル読み取り信号に応じて電力信号を生成して共振器に供給し、励起振動／読み取り振動が所望の振幅／周波数または他のパラメータ値であるように上記電力信号を制御する、少なくとも１つの制御回路と、
・この制御回路の一部であり、デジタル読み取り信号から生成されるデジタル励起／補正信号が供給され、量子化された出力信号から電力信号を生成する、パルス変調器とである。この量子化された出力信号は、一定周波数でのパルス列である。

本発明の評価／制御電子装置の利点は、この装置を、コストをかけず、かつ、非常に小型化して製造できる点にある。

複素入力信号をパルス信号に変換するための本発明のパルス変調器は、複素入力信号とフィードバック信号との差から制御誤差信号を生成する、減算段を含んでいる。さらに、このパルス変調器は、制御誤差信号を制御信号に変換する、信号変換段を含んでいる。第１乗算段では、制御信号を、周波数ω_０で発振された複素混合信号と乗算することにより、ω_０だけアップ混合された制御信号の、実部および虚部の少なくとも１つを生成する。さらに、パルス変調器は、量子化段と、フィードバックユニットとを含んでいる。量子化段は、ω_０だけアップ混合された制御信号の、実部および虚部の少なくとも１つを量子化し、パルス信号を生成する。フィードバックユニットは、パルス信号に基づいて、減算段のフィードバック信号を生成する。

以下に、典型的なシグマデルタ変換器の有効な変型例である、本発明のパルス変調器の機能を、入力信号が一定である場合について、一般法則を制限せずに説明する。減算段および信号変換段を介して、上記の入力信号を、それと同様で時間的にわずかに変化する制御信号に変換する。典型的なシグマデルタ変換器とは違って、この制御信号を、第１乗算段によって、周波数ω_０の複素混合信号と乗算する。こうして、周波数ω_０にアップ混合された制御信号が生成される。次に、周波数ω_０で振動する制御信号の実部または虚部を、量子化段によって量子化する。これにより、量子化段の出力部では、周波数ω_０において支配的な周波数成分を有する実数のパルス信号が得られる。この実数のパルス信号は、プラスまたはマイナスのパルスによって、周波数ω_０の正弦波信号をシミュレートする。このパルス信号は、制御誤差を検出するために、減算段にフィードバックされ、入力信号から除去されるフィードバック信号、を生成するためのものでもある。

パルス信号を生成するために、ω_０だけアップ混合された制御信号の実部および虚部を生成しなくてもよい。また、パルス信号をアップ混合された制御信号の実部から生成する場合、アップ混合された制御信号の虚部を生成しなくてもよい。

本発明のパルス変調器の主な利点は、従来のシグマデルタ変換器と比べて、量子化雑音が低い帯域を、ω＝０の周辺の低周波数帯域から、動作周波数ω_０にシフトする、という点である。つまり、第１乗算段において制御信号を複素上昇混合信号にする。したがって、ω_０のあたりの重要なスペクトル範囲には、ノイズレベルの低いパルス信号が含まれる。

ノイズ特性を理解するための原点は、例えば積分器によって実現される信号変換段が、ローパス特性を有しているということである。つまり、比較的高い周波数成分が、信号変換段を介して部分的に抑制される。典型的なシグマデルタ変換器では、制御回路の比較的高い周波数成分を抑制することにより、上記周波数での量子化雑音が大きくなる。これに対して、低周波数領域では、量子化雑音は小さい。本発明のパルス変調器では、信号変換段の出力部から出力される制御信号は、周波数ω_０の複素混合信号との乗算によって、周波数ω_０にアップ混合される。したがって、入力側の信号変換段が、さらに、アップ混合されない信号を処理するにもかかわらず、量子化雑音が小さい領域を、周波数ω_０から混合周波数ω_０にシフトする。このようにして、ω_０の周辺ではノイズレベルの低いパルス信号が、得られる。

また、本発明のパルス変調器を、コストをかけずに実施できる。また、このパルス変調器は、比較的少量の電荷を必要とするだけであり、デジタル電子装置と共に簡単に集積化できる。

また、パルス変調器が、入力信号の実部を処理するための同相信号経路と、入力信号の虚部を処理するための直交信号経路とを含んでいることが、好ましい。さらに、制御誤差信号、制御信号、および、フィードバック信号が、実数信号成分および虚数信号成分を含んだ複素信号である場合が、好ましい。実数のパルス信号が、ω_０だけアップ混合された制御信号の実部または虚部を示すことができるように、減算段、信号変換段、第１乗算段、および、フィードバックユニットは、同相信号経路および直交信号経路を有する複素信号処理ユニットとして設計されている。しかし、第１乗算段の出力信号から、量子化段を介して、実数のパルス信号を生成するために、この出力信号の実部（または虚部）のみが必要である。したがって、量子化段は、実数の処理段であってもよい。フィードバックユニットでは、実数のパルス信号を再び複素フィードバック信号に変換する。このパルス変調器により、位相雑音および振幅雑音の少ない周波数ω_０の調和振動を正しい位相で示す実数のパルス信号を、合成できる。

本発明の有効な実施形態では、信号変換段は、制御誤差信号を積分して積分信号を制御信号として生成する積分段を含んでいる。制御誤差信号を積分することにより、（複素）積分信号が常に複素入力信号となる。積分段がローパス特性を有しているので、積分段の出力部では、ω＝０付近の範囲に、ノイズレベルの低い制御信号が得られる。この制御信号を第１乗算段によってアップ混合し、次に、量子化すると、所望のノイズ特性を有するパルス信号が得られる。

積分段が同相信号経路の第１積分器と、直交信号経路の第２積分器とを含んでいることが有効である。このとき、第１積分器は、制御誤差信号の実部を積分し、第２積分器は、制御誤差信号の虚部を積分する。このように、複素制御誤差信号の複素積分段を、２つの別々の積分器によって実現できる。

また、信号変換段が増幅段を含んでいることが、有効である。この場合、量子化器が正しい入力信号レベルを得るように、利得係数を選択する。

また、本発明の他の有効な実施形態では、第１乗算段は、同相信号経路の第１乗算器と、直交信号成分の第２乗算器とを含んでいる。第１乗算器は、制御信号の実部と、周波数ω_０で発振された複素混合信号の実部とを乗算することにより、第１結果信号を生成する。第２乗算器は、制御信号の虚部と、周波数ω_０で発振された複素混合信号の虚部とを乗算することにより、第２結果信号を生成する。他の有効な実施形態では、パルス変調器は、アップ混合された制御信号の実部を決定するために第１乗算器の第１結果信号と第２乗算器の第２結果信号とを和信号に加算する加算器を、含んでいる。

複素制御信号がＲ＋ｊ・Ｉであり、複素混合信号を例えばｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）で示すと、第１乗算器の第１結果信号は、Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）となる。また、第２乗算器の第２結果信号は、Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）であり、加算器は、和信号として信号Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）＋Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）を供給する。しかし、この信号は、丁度、（Ｒ＋ｊ・Ｉ）・ｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）の実部に相当する。したがって、第１乗算器、第２乗算器、および、加算器を用いて、制御信号および混合信号の複素乗算の実部を検出できる。

本発明の有効な実施形態では、加算器によって供給される和信号を、量子化段によって量子化することにより、実数のパルス信号を生成する。

このとき、量子化段の入力信号にノイズレベルを加算することが、有効である。パルス変調器を、混合周波数ω_０よりも著しく高いサンプリング周波数ω_Ａでクロックする。ω_０とω_Ａとの比が一定である場合、パルス変調器では、パルス信号の周波数スペクトルにおいて付加的なピークとして認識できる弛緩振動が生じる。量子化器の入力信号にノイズ信号を加算することにより、量子化の結果を統計的に丸めることができる。このようにして、弛緩振動の生成を妨げることができる。

量子化段は、その入力信号の２値の量子化または３値の量子化を実行することが好ましい。２値の量子化については、パルス信号の値は、単に０および１である。したがって、プラスの電圧パルスのみを含んだパルス信号が得られる。３値に量子化されたパルス信号の値は、−１、０、１である。したがって、このようなパルス信号は、プラスおよびマイナスの電圧パルスを含んでいる。このように、パルス信号がプラスおよびマイナスのパルスである必要がある場合に、３値の量子化は実行される。

また、フィードバックユニットが、第２乗算段を含んでいることが好ましい。この第２乗算段は、パルス信号を、周波数ω_０で振動する共役な複素混合信号と乗算することにより、ω_０だけダウン混合された、減算段のフィードバック信号を生成する。このパルス信号は、アップ混合された制御信号の実部を量子化することにより、生成されたものであり、したがって、周波数ω_０でそのパルス信号の支配的な周波数成分を有している。したがって、パルス信号がフィードバック信号として用いられる前に、再びベースバンドにダウン混合される必要がある。このために、パルス信号を、周波数ω_０の共役な複素混合信号と乗算することにより、ダウン混合された複素フィードバック信号が得られる。

また、第２乗算段が、フィードバック信号の実部を生成するための第３乗算器と、フィードバック信号の虚部を生成するための第４乗算器とを含んでいることが好ましい。第３乗算器は、パルス信号を、周波数ω_０で振動する共役な複素混合信号の実部と乗算し、第４乗算器は、パルス信号を、周波数ω_０で振動する共役な複素混合信号の虚部と乗算する。周波数ω_０の場合に存在する、パルス信号の周波数成分を正しい方向にシフトするために、パルス信号を複素混合信号と乗算する必要がある。パルス信号ｙ（ｔ）は、実数の信号であり、一方、共役な複素混合信号はｅｘｐ（ｊω_０ｔ）で示される。したがって、複素乗算から、実部ｙ（ｔ）・ｃｏｓ（ω_０ｔ）と虚部ｙ（ｔ）・ｓｉｎ（ω_０ｔ）とを有する複素フィードバック信号が生じる。

また、パルス変調器を、混合周波数ω_０の２倍〜１０００倍高いサンプリング周波数ω_Ａで動作させることが好ましい。このことは、アップ混合された信号に関して、ナイキスト条件を満たすために、必要である。

また、他の有効な実施形態では、パルス変調器は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて実施されている。パルス変調器の全ての処理動作を、信号処理ルーチンを用いてプログラミングできる。

本発明の、超小型共振器の駆動回路は、上記のような少なくとも１つのパルス変調器を含んでいる。少なくとも１つのパルス変調器によって生成されたパルス信号を、共振器の静電力的な振動励起に用いることが好ましい。この生成されたパルス信号を、共振器の励起電極に供給できる。ここで、パルス変調器の混合周波数ω_０が、共振器の共振周波数に相当することが、有効である。なぜなら、そうすることによって、発振器を効果的に励起できるからである。

パルス信号を所定の周波数および位相と合成するための、本発明の周波数生成器は、上記したような少なくとも１つのパルス変調器を含んでいる。本発明のパルス変調器によって、所定の周波数および位相で、そのパルス信号ｙ（ｔ）を生成できる。生成されたパルス信号の位相角を、入力信号ｘ（ｔ）の実部と虚部との比によって非常に正確にあらかじめ設定できる。こうして生成されたパルス信号のω_０の付近でのノイズレベルは、低い。

他の有効な実施形態では、パルス変調器の下流に帯域通過フィルターを接続している。この下流に接続された帯域通過フィルターによって、ω_０から離れた、ノイズレベルの高い他の周波数成分を除去する。

次に、本発明および他の有効な詳細について、図面を参照しながら、模範的な実施形態において詳述する。

図１は、有効な実施形態における、本発明の評価／制御電子装置、および、本発明の方法を示す図である。

図２は、従来のコリオリの角速度計の概略的な構造を示す図である。

図３は、本発明のパルス変調器を示す複合的なブロック図である。

図４は、同相経路および直交経路を別々に記載した、パルス変調器を示すブロック図である。

図５は、３値に量子化されたパルス信号ｙ（ｔ）を示す図である。

図６は、量子化器の出力部で得られるパルス信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す図である。

図７は、超小型発振器によってフィルターされた後の、図６の周波数スペクトルを示す図である。

図８は、混合周波数とサンプリング周波数との比（ω_０／ω_Ａ＝０．２５）において得られたパルス信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す図である。

図９は、統計的な丸めこみを行うパルス変調器を示す図である。

図１０は、統計的な丸めこみを実行する際の図８の周波数スペクトルを示す図である。

図１１は、２次元パルス変調器を示すブロック図である。

図１は、電荷増幅器３１、アナログデジタル変換器３２、信号分離部３３、第１復調器３４、第２復調器３５、制御システム３６、２次元パルス変調器３７、第１および第２駆動パルス変換ユニット３８、３９、および、第１〜第４駆動電極４０_１〜４０_４を備えた、評価／制御電子装置３０を示している。

参照符号３１〜４０に示した全部材は、２つの制御回路を形成している。一方の制御回路は、励起振動の振幅／周波数を設定するためのものであり、もう一方の制御回路は、読み取り振動の振幅／周波数を設定するためのものである。

図１に示したように、本発明の回路は、アナログデジタル変換器３２を備えているが、デジタルアナログ変換器を備えていない。デジタルアナログ変換器は、ここでは、２次元パルス変調器３７および２つの駆動パルス変換ユニット３８・３９に置き換えられている。

以下に、本発明の評価／制御電子装置の機能について詳述する。

共振器２の励起振動／読み取り振動の振幅／周波数を設定するために、２次元パルス変調器３７は、３値に量子化された第１および第２出力信号Ｓ_１・Ｓ_２を生成する。３値に量子化された第１出力信号Ｓ_１は、第１駆動パルス変換ユニット３８において、駆動パルス信号（電圧信号）Ｓ_３およびＳ_４に変換される。同様に、３値に量子化された第２出力信号Ｓ_２は、第２駆動パルス変換ユニット３９によって、駆動パルス信号（電圧信号）Ｓ_５・Ｓ_６に変換される。３値に量子化された出力信号Ｓ_１・Ｓ_２は値１、０、−１であることが好ましい。

信号Ｓ_１の値が例えば＋１である場合、第１駆動パルス変換ユニットは、信号Ｓ_１から、駆動パルスを引き起こす２つの駆動パルス信号Ｓ_３およびＳ_４を、生成する。この駆動パルス信号Ｓ_３およびＳ_４は、第２駆動電極４０_２と第４駆動電極４０_４との間、および、駆動電極４０_２・４０_４と共振器２との間に、電界を生成する。この電界により、駆動パルスが生じる。また、信号Ｓ_１の値が例えば−１である場合、駆動パルス信号Ｓ_３およびＳ_４の生成は、生じた電界の力線が、Ｓ_１＝１である場合の力線に対して逆方向に延びているように、なされる。また、信号Ｓ_１の値が０である場合、第２駆動電極４０_２と第４駆動電極４０_４との間、または、駆動電極４０_２・４０_４と共振器２との間に、電界は存在しない。

このように、例えば、次の表１に基づいて、以下の電位（０またはＵ_０）を第２駆動電極４０_２および第４駆動電極４０_４に印加する。

また、２値に量子化された第２出力信号Ｓ_２についても、同様のことが言える。この第２出力信号は、第２駆動パルス変換ユニット３９によって第５および第６駆動パルス信号Ｓ _５ ・Ｓ _６ に変換され、第５および第６駆動パルス信号Ｓ _５ ・Ｓ _６ は、第１および第３駆動電極４０_１・４０_３に印加される。例えば、駆動電極４０_２・４０_４を介して、励起振動のパラメータを設定／制御し、駆動電極４０_１・４０_３を介して、読み取り振動のパラメータを設定／制御する。

駆動電極４０_１・４０_４の電界により、共振器２の励起に加えて、電荷が可動性中央電極に移動する。この電荷を、電荷増幅器３１が測定し、そこから生じたアナログ出力信号Ｓ_７を、アナログデジタル変換器３２がデジタル信号Ｓ_８に変換する。このデジタル信号Ｓ_８から、信号分離部３３が、第１デジタル読み取り信号Ｓ_９および第２デジタル読み取り信号Ｓ_１０を生成する。中央電極に移動する電荷が、その時点で電界が生じている駆動電極４０_１・４０_４の容量に応じて変化するので、移動した電荷の量は、共振器２の励起振動／読み取り振動の振幅／周波数／その他のパラメータの測定値となる。したがって、信号分離部３３は、３値に量子化された出力信号Ｓ_１・Ｓ_２のその時点の、および／または、以前の出力信号値に応じて、共振器２の動作において同時に起こる動作／変化を復元できる。

通常、中央電極に移動する電荷は総和として測定されるので、２次元パルス変調器３７は、３値に量子化された出力信号Ｓ_１・Ｓ_２が同時に変化することがないように、設計されていることが好ましい。つまり、２次元パルス変調器３７は、２つの電界を重ね合わせることにより生じる電荷の移動を１つの実態として測定できるように、つまり、電荷の移動を部分的に各電界に割り当てることができないように、設計されていることが好ましい。また、３値に量子化された出力信号Ｓ_１とＳ_２との間の付加的な条件により、移動した電荷を特定の電界に明確に割り当てることができる。これにより、励起振動と読み取り振動とを正確に識別できる。上述の他の条件として、ある特定の時点で２つの信号Ｓ_１およびＳ_２のうちの１つだけが、０ではない値となる、ということが挙げられる。

第１デジタル読み取り信号Ｓ_９を、第１復調器３４を介して、実部Ｓ_１１および虚部Ｓ_１２に復調する。同様に、第２デジタル読み取り信号Ｓ_１０を、第２復調器３５を介して、実部Ｓ_１３および虚部Ｓ_１４に復調する。例えば、第１デジタル読み取り信号Ｓ_９は励起振動に関する情報を含んでおり、第２デジタル読み取り信号Ｓ_１０は読み取り振動に関する情報を含んでいる。上記第１および第２デジタル読み取り信号Ｓ_９・Ｓ_１０の実部Ｓ_１１・Ｓ_１３および虚部Ｓ_１２・Ｓ_１４は、制御システム３６に供給される。この制御システムは、上記デジタル読み取り信号に応じて励起／補正信号Ｓ_１５〜Ｓ_１８を生成する。例えば、信号Ｓ_１５は、励起振動のデジタル励起／補正信号の実部であり、信号Ｓ_１６はその虚部である。これに対して、信号Ｓ_１７は、読み取り振動のデジタル励起／補正信号の実部であり、信号Ｓ_１８はその虚部である。

デジタル励起／補正信号Ｓ_１５〜Ｓ_１８を、３値に量子化された出力信号Ｓ_１・Ｓ_２を生成する２次元パルス変調器３７に供給する。

図３は、本発明のパルス変調器を複合的に示すブロック回路図である。複素入力信号ｘ（ｔ）は、デジタル値で示される、実部および虚部を含んでいる。加算器ノード５１では、複素入力信号ｘ（ｔ）から複素フィードバック信号５２を減算する。この２つの複素信号の差は、制御誤差を示している。さらに、加算器ノード５１では、遅延要素５３の（同様に複素的な）内容を、この差に加算する。遅延要素５３の内容は、信号線５４を介して加算器ノード５１に供給される。遅延要素５３は、信号線５４とともに、複素制御誤差（つまり、入力信号とフィードバック信号との差）を積分する複素積分段を、構成している。積分信号５５を、増幅段５６では利得係数「ａ」に基づいて増幅し、増幅された信号５７を、第１乗算段５８に供給する。ここでは、増幅された信号５７を、複素混合信号ｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）と乗算する。これにより、周波数ω_０にアップ混合された信号５９が得られる。ブロック６０は、複素アップ混合信号５９の実部を検出し、これにより得られた、アップ混合された信号の実部６１を、量子化器６２に用いることができる。

図３に示した実施形態では、量子化器６２は、比較器によって入力信号をパルス信号の３つの値−１、０、＋１に変換する３値の量子化器として、実現されている。このようにして生成された、量子化されたパルス信号ｙ（ｔ）が、量子化器６２の出力部から出力される。また、複素フィードバック信号５２を生成するために、第２乗算段６３の実数のパルス信号ｙ（ｔ）を、共役な複素混合信号ｅｘｐ（ｊω_０ｔ）と乗算する。このようにして実数と複素数とを乗算することにより得られた複素フィードバック信号５２を、回路の入力部に位置する加算器ノード５１に供給する。

図３に示した、機能ユニットの順序を、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて実行してもよいし、このために特別に備えられたハードウェアを用いて実行してもよい。デジタル信号処理を、複素混合信号の周波数ω_０よりも著しく高いサンプリング周波数ω_Ａで実行する必要がある。例えば、サンプリング速度ω_Ａとして、混合周波数ω_０の２〜１０００倍の周波数を用いることができる。

図４に、図３のパルス変調器を再度示す。ここでは、同相信号経路と直交信号経路とを別々に示している。図４の上半分は、入力信号ｘ（ｔ）の実部Ｒを処理する同相信号経路６４を示している。また、図４の下半分は、入力信号の虚部Ｉを処理するための直交信号経路６５を示している。同相信号経路の加算器ノード６６では、入力信号の実部Ｒとフィードバック信号の実部６７との差である制御誤差の実部が、検出される。この制御誤差に、すでに遅延要素６８に格納されている積分値を、信号線６９を介して加算器ノード６６に供給し、加算する。遅延要素６８は、信号線６９とともに、伝達関数Ｈ（ｚ）＝１／（１−ｚ^−１）の積分器を構成している。制御誤差を格納されていた積分値に加算することにより、遅延要素６８に再び格納される新しい積分値が得られる。同相信号経路の、積分信号７０は、増幅器７１によって利得係数「ａ」倍され、増幅された信号７２として第１乗算器７３に達する。第１乗算器７３は、増幅された、実数の信号７２を、実数の信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）と（つまり、ｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）の実部）乗算する。第１乗算器７３は、信号７４として加算器７５に供給される積Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）出力する。

パルス変調器の直交信号経路６５は、入力信号の虚部とフィードバック信号の虚部７７との差を算定する加算器ノード７６を、含んでいる。制御誤差の虚部に相当する、この差を、信号線７９を介して加算器ノード７６に供給される、遅延要素７８の格納されていた内容に、加算する。この格納されていた値と、制御誤差の虚部とを積分して得られた新たな値を、遅延要素７８に書き込む。この遅延要素７８は、信号線７９とともに、伝達関数Ｈ（ｚ）＝１／（１−ｚ^−１）の積分器を構成している。この積分器の出力部では、増幅器８１によって利得係数「ａ」倍される、直交信号経路の積分信号８０が得られる。このようにして得られた、直交信号経路の増幅された信号８２を、次に、第２乗算器８３において信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と乗算する。こうして得られた積Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）を信号８４として、加算器７５に供給する。加算器７５は、信号Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）とＲ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを加算し、加算器の出力部において、信号８５として信号Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）＋Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）を生成する。しかし、この信号８５は、アップ混合される信号の実部とまったく同じである。なぜなら、ｘ（ｔ）とｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）との複素乗算は、ｘ（ｔ）・ｅｘｐ（−ｊω_０ｔ）＝（Ｒ＋ｊ・Ｉ）・（ｃｏｓ（ω_０ｔ）−ｊ・ｓｉｎ（ω_０ｔ））＝［Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）＋Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）］＋ｊ・［Ｉ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）−Ｒ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）］となるからであり、この信号の実部は、Ｒ・ｃｏｓ（ω_０ｔ）＋Ｉ・ｓｉｎ（ω_０ｔ）となるからである。したがって、信号８５は、アップ混合された複素数信号の実部であり、その限りでは、図３に示した信号６１に相当する。

実数のデジタル信号８５を量子化器８６に供給する。この量子化器は、上記実数のデジタル信号の入力信号を、量子化されたパルス信号ｙ（ｔ）に変換する。例えば図３および図４に示した３段（３値）の量子化器は、ｙ（ｔ）∈{−１；０；＋１}に応じて入力信号を量子化する。このために、量子化器８６は、信号８５の信号レベルを常に所定の閾値と比較する比較器を備えている。この比較の結果に応じて、出力信号ｙ（ｔ）に、値−１；０；＋１のうちの１つを実際の信号値として割り当てる。３段（３値）に量子化する代わりに、使用目的に応じて、任意の他の量子化（例えば、２段（２値）または多段の量子化）を行ってもよい。

量子化されたパルス信号ｙ（ｔ）から、複素数のフィードバック信号の実部６７および虚部７７を生成する。そのために、パルス信号ｙ（ｔ）を、共役な複素混合信号ｅｘｐ（ｊω_０ｔ）と乗算する。つまり、ｙ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω_０ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｃｏｓ（ω_０ｔ）＋ｊ・ｙ（ｔ）・ｓｉｎ（ω_０ｔ）である。

複素数のフィードバック信号の実部ｙ（ｔ）・ｃｏｓ（ω_０ｔ）を、パルス信号ｙ（ｔ）とｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する第３乗算器８７によって、生成する。したがって、この第３乗算器８７の出力部では、加算器ノード６６にフィードバックされる、フィードバック信号の実部６７が得られる。また、複素フィードバック信号の虚部ｙ（ｔ）・ｓｉｎ（ω_０ｔ）を生成するために、第４乗算器８８では、パルス信号ｙ（ｔ）がｓｉｎ（ω_０ｔ）と乗算される。第４乗算器８８の出力部では、加算器ノード７６にフィードバックされる、フィードバック信号の虚部７７が得られる。

図３および図４の実施形態では、入力側に、積分器が備えられている。これらの積分器は、入力信号とフィードバック信号との間の制御誤差を積分することにより、積分信号を生成する。積分器の伝達関数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝１／（１−ｚ^−１）と表せる。また、積分器の代わりに、入力側に、他の伝達関数Ｈ（ｚ）を有する他の信号変換段を用いてもよい。例えば、より高い次数の伝達関数Ｈ（ｚ）を使用してもよいが、この場合には、

となる必要がある。伝達関数Ｈ（ｚ）は、周波数ωが値ゼロ（ｚ→１）に近似している場合に、無限大に近づく。Ｈ（ｚ）の他の自由なパラメータを、変調器のある特性（例えば、信号対雑音比）またはシステム全体を最適化するために、用いてもよい。

図５に、ｙ（ｔ）∈{−１；０；＋１}である３値の量子化に関する、量子化器の出力部において出力されたパルス信号ｙ（ｔ）の波形を示す。この波形は、コンピュータシミュレーションによって得られたものである。複素入力信号の実部Ｒを０．３に設定し、入力信号の虚部Ｉを０に設定した。したがって、入力信号ｘ（ｔ）は一定であり、時間の関数として変化しない。サンプリング周波数ω_Ａは、混合周波数のそれの５倍である（ω_０／ω_Ａ＝０．２）。横軸には、５０００〜５１００の通し番号が付けられたサンプリング周波数ω_Ａのクロックサイクルを示す。各クロックサイクルでは、パルス信号ｙ（ｔ）は、３つの値−１；０；＋１のいずれかである。このサンプリング周波数でのあるクロックサイクル間のｙ（ｔ）の値を、縦軸に示す。

図５に示したパルス信号のスペクトル分析（ＦＦＴ）を実行すると、図６に示したスペクトルが得られる。横軸には、任意のＦＦＴユニットのスペクトル成分の周波数を示し、縦軸には、信号強度をｄＢで示す。周波数ω_０で、スペクトル分布のピークが見られる。さらに、周波数ω_０の周辺のノイズレベルが、スペクトルの残余部分のノイズレベルよりも著しく低いということが分かる。一方、典型的なシグマデルタ変調器では、ノイズレベルは、周波数が低い場合に（つまり、周波数ω＝０付近で）著しく低い。本発明のパルス変調器では、積分・増幅された信号を、複素乗算によって混合周波数ω_０にアップ混合する。これにより、ノイズが低減されるスペクトル分布を混合周波数にシフトすることにより、図６に示したノイズ特性が得られる。

本発明のパルス変調器は、パルス信号のデジタル合成に用いられる。この場合、パルス信号の主なスペクトル成分を、混合周波数ω_０によりあらかじめ定めることができる。入力信号の、実部と虚部との比により、生成されたパルス信号の位相角を正確に設定でき、位相の安定したパルス信号が得られる。周波数を合成するための本発明のパルス変調器は、パルス信号ｙ（ｔ）を、帯域フィルターに通す必要がある。例えば、水晶フィルターまたはセラミックフィルターとして実行されるこの帯域フィルターは、ノイズレベルが不要に高い、ω_０から離れたスペクトル範囲を抑制できる。このような帯域フィルターを用いて、信号対雑音比を著しく改善できる。

本発明のパルス変調器は、とりわけ、機械電気的発振器の調和振動への励起に適している。特に３値に量子化された、超小型共振器の励起電極に供給されるパルス信号によって、振動励起に必要な静電力を生成できる。パルス信号ｙ（ｔ）の周波数ω_０を、超小型発振器の共振周波数と同じであるように選択することが有効である。図５および図６に示した、Ｑが高い（例えば、１０^４のＱ）発振器（その共振周波数は励起周波数ω_０に相当する）を調和励起するパルス信号を用いる場合、量子化雑音の大部分は、フィルターによって発振器自体から除去される。特に、共振周波数ω_０から遠く離れたスペクトル範囲における量子化雑音は、発振器自体によって抑制される。このようにして得られたフィルターされたスペクトルを、図７に示す。

ｙ（ｔ）でのノイズのような量子化の積が多少周期的な一連の機能に変わる、周波数の特定の比ω_０／ω_Ａがある。これについて、例として、図８に、比ω_０／ω_Ａ＝０．２５において得られた周波数スペクトルを示す。周波数ω０でのピークに加えて、一連のスペクトル線８９・９０・９１などが見られる。これらのスペクトル線が生じる原因は、量子化器が非線形性であるということにある。なぜなら、それにより、ある周波数比の制御回路では、弛緩振動が励起されるからである。制御回路のこの応答は、典型的なデルタシグマ変換器によって開示されている。

弛緩振動の生成を防ぐために、ノイズ信号を量子化器の入力信号に加算することにより、量子化器の線形性を改善できる。このために、スペクトルが同じであるように分配されたノイズ信号を使用することが好ましい。図９は、適切に変型されたパルス変調器を示すブロック回路図である。図４に示したブロック回路図と比べて、図９に示したパルス変調器は、さらに、ノイズ信号９３を生成するノイズ発生器９２を含んでいる。さらに、図４に示した積分器は、伝達関数Ｈ（ｚ）を有する信号変換段９４・９５よりも一般的である。その他の図９に示したアセンブリは、図４のブロック回路図の素子と同じである。ノイズ信号９３を加算器７５に供給し、そこで信号７４・８４に加算する。そして、量子化器８６の入力部に位置する信号８５をノイズ信号と重畳することにより、最後に、量子化する際に統計的な丸めこみとなる。図１０では、図９に示した変型されたパルス変調器によって生成された、パルス信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す。周波数比ω_０／ω_Ａが０．２５であるにもかかわらず、弛緩振動は形成されない。

また、本発明のパルス変調器は、特に、超小型発振器の静電励起に用いられる。そのために、例えば、３値に量子化された、図５に示したようなパルス信号は、超小型共振器の励起電極に入力できる。図５に示したパルス信号は、周波数ω_０の正弦波を示している。したがって、このようなパルス信号によって、超小型共振器を、周波数ω_０の調和振動に励起できる。パルス信号の周波数ω_０が少なくともほぼ発振器の共振周波数に相当する場合は、特にそうである。

回転速度センサーおよびコリオリの角速度計に、互いに垂直な２つの方向ｙ_１およびｙ_２に発振できる共振器を用いることが好ましい。また、２つの自由度を有する共振器を静電励起するには、図１１に示した２次元パルス変調器を用いることが好ましい。この２次元パルス変調器は、共振器のｙ_１方向への励起に用いられるパルス信号ｙ_１（ｔ）を複素入力信号Ｒ_１・Ｉ_１から生成する第１パルス変調器９６を、含んでいる。また、第２パルス変調器９７は、複素入力信号Ｒ_２・Ｉ_２から、発振器をｙ_２方向に発振するために励起するパルス信号ｙ_２（ｔ）を、生成する。第１パルス変調器９６と第２パルス変調器９７とは、図９に示した統計的な丸めこみを行うパルス変調器である。したがって、第１および第２パルス変調器９６・９７の、構造および機能の描写を、図４および図９から理解できる。ただし、図１１に示した平面パルス変調器は、２つのチャネルに共通した２Ｄ量子化器９８を備えている。この２Ｄ量子化器は、第１パルス変調器９６の信号９９を、量子化されたパルス信号ｙ_１（ｔ）に変換し、第２パルス変調器９７の信号１００を、量子化されたパルス信号ｙ_２（ｔ）に変換するものである。２つのチャネルに共通した２Ｄ量子化器９８を使用することにより、信号９９・１００を量子化する間、超小型センサーの駆動に有効である付加的な条件を考慮できる。この付加的な条件は、例えば、チャネルのうちの何れかのみが、０ではないパルスを供給してもよいというものである。また、他の考えられうる付加的な条件は、所定の時点で、出力信号ｙ_１（ｔ）またはｙ_２（ｔ）が変化してもよいというものである。これらのような付加的な条件は、発振器の偏向を推論するために二重共振器の電極に供給された変位電流を総和として測定できる場合に、重要である。上記付加的な条件によって、変位電流をある電極に明確に割り当てることができる。これにより、発振器の、ｙ_１偏向とｙ_２偏向とから生じる信号を分離できる。

本発明のパルス変調器の上記実施形態を、本発明の方法を実施するために用いることができる。これらの実施形態を互いに組み合わせる必要がある場合もある。図１１に示した２次元パルス変調器を、そのまま用いてもよいし、２つの一次元のパルス変調器からなる組み合わせを用いてもよい。さらに、付加的なノイズ信号を加えないでもよい。

有効な実施形態における、本発明の評価／制御電子装置、および、本発明の方法を示す図である。 従来のコリオリの角速度計の概略的な構造を示す図である。 本発明のパルス変調器を示す複合的なブロック図である。 同相経路および直交経路を別々に記載した、パルス変調器を示すブロック図である。 ３値に量子化されたパルス信号ｙ（ｔ）を示す図である。 量子化器の出力部で得られるパルス信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す図である。 超小型発振器によってフィルターされた後の、図６の周波数スペクトルを示す図である。 混合周波数とサンプリング周波数との比（ω_０／ω_Ａ＝０．２５）において得られたパルス信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す図である。 統計的な丸めこみを行うパルス変調器を示す図である。 統計的な丸めこみを実行する際の図８の周波数スペクトルを示す図である。 ２次元パルス変調器を示すブロック図である。

Claims (8)

1. コリオリの角速度計（１）の共振器（２）の励起振動または読み取り振動のある時点での振幅または周波数の大きさを示すデジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）を生成し、
   上記共振器（２）に駆動信号（Ｓ_３‐Ｓ_６）を入力し、上記駆動信号（Ｓ_３‐Ｓ_６）は、励起振動または読み取り振動が特定の振幅または周波数であるように、デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）に応じて制御されるものであり、
   上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）から生成される、デジタル励起信号またはデジタル補正信号（Ｓ_１５‐Ｓ_１８）が供給されるパルス変調器（３７）、の量子化された出力信号（Ｓ_１‐Ｓ_２）から、上記駆動信号（Ｓ_３‐Ｓ_６）を生成する、コリオリの角速度計（１）の操作方法であって、
   上記量子化された出力信号（Ｓ_１‐Ｓ_２）が、一定周波数でのパルス列であることを特徴とする、コリオリの角速度計（１）の操作方法。
2. 上記パルス変調器（３７）の出力信号（Ｓ_１‐Ｓ_２）が、３値に量子化されている、請求項１に記載のコリオリの角速度計（１）の操作方法。
3. 上記パルス変調器（３７）によって、３値に量子化された、第１出力信号（Ｓ_１）および第２出力信号（Ｓ_１‐Ｓ_２）を生成し、
   上記第１出力信号（Ｓ_１）は、３値に量子化された、第１の駆動パルス列（Ｓ_３、Ｓ_４）に変換されるものであり、上記第２出力信号（Ｓ_２）は、３値に量子化された、第２の駆動パルス列（Ｓ_５、Ｓ_６）に変換されるものであり、
   上記第１の駆動パルス列（Ｓ_３、Ｓ_４）は、上記駆動信号の、励起振動の振幅または周波数を所望の振幅または周波数に設定するためのものであり、第２の駆動パルス列（Ｓ _５ 、Ｓ _６ ）は、読み取り振動の振幅または周波数を所望の振幅または周波数に設定するためのものであることを特徴とする、請求項２に記載のコリオリの角速度計（１）の操作方法。
4. 上記駆動信号によって生成される電界に基づいて可動性の中央電極に移動する電荷の量を、電荷増幅器（３１）によって測定する工程と、
   上記電荷増幅器（３１）のアナログ出力信号（Ｓ_７）をデジタル出力信号（Ｓ_８）に変換する工程と、
   上記パルス変調器（３７）のある時点でのまたは以前の、出力信号値（Ｓ_１、Ｓ_２）に応じて、電荷増幅器（３８）の出力信号から、信号分離部（３３）を介して、上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）を検出する工程とにより、
   上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）を生成することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載のコリオリの角速度計（１）の操作方法。
5. 上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）を、復調プロセスによって、同相成分および直交成分（Ｓ_１１‐Ｓ_１４）に分解する工程を特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のコリオリの角速度計（１）の操作方法。
6. 上記デジタル読み取り信号の同相成分および直交成分（Ｓ_１１‐Ｓ_１４）から、制御プロセス（３６）を介して、パルス変調器（３７）に供給される、デジタル励起信号またはデジタル補正信号（Ｓ_１５‐Ｓ_１８）の同相成分および直交成分を生成する工程を特徴とする、請求項５に記載のコリオリの角速度計（１）の操作方法。
7. コリオリの角速度計（１）における共振器（２）の励起振動または読み取り振動のある時点での振幅または周波数の大きさを示す、デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）を生成するためのユニット（３１、３２、３３）と、
   上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）に応じて駆動信号（Ｓ_３‐Ｓ_６）を生成して共振器（２）に供給し、励起振動または読み取り振動が特定の振幅または周波数であるように上記駆動信号（Ｓ_３‐Ｓ_６）を制御する、少なくとも１つの制御回路（３１‐３７）と、
   上記制御回路（３１‐３７）の一部であり、上記デジタル読み取り信号（Ｓ_９、Ｓ_１０）から生成される、デジタル励起信号またはデジタル補正信号（Ｓ_１５‐Ｓ_１８）が供給され、量子化された出力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）から上記駆動信号を生成する、パルス変調器（３７）とを備えた、コリオリの角速度計（１）において使用するための評価または制御を行う電子装置（３０）であって、
   上記量子化された出力信号（Ｓ_１‐Ｓ_２）が、一定周波数でのパルス列であることを特徴とする、評価または制御を行う電子装置（３０）。
8. 複素入力信号（ｘ（ｔ））をパルス信号（ｙ（ｔ））に変換するためのパルス変調器であって、
   上記複素入力信号（ｘ（ｔ））とフィードバック信号（５２）との差から制御誤差信号を生成する、減算段（５１）と、
   上記制御誤差信号を制御信号（５７）に変換する、信号変換段と、
   上記制御信号（５７）を、周波数ω_０で発振された複素混合信号と乗算することにより、ω_０だけアップ混合された制御信号の、実部（６１）および虚部の少なくとも１つを生成する、第１乗算段（５８）と、
   ω_０だけアップ混合された制御信号の、実部および虚部の少なくとも１つを量子化することにより、パルス信号（ｙ（ｔ））を生成する、量子化段（６２）と、
   上記パルス信号（ｙ（ｔ））に基づいて、減算段のフィードバック信号（５２）を生成する、フィードバックユニットとを特徴とする、パルス変調器。

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