KR100758426B1 - 코리올리 자이로를 위한 작동방법 및 측정/제어 전자시스템및 펄스 변조기 - Google Patents

코리올리 자이로를 위한 작동방법 및 측정/제어 전자시스템및 펄스 변조기 Download PDF

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Abstract

코리올리를 위한 작동방법 및 이러한 목적에 적합한 측정/제어 전자기기
코리올리 자이로(1)의 공진기(2)의 유도 진동/판독 진동의 순시 진폭들/주파수들의 측정값을 나타내는 디지털 판독 신호들(S9,S10)이 생성되는 단계와, 상기 공진기(2)는 상기 공진기(2)에 적용되되, 상기 유도 진동/판독 진동이 특정한 진폭들/주파수들을 지니도록 상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)의 함수로서 제어되는 상기 힘 신호들(S3 내지 S6)을 인가받는 단계를 포함하는 코리올리 자이로(1)의 작동방법에 있어서, 상기 힘 신호들(S3 내지 S6)이 상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)에서 얻어지는 디지털 유도/보상 신호들(S15 내지 S18)을 공급받는 펄스 변조기(37)로부터의 양자화 출력 신호들(S1 내지 S2)로부터 생성되는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.

Description

코리올리 자이로를 위한 작동방법 및 측정/제어 전자시스템 및 펄스 변조기 {OPERATING METHOD FOR A COLIOLIS GYROSCOPE AND EVALUATION/ADJUSTMENT ELECTRONIC SYSTEM AND PULSE MODULATOR SUITABLE THEREFOR}
본 발명은 코리올리 자이로의 작동방법 및 이러한 목적에 적합한 측정/제어 전자기기에 관한 것이다.
코리올리 자이로(또한 진동 자이로라고도 불림)는 점점 항법(navigation)용을 위하여 사용되어지고 있다, 그것은 진동을 야기시키는 질량 시스템(mass system)을 갖고 있다. 이 진동은 일반적으로 수많은 개개의 진동의 중첩이다. 이러한 개개의 상기 질량 시스템의 진동들은 서로가 무엇보다도 먼저 독립적이고, 아마도 각각 “공진기들(resonators)”로서의 추상적 형태로 간주된다. 적어도 두개의 공진기들은 진동자이로의 작동을 위하여 요구되고, 이러한 공진기들 중 하나(제1공진기)는 진동을 위하여 인위적으로 유도되는데, 이러한 진동들은 후술하는 내용에서 “유도진동(stimulation oscillation)”으로써 언급된다. 다른 공진기(제2공진기)는 오직 상기 진동자이로가 움직이거나 회전시에만 진동을 하도록 유도된다. 이 것은 코리올리 힘들이 이러한 경우 즉, 상기 제1공진기와 상기 제2공진기의 연결, 상기 제1공진기의 유도진동으로부터의 추출에너지, 그리고 이러한 에너지를 상기 제2공진기의 판독 진동으로 전달하는 경우에만 발생하기 때문이다. 상기 제2공진기의 진동은 후술하는 내용에서 “판독 진동(read oscillation)”으로 언급된다. 상기 코리올리 자이로의 움직임들(특히 회전들)을 결정하기 위하여 상기 판독 진동은 추출되고, 그리고 상기 대응하는 판독 신호(예를 들어 상기 판독 진동 추출 신호(the read oscillation tapped-off signal))는 어떠한 변화들이 상기 코리올리 자이로의 회전의 측정을 나타내는 상기 판독 진동의 진폭에서 발생하는지 여부를 결정하기 위하여 조사된다. 코리올리 자이로는 개방 루프 시스템의 형태뿐만 아니라 폐 루프시스템의 형태가 되기도 한다. 폐 루프시스템에서, 상기 판독 진동의 진폭은 계속적으로 고정된 값-바람직하게는 영값-으로 각각의 제어루프를 통해 재설정된다.
코리올리 자이로의 작동의 방법을 설명하기 위해서, 코리올리 자이로의 폐루프 형식의 실시례는 첨부된 도 2와 함께 다음의 내용에서 상세히 설명된다.
이러한 코리올리 자이로(1)는 진동을 발생시킬 수 있고 후술하는 내용에서 “공진기”로 또한 언급되는 질량시스템(2)을 갖는다. 이러한 표현과 상기 “추상적”공진기들은 구별되어 설명되어야 하는데, 상기 “실제”공진기의 개개의 진동들을 나타낸다. 이미 언급된 바와 같이, 상기 공진기(2)는 두 “공진기들”(제1공 진기(3)와 제2공진기(4))의 시스템으로써 간주 될 수 있다. 상기 제1 및 제2공진기(3,4) 모두는 각각 힘 전달기(force transmitter)(미도시)와 추출시스템(tapping-off system)(미도시)로 연결된다. 상기 힘전달기와 상기 추출시스템에 의해 생성된 노이즈는 여기서 개략적으로 제1노이즈(도번5)와 제2노이즈(도번6)로 표시된다.
또한, 상기 코리올리 자이로(1)는 4개의 제어루프들로 구성된다:
제1제어루프는 고정 주파수(공진주파수)에서 상기 유도진동(다시말해 상기 제1공진기(3)의 주파수)을 제어하기 위하여 사용된다. 상기 제1제어루프는 제1복조기(7), 제1저역필터(8), 주파수 조절기(9), 전압 제어 진동(VCO)(10), 그리고 제1변조기(11)로 구성된다.
제2제어루프는 일정한 진폭에서 상기 유도진동을 제어할 목적으로 사용되고, 제2복조기(12), 제2저역필터(13), 그리고 진폭 조절기(14)로 구성된다.
제3 및 제4제어루프는 상기 판독 진동을 유도하는 힘들을 재설정하기 위해 사용된다. 이 경우에 있어서, 상기 제3제어루프는 제3복조기(15), 제3저역필터(16), 직교위상 조절기(17), 그리고 제2변조기(18)로 구성된다. 상기 제4제어루프는 제4복조기(19), 제4저역필터(20), 회전률 조절기(21), 그리고 제3변조기(22)로 구성된다.
상기 제1공진기(3)는 그것의 고유주파수ω1에서 유도된다. 이에 따른 유도진동은 추출되어, 상기 제1복조기(7)에 의해 위상(phase)복조되고, 복조된 신호 요소는 상기 제1저역필터(8)로 전송되는데, 상기 총합 주파수들(the sum frequencies)을 제거한다. 상기 추출된 신호는 또한 후술하는 내용에서 상기 유도 진동 추출 신호(the stimulation oscillation tapped-off signal)로써 언급된다. 상기 제1저역필터(8)로부터의 출력신호는 그것으로 공급되는 상기 신호의 함수로 상기 VCO(10)를 제어하는 주파수 조절기(9)로 전송되는데, 그럼으로써 동위상(in-phase)요소가 근본적으로 영값(zero)이 되도록 한다. 이러한 목적에 따라, 상기 VCO(10)는 상기 제1변조기(11)로 신호를 전송하여, 힘전달기를 제어하여 상기 제1공진기(3)가 유도 힘을 인가하도록 한다. 영값인 위상요소를 지님으로써, 상기 제1공진기(3)는 공진주파수 ω1에서 진동한다. 모든 변조기들과 복조기들이 이러한 공진주파수 ω1에서 작동되도록 하여야 한다.
상기 유도 진동 추출 신호(the stimulation oscillation tapped-off signal)는 또한 상기 제2제어루프로 전송되어, 상기 제2복조기(12)에 의해 복조되고, 상기 제2복조기(2)의 출력이 상기 제2저역필터(13)로 전송되고, 상기 제2저역필터(13)의 출력신호가 이번에는 상기 진폭 조절기(14)로 전송된다. 상기 진폭 조절기(14)는 상기 제1변조기(11)를 이러한 신호와 진폭 전달기(23)의 함수로써 제어하여, 상기 제1공진기(3)는 일정한 진폭에서 진동한다.(다시 말해 상기 유도진동은 일정한 진 폭을 갖는다)
이미 언급된 바와 같이, 상기 코리올리 자이로(1)의 움직임/회전은 상기 제1공진기(3)를 상기 제2공진기(4)와 연결시키는 코리올리 힘들-도면에서 FC·cos(ω1·t)에 의해 표시되는-을 야기하고, 그럼으로써 상기 제2공진기(4)가 진동하도록 유도한다. 상기 주파수ω1에서 판독 진동은 추출됨으로써, 대응하는 판독 진동 추출 신호(판독 신호)가 상기 제3 및 제4제어루프 모두로 공급된다. 이러한 신호는 상기 제3제어루프에서 상기 제3복조기(15)에 의해 복조된다. 총합 주파수들은 상기 제3저역필터(16)에 의해 제거되고, 상기 저역필터링된 신호는 직교위상 조절기(17)에 공급되고, 직교위상 조절기의 출력신호는 상기 제3변조기(22)에 인가됨으로써, 대응하는 상기 판독 진동의 직교위상요소가 재설정 되도록 한다. 이것과 유사하게, 상기 판독 진동으로부터 추출된 신호는 상기 제4제어루프에서 상기 제4복조기(19)에 의해 복조되고, 상기 제4저역필터(20)를 통과하여, 대응하여 저역필터링된 신호는 한편으로는 상기 회전률 조절기(21)로 적용되는데, 회전률 조절기(21)의 출력신호는 순간적인 회전률과 비례하고 상기 회전률 측정결과로서 회전률 출력단(24)에 보내어 지고, 다른 한편으로는 상기 판독 진동에 대응하는 회전률 요소들을 재설정하는 상기 제2변조기(18)로 전송된다.
상술된 코리올리 자이로(1)는 모두 이중공진의 형태와 비이중공진의 형태에서 작동될 수 있다. 만일 상기 코리올리 자이로(1)가 이중공진의 형태에서 작동된 다면, 상기 판독 진동의 주파수ω2는 근사적으로 상기 유도진동의 주파수ω1과 일치되는 반면에, 대조적으로 상기 비이중공진의 경우에서는, 상기 판독 진동의 주파수ω2는 상기 유도진동의 주파수ω1과는 다르게 된다. 이중공진의 경우에, 상기 제4저역필터(20)로부터의 출력신호는 상기 회전률에 관한 대응하는 정보를 포함하고, 반면에 비이중공진의 경우에 대조적으로 상기 제3저역필터(16)로부터의 출력신호가 이러한 정보를 포함한다. 상기 이중공진/비이중공진의 다른 작동모드 사이를 바꾸기 위해서, 이중스위치(25)가 제공되는데, 이는 선택적으로 상기 제3 및 제4저역필터(16,20)의 출력을 상기 회전률 조절기(21)과 상기 직교위상 조절기(17)로 연결한다.
상기 측정/제어 전자기기의 설계에 있어서, 특히 상술한 상기 코리올리 자이로의 설계는 동시에 상기 공진기(2)의 단순한 기계적 구조와 함께, 관련되는 높은 회전률 감도의 유리함을 제공한다. 그러나, 이것은 상기 측정/제어 전자기기를 위한 전자적 요소들의 부분에서 굉장히 복잡한 불리함도 있다. 따라서 디지털/아날로그 변환기의 복합은 도 2에서 보는 바와 같은 상기 코리올리 자이로의 실시례에서 사용되어야 하고(예를 들어 도번 26,27,28으로 된 부분), 이러한 것들은 비싸고 많은 양의 전력을 요구한다. 더구나, 상기 디지털/아날로그 변환기는 주기적으로 많은 공급전압들을 요구하고, 다른 전자적 요소들-특히 디지털 요소들-과 함께 합쳐지는 것이 어렵고, 소형화가 제한된다. 더구나, 적어도 두개의 디지털/아날로그 변환기들은 도2에서 보여지는 상기 코리올리 자이로의 실시례에서 사용되어야 한다.(도번 291과 292부분에서)
본 발명에 목적은 가능한 적은 전자적 요소들을, 특히 아날로그/디지탈 변환기들을 요구하는 이중공진 코리올리 자이로를 위한 작동방법을 기술하여, 코리올리 자이로가 저비용과 크게 소형화되는 측정/제어 전자기기와 함께 생산될 수 있도록 하는 것이다.
이러한 목적은 청구항 제1항의 특징에 따른 방법에 의해 달성된다. 또한, 본 발명은 청구항 제7항에 따른 측정/제어 전자기기를 제공한다. 마지막으로, 본 발명은 청구항 제8항에 따른 방법을 수행하기 위한 펄스 변조기를 제공한다. 본 발명의 유리한 개량들은 각각의 종속항들에서 포함된다.
본 발명에 따르면, 코리올리 자이로를 작동하는 방법의 경우에, 코리올리 자이로의 상기 공진기의 유도 진동/판독 진동의 순시 진폭들/주파수들의 측정값 또는 상기 유도 진동/판독 진동의 다른 매개변수들(parameters)을 나타내는 디지털 판독 신호들이 생성된다. 상기 코리올리 자이로에서의 상기 공진기는 이에 적용되는 힘신호들(force signals)을 갖고 있는데, 상기 힘신호들은 상기 유도 진동/판독 진동이 특정한 진폭들/주파수들 또는 소정의 매개변수 값들을 지니도록 상기 디지털 판독 신호의 함수로 제어된다. 일례로, 폐 루프시스템에서의 상기 판독 진동의 진폭은 영값으로 제어되고, 상기 유도 진동의 진폭은 영값(zero)과는 다른 일정한 값으로 설정된다. 본 발명의 주요한 점은 상기 힘 신호들이 상기 디지털 판독 신호들로부터 얻어지는 디지털 유도/보상 신호들을 공급받는 펄스 변조기(pulse modulator)의 양자화된 출력신호로부터 생성된다는 것이다.
볼 발명에 따른 방법은 이중공진, 비이중공진, 개방 루프시스템의 형태, 또는 폐 루프시스템의 형태의 코리올리 자이로에 동등하게 잘 적용될 수 있다.
본 발명에 따르면, 상기 디지털/아날로그 변환기들(digital/analog convertors)은 펄스 변조기에 의해서 대체(replaced)된다. 상기 펄스 변조기로부터의 출력신호들은 바람직하게 3원-양자화(ternary quantized)되는데, 3원-양자화는 특히 이중 공진 코리올리 자이로에서 사용되는 정전기(elecrostatic) 힘 전달기들의 이중전극 구조에 유리하기 때문이다.
상술한 실시례에서, 상기 펄스 변조기는 각각 3원-양자화되는 제1 및 제2출력신호를 생성되고, 상기 제1출력신호는 3원-양자화되는 힘 펄스들의 제1시퀀스(a first sequence)로 변형되고, 상기 제2출력신호는 3원-양자화되는 힘 펄스들의 제2시퀀스로 변형된다. 이 경우에 상기 힘 펄스들(force pulses)의 제1시퀀스는 소정의 상기 유도진동의 진폭들/ 주파수들 또는 다른 매개변수들의 설정을 위해 사용되는 상기 힘 신호들의 부분을 나타내고, 상기 힘 펄스들의 제2시퀀스는 소정의 상기 판독 진동의 진폭들/ 주파수들 또는 다른 매개변수들의 설정을 위해 사용되는 상기 힘 신호들의 부분을 나타낸다.
상기 펄스 변조기는 선택적으로 상기 펄스 변조기로부터의 두개의 3원-양자화 출력신호들(S1,S2)이 몇몇의 적절한 방식에서 디지털적으로 코드(coded)되는 상기 값들(-1,0,+1)을 각각 지닐 수 있도록 설계될 수 있다. 상기 출력신호들은 적절한 전기적 전압 펄스로 변환되어 대응하는 고정된 전극들에 적용되어, “음”의 힘(S1=-1), 없는 힘(S1=0) 뿐만 아니라 “양”의 힘(S1=+1)이 상기 코리올리 자이로(유동 질량들과 재설정 스프링들)의 이동 전극 구조에 가해지게 된다. 아날로그 상태는 상기 출력신호(S2)에 적용된다.
상기 디지털 판독 신호들은 전하 증폭기를 수단으로 측정되는 상기 공진기의 진동을 바탕으로 하여 이동 전극(중앙 전극)으로 흐르는 전기적 전하의 양과 같은 수단에서 생성되고, 상기 전하 증폭기로부터의 대응하는 아날로그 출력신호는 디지털 출력신호로 변환되고, 상기 디지털 판독 신호들은 상기 펄스 변조기로부터의 순시적 및/또는 이전의(older) 3원-양자화 출력 신호 값들인 함수로서의 신호분리를 통한 상기 전하 증폭기로부터의 상기 디지털 출력 신호로부터 결정된다. 따라서 상기 디지털 판독 신호들은 상기 전하 증폭기의 상기 디지털 출력신호로부터 스스로 얻어질 수 없고, 상기 펄스 변조기로부터의 상기 3원-양자화 출력 신호들에 포함된 것이 인식되어야 한다. 이 경우에 상기 “중앙 전극”표현은 진동을 야기시키는 상기 이동질량들과, 대응하는 재설정 스프링들 또는 적어도 그러한 부분들을 포함하는 상기 코리올리 자이로의 내부 이동 전극 구조를 의미한다.
상기 디지털 판독 신호들은 각각의 경우에 복조단계에 의한 일반적 방식에 의해 정규(normal) 성분과 직교위상 성분으로 나누어진다. 그때 상기 디지털 유도/보상 신호들의 정규 및 직교위상 성분들은 상기 디지털 판독 신호들의 일반 및 직교위상 성분으로부터의 제어 단계를 통하여 생성되어, 상기 펄스 변조기로 전송된다. 상기 디지털 유도/보상 신호들은 소정의 매개변수 값들이 상기 유도진동/자극진동을 위해 설정되도록 제어된다.
상술한 바와 같은 방법을 실시하기 위하여, 본 발명은 코리올리 자이로에서 사용되는 측정/제어 전자기기를 제공하는데, 코리올리 자이로의 공진기의 유도진동/판독진동의 순시 진폭들/주파수들의 측정값을 나타내는 디지털 판독 신호들을 생성하는 유닛과,
상기 유도진동/판독진동이 특정한 진폭들/주파수들을 지니도록 제어되는 상기 힘 신호들이, 상기 디지털 판독 신호의 함수로서 생성되어 상기 공진기에 전송되도록 하는 적어도 하나의 제어 루프로 이루어진 코리올리 자이로의 사용을 위한 측정/제어(조절) 전자기기에 있어서,
상기 제어루프의 일부분을 이루고, 상기 디지털 판독 신호들로부터 얻어진 디지털 유도/보상 신호들을 공급받는 펄스 변조기를 구비하여, 상기 힘 신호들이 상기 펄스 변조기의 양자화된 출력신호들로부터 생성되도록 하는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 사용을 위한 측정/제어 전자기기이다.
본 발명에 따른 상기 측정/제어 전자기기는 저비용 및 최소화된 형태로 생산될 수 있는 유리함을 제공한다.
복소 입력신호를 펄스 신호로 변환하기 위한 본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 상기 복소 입력신호와 피드백(feedback)신호 사이의 차이로부터 제어 오차 신호를 생성하는 뺄셈스테이지(subtract stage)를 갖는다. 또한, 상기 펄스 변조기는 상기 제어 오차 신호를 제어 신호로 변환하는 신호 변환스테이지를 갖는다. 제1곱셈유닛(또는 제1곱셈스테이지(a first multiplication stage))에서 상기 제어신호는 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 복소 믹싱(mixing) 신호(a complex mixing signal oscillation)와 곱셈 되고, 적어도 상기 주파수(ω0) 에 의해 업믹스(up-mixed)된 제어 신호의 실수부와 허수부의 하나를 생성한다. 추가적으로, 상기 펄스 변조기는 적어도 상기 주파수(ω0) 에 의해 업믹스(up-mixed)된 제어 신호의 실수부와 허수부의 하나를 양자화 하는 양자기(또는 양자화 스테이지)를 포함하여 상기 펄스 신호(the pulsed signal)를 생성한다. 또한, 피드백 유닛은 상기 뺄셈스테이지를 위한 상기 피드백 신호를 생성하기 위하여 상기 펄스 신호를 사용한다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기의 작동방법은 다음의 내용에서 일반적으로 어떠한 제한도 없이 일정하게 유지되는 입력 신호의 예를 위하여 설명된다. 종래의 시그마-델타 변환기의 유리한 변경을 나타내고, 상기 뺄셈스테이지와 상기 신호 변환스테이지는 입력신호를 시간에 따라 작게만 변화하는 제어신호로 변환한다. 그러나, 종래의 시그마-델타 변환기들과 대조적으로, 제어신호는 상기 주파수(ω0)에 업믹스되는 제어 신호(a control signal up-mixed)를 생성하기 위하여, 상기 주파수(ω0)에서 복소 믹싱(mixing) 신호만큼 상기 제1곱셈유닛에서 곱셈된다. 그리고 상기 주파수(ω0)에서의 상기 제어 신호 진동의 실수부 또는 허수부는 상기 양자기에 의해 양자화 되고, 상기 주파수(ω0)에서 주요한 주파수 요소(dominant frequency component)를 지닌 실수 펄스 신호(a real pulsed signal)를 생성한다. 상기 실수 펄스 신호(a real pulsed signal)는 모두 양 또는 음의 펄스들의 도움으로 상기 주파수(ω0)에서 정현파 신호(a sinusoidal signal)를 유도한다. 이와 동시에, 상기 펄스 신호(pulsed signal)는 상기 제어 오차를 결정하기 위하여, 상기 입력 신호로부터 뺄셈되는 상기 뺄셈스테이지로 피드백되는 상기 피드백 신호의 연산을 위한 기점을 나타낸다.
상기 펄스 신호(the pulsed signal)를 생성하기 위하여, 주파수(ω0)에 의한 상기 믹스 제어 신호(the control signal mixed)의 실부수 및 허수부 모두를 연산하는 것이 반드시 필요한 것은 아니다. 만약 본 발명이 상기 업믹스 제어 신호(the control signal up-mixed)의 실수부로부터 상기 펄스 신호(the pulsed signal)를 얻기 위한 것이라면, 상기 업믹스 제어 신호의 허수부는 반드시 생성될 필요는 없다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기가 종래의 시그마-델타 변환기와 비교되는 주요한 장점은 저역 양자 노이즈의 영역이 ω=0 근처의 저역 주파수 영역에서 상기 작동 주파수(ω0)로 이동되는 것이다. 이것은 상기 제1곱셈유닛에서 상기 제어 신호의 복소 업믹싱(complex up-mixing)에 의해 이루어진다. 이것은 실제로 ω0 근처 스펙트럼 영역(spectral range)에서 저역 노이즈 레벨을 갖는 펄스 신호(a pulsed signal)를 야기한다.
상기 노이즈 특성의 이해를 위한 출발점은 예를 들어, 적분기에 의해 형성되고 저역 통과(low-pass) 특성을 갖는 상기 신호 변환 스테이지이다. 이것은 고역 주파수 요소가 부분적으로 상기 신호 변환 스테이지에서 억제된다는 것을 의미한다. 종래의 시그마-델타 변환기의 이러한 상기 제어루프에서 고역 주파수 요소의 억제는 이러한 고역 주파수들에서 양자화 노이즈의 증가를 야기한다. 대조적으로, 상기 저역 주파수 영역에서의 양자화 노이즈는 낮다. 본 발명에 따른 펄스 변조기의 경우에, 상기 신호 변환 스테이지의 출력에서 추출될 수 있는 상기 제어 신호는 상기 주파수(ω0)에서 상기 복소 믹싱(mixing) 신호가 곱셈됨으로써 상기 주파수(ω0)로 업믹스(up-mixed)된다. 또한, 비록 상기 입력단에서 상기 신호 변환 스테이지가 여전히 업믹스(up-mixed)되지 않은 신호로 처리중이더라도 상기 저역 양자화 노이즈의 영역은 상기 주파수(ω=0)에서 상기 업믹스(up-mixed) 주파수(ω0)로 이동된다. 이것은 ω0 근처의 낮은 노이즈 레벨인 펄스 신호를 야기한다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 낮은 비용에서 실현될 수 있고, 저전력을 요구하며, 디지털 전자장치들과 쉽게 결합될 수 있다.
상기 펄스 변조기가 상기 입력 신호의 실수부의 처리를 위한 동위상(in-phase) 신호 경로를 가지고 또한, 상기 입력 신호의 허수부의 처리를 위한 직교위상 신호 경로를 가지는 것이 유리하다. 또한, 상기 제어 오차 신호, 상기 제어 신호 및 상기 피드백 신호는 각각 허수부 신호요소 뿐만 아니라 실수부 신호요소도 각각 갖는 복소 신호가 되는 것이 유리하다. 상기 실수 펄스 신호가 수정위상(phase)에서 ω0에 의해 상기 업믹스(up-mixed)된 제어 신호의 실수부 또는 허수부를 반영하도록 하기 위해, 상기 뺄셈스테이지, 상기 신호 변환 스테이지, 상기 제1곱셈 유닛 및 상기 피드백 유닛은 각각 동위상(in-phase) 신호 경로 및 직교위상 신호 경로를 갖는 복소 신호 처리 유닛이다. 그러나, 상기 제1곱셈 유닛으로부터의 출력신호의 실수부(또는 그 밖의 허수부)는 상기 양자기에서 상기 실수 펄스 신호를 얻기 위하여 필요하다. 그래서 상기 양자기는 실수 처리 스테이지가 될 것이다. 실제, 상기 실수 펄스 신호는 다시 한번 상기 피드백 유닛에서 복소 피드백 신호로 변환된다. 상기 펄스 변조기의 이러한 구조는 상기 주파수(ω0)에서 낮은 위상과 노이즈 진폭을 지닌 조화 진동(harmonic oscillation)을 생성하는 실수 펄스 신호와 상기 수정 위상(phase)의 병합을 가능케 한다.
본 발명의 바람직한 실시례에 따르면, 상기 신호 변환 스테이지는 상기 제어 오차 신호를 적분하고 상기 제어 신호로서의 적분 신호를 생성하는 적분 스테이지를 갖는다. 상기 제어 오차 신호의 적분은 연속적으로 상기 (복소)적분 신호를 상기 복소 입력 신호로 종속시키는 것을 가능케 한다. 적분 스테이지가 저역통과 필터 특성을 가짐에 따라, 상기 적분 스테이지의 출력에서 ω=0 근처에서 감소된 노이즈 레벨을 갖는 제어 신호를 야기한다. 만약 상기 제어 신호가 상기 제1곱셈 스테이지에서 업믹스(up-mixed)되고 양자화 되면, 소정의 노이즈 특성을 갖는 펄스 신호를 야기한다.
상기 적분 스테이지는 상기 동위상(in-phase) 신호 경로를 위한 제1적분기와 상기 직교위상 신호 경로를 위한 제2적분기를 가지되, 상기 제1적분기는 상기 제어 오차 신호의 실수부를 적분하고, 상기 제2적분기는 상기 제어 오차 신호의 허수부를 적분하는 것이 유리하다. 상기 복소 제어 오차 신호를 위한 복소 적분 스테이지는 두개의 분별되는 적분기들로 생성될 수 있다.
상기 신호 변환 스테이지가 증폭 스테이지를 갖는 것이 유리하다. 이 경우 상기 이득 변수는 상기 양자기가 상기 수정 입력 신호 레벨을 받도록 선택된다.
본 발명의 보다 유리한 실시례에 따르면, 상기 제1곱셈 유닛은 상기 동위상(in-phase) 신호 경로를 위한 제1곱셈기와 상기 직교위상 신호 경로를 위한 제2곱셈기를 가진다. 상기 제1곱셈기는 상기 제어 신호의 실수부에 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 상기 복소 믹싱(mixing) 신호의 실수부를 곱셈하여, 제1결과 신호를 생성한다. 상기 제2곱셈기는 상기 제어 신호의 허수부와 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 상기 복소 믹싱 신호의 허수부를 곱셈하여 제2결과 신호를 생성한다. 보다 유리한 실시례에 따르면, 상기 펄스 변조기는 상기 업믹싱(up-mixed) 제어 신호의 실수부를 결정하기 위한 총합 신호(a sum signal)를 형성하기 위해, 상기 제1곱셈기로부터의 상기 제1결과 신호와 상기 제2곱셈기로부터의 제2결과 신호를 더하는 덧셈기(adder)를 가진다.
만약 상기 복소 제어 신호가 예를 들어 R+j·I의 형태이고, 상기 복소 믹싱(mixing) 신호가
Figure 112005062592328-pct00001
의 형태인 것으로 가정하면, 상기 제1곱셈기로부터의 상기 제1결과 신호는 R·cos(ω0t)가 된다. 상기 제2곱셈기로부터의 상기 제2결과 신호가 I·sin(ω0t)의 형태를 지니고, 상기 덧셈기는 상기 합산신호로서의 신호 R·cos(ω0t)+I·sin(ω0t)를 생성한다. 그러나, 이 신호는 정확히 (R+j·I)·
Figure 112005062592328-pct00002
의 실수부와 일치한다. 그래서 상기 제어 신호 및 믹싱(mixing) 신호의 복소 곱셉의 실수부는 상기 제1곱셈기, 상기 제2곱셈기 및 상기 덧셈기를 통해 결정될 수 있다.
본 발명의 유리한 실시례에 따르면, 상기 덧셈기에 의해 생성된 상기 합산 신호는 이러한 방법으로 상기 실수 펄스 신호를 생성하기 위하여, 상기 양자화 스테이지에서 양자화된다.
이 경우에, 상기 양자기에서 노이즈 레벨이 상기 입력 신호에 더해지는 것이 바람직하다. 상기 믹싱(mixing) 주파수(ω0)보다 더 고려할만한 샘플링(sampling) 주파수(ωA)에서 상기 펄스 변조기는 클록(clocked)된다. ω0와 ωA의 소정의 비(ratios)는 상기 펄스 변조기에서 형성되는 이완진동(relaxation oscillation)의 결과가 되고, 이러한 것들은 상기 펄스 신호의 상기 주파수 스펙트럼에서 추가적인 피크(peaks)로서 보여질 수 있다. 상기 양자화에서 노이즈 신호가 상기 입력 신호에 추가되기 때문에, 상기 양자기의 결과는 통계적으로 순환(rounded) 된다. 이러한 기교는 상기 이완진동의 형태를 방지하는 것을 가능케 한다.
상기 양자기는 바람직하게 각각의 입력 신호의 2원-양자화 또는 3원-양자화를 수행한다. 2원 양자화의 경우에, 상기 펄스 신호는 오직 0과 1값을 지닌다. 그래서 펄스 신호는 오직 양 전압 펄스들을 갖도록 생성된다. 3원-양자화 펄스 신호는 -1,0,1의 값을 지닌다. 그래서 이러한 펄스 신호는 양과 음전압 펄스들을 모두 포함하도록 한다. 그래서 3원 양자화는 펄스 신호가 양과 음펄스들을 지니도록 요구될 때마다 수행된다.
상기 피드백 유닛은 바람직하게 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 복소 공액 믹싱(mixing) 신호를 상기 펄스 신호에 곱하는 제2곱셈유닛을 가지고, 상기 뺄셈기를 위해 ω0로 다운믹스(down-mixed)된 상기 피드백 신호를 생성한다. 상기 펄스 신호는 상기 업믹스(up-mixed) 제어 신호의 실수부의 양자화에 의해 생성되어, 상기 주파수(ω0)에서 대부분의 주파수 요소를 가진다. 상기 펄스 신호가 피드백 신호로 사용될 수 있기 위해서, 베이스 밴드(base band)로 다시 다운믹스(down-mixed)되어야만 한다. 이러한 목적을 위해서, 상기 펄스 신호에 상기 주파수(ω0)에서 복소 공액 믹싱(mixing)신호를 곱하여, 다운믹스(down-mixed)된 복소 피드백 신호를 얻는다.
상기 제2곱셈유닛은 바람직하게 상기 피드백 신호의 실수부의 생성을 위해 제3곱셈기를 가지고 상기 피드백 신호의 허수부의 생성을 위해서 제4곱셈기를 가지되, 상기 제3곱셈기는 상기 펄스 신호와 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 상기 복소 공액 믹싱(mixing) 신호의 실수부를 곱하고, 상기 제4곱셈기는 상기 펄스 신호와 상기 주파수(ω0)에서 진동하는 상기 복소 공액 믹싱(mixing)신호의 허수부를 곱한다. 수정된 방향의 상기 주파수(ω0)에서 상기 펄스 신호의 주파수 요소를 이동(shift)시키기 위하여, 상기 펄스 신호와 상기 믹싱신호의 곱은 복소수 형식으로 수행되어야 한다. 상기 펄스 신호 y(t)는 실수 신호이지만, 상기 복소 공액 믹싱 신호는
Figure 112007024538148-pct00022
의 형태로 나타날 수 있다. 그래서 상기 복소수 곱은 실수부가 y(t)·cos(ω0t)이고 허수부가 y(t)·sin(ω0t)인 복소 피드백 신호를 생성한다.
상기 펄스 변조기는 바람직하게 상기 믹싱 주파수(ω0)보다 2 내지 1000배 높은 샘플링 주파수(ωA)에서 작동된다. 이것은 상기 업믹스(up-mixed)신호를 위한 나이퀴스트(Nyquist) 조건을 만족하기 위해 필요하다.
보다 유리한 실시례에 따라, 상기 펄스 변조기는 디지털 신호 처리장치(DSP: Digital Signal Processor)의 목적으로 수행된다. 상기 펄스 변조기의 작동을 위해 요구되는 모든 작동들은 신호 처리 방식들의 목적으로 프로그램될 수 있다.
미세기기 공진기(micromechanical resonator)를 위한 본 발명은 상술한 바와 같은 형태의 적어도 하나의 펄스 변조기를 가진다. 적어도 하나의 펄스 변조기에 의해 생성된 상기 펄스 신호는 바람직하게 상기 공진기의 정전(electrostatics) 진동 유도기에 사용된다. 생성된 상기 펄스 신호는 상기 공진기의 유도 전극에 직접적으로 연결된다. 이 경우에, 상기 펄스 변조기의 상기 믹싱 주파수(ω0)는 상기 공진기의 공진 주파수 하나와 일치하는 것이 유리한데, 이는 상기 진동의 효과적 유도가 확실하기 때문이다.
미리 결정된 주파수 및 위상(phase)에서 펄스 신호의 합성(synthesis)을 위한 본 발명에 따른 주파수 생성기는 상술한 바와 같은 형태의 적어도 하나의 펄스 변조기를 가진다. 본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 미리 결정된 주파수 및 위상(phase)에서 일치하는 펄스 신호 y(t)를 생성하는데 사용될 수 있다. 이 경우에, 상기 펄스 신호의 생성된 위상(phase)각은 상기 입력 신호 x(t)의 실수 및 허수 부분의 비(ratio)로 미리 결정될 수 있다. 생성된 상기 펄스 신호는 ω0의 근처에서 낮은 노이즈 레벨을 가진다.
보다 유리한 실시례에 따르면, 대역 필터(bandpass filter)가 상기 펄스 변조기의 뒤를 따른다. 이러한 다운스트림 대역 필터(downstream bandpass filter)는 ω0로부터 먼 주파수 요소들과 이때의 높은 노이즈 레벨이 필터링되어 제거되도록 한다.
본 발명 및 보다 유리한 세부사항은 첨부된 도면과 함께 다음의 내용에서 보다 상세히 설명한다.
도1은 본 발명에 따른 측정/제어 전자기기 및 방법의 실시례를 보여준다.
도2는 종래의 코리올리 자이로의 구성도이다.
도3은 본 발명에 따른 펄스 변조기의 복소 블록도이다.
도4는 동위상(in-phase)경로 및 직교위상경로를 분별하는 펄스 변조기의 블록도이다.
도5는 3원-양자화 펄스 신호 y(t)를 도시한다.
도6은 양자기의 출력단에서 생성되는 펄스 신호 y(t)의 주파수 스펙트럼이다.
도7은 미세기기 진동기에 의한 필터링 후 도6의 주파수 스펙트럼이다.
도8은 믹싱 주파수와 ω0/ωA=0.25의 샘플링 주파수의 비(ratio)을 위해 제 도되는 펄스 신호 y(t)의 주파수 스펙트럼이다.
도9는 통계적 순환(rounding)인 펄스 변조기를 도시한다.
도10은 통계적 순환이 수행하는 도8의 주파수 스펙트럼이다.
도11은 2차원 펄스 변조기의 블록도이다.
도1은 전하증폭기(31)와, 아날로그/디지털 변환기(32)와, 신호분리기(33)와, 제1복조기(34)와, 제2복조기(35)와, 제어시스템(36)과, 2차원 펄스 변조기(37)와, 제1 및 제2 힘 임펄스(force impulse) 변환 유닛(38,39)과, 제1 내지 제4 힘전달(force transmitter)전극(401,402,403,404)으로 이루어진 측정/제어 전자기기를 보여준다.
도번 31 내지 40에 의해 명확해지는 상기 요소들에 의해 형성된 구성요소는 2개의 제어루프를 형성한다: 상기 이동 진동의 진폭들/주파수들을 설정하기 위한 하나의 제어루프와, 상기 판독 진동의 진폭들/주파수들을 설정하기 위한 다른 제어루프.
도 1에서 보는 바와 같이, 본 발명에 따른 상기 회로는 오직 하나의 아날로그/디지털 변환기(32)와 비 아날로그/디지털 변환기들로 이루어진다. 이 경우에 상 기 디지털/아날로그 변환기들은 상기 2차원 펄스 변조기(37)와 상기 두개의 힘 임펄스 변환 유닛(38,39)으로 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 상기 측정/제어 전자기기의 작동 방법은 다음에서 보다 상세히 설명된다.
상기 공진기(2)의 유도/판독 진동의 진폭들/주파수들을 설정하기 위하여, 상기 2차원 펄스 변조기(37)는 제1 및 제2 3원-양자화 출력신호(S1,S2)를 생성하고, 상기 제1 3원-양자화 출력신호(S1)는 상기 제1힘펄스 변환 유닛(38)에서 힘 임펄스 신호들(전압신호들)(S3,S4)로 변환된다. 동일한 형태에서, 상기 제2 3원-양자와 출력 신호(S2)는 상기 제2힘 임펄스 변환 유닛(39)에 의해 힘 임펄스 신호들(전압 신호들)(S5,S6)로 변환된다. 상기 3원-양자화 출력 신호들(S1,S2)은 바람직하게 각각 1,0,-1 값들을 지닐 수 있다.
예를 들어, 만일 상기 신호(S1)가 +1 값을 가지면, 상기 제1힘 임펄스 변환 유닛은 힘 임펄스를 야기하는 두개의 힘 입력 신호들(S3,S4)을 생성하기 위해 상기 신호(S1)를 사용한다. 이러한 힘 임펄스 신호들(S3,S4)은 상기 제2 및 제4 힘 전달 기 전극들(402,404)사이와 상기 힘 전달기 전극들(402,404)과 상기 공진기(2)사이에 전자기장을 생성하고, 이러한 전자기장은 힘 임펄스들을 야기한다. 만약 상기 신호(S1)의 값이 -1이라면, 상기 힘 임펄스 신호들(S3,S4)이 생성됨으로써, 상기 전자기장의 결과인 힘의 선들이 S1=1 상태에 상기 힘의 선들에 반대하는 방향으로 놓인다. 만일 상기 신호(S1)의 값이 영이면, 상기 제2 및 제4힘 전달기 전극들(402,404)사이에 또는 상기 힘 전달기 전극들(402,404)과 상기 공진기(2)사이에 전기장은 없다.
그래서 하기의 전위들이(0 또는 U0) 상기 제2 및 제4힘 전달기 전극들(402,404)에 적용된다:
S1 404 402
-1 0 U0
0 0 0
1 U0 0
또한, 이러한 것들은 상기 제2힘 임펄스 변환 유닛(39)에 의해 상기 제1 및 3 힘 전달기 전극들(401,403)에 인가되는 제4 및 6 힘 임펄스 신호(S5,S6)로 변환되는 상기 제2 3원-양자화 출력신호(S2)에 적용한다. 예를 들어, 상기 유도 진동 매개변수들은 상기 힘 전달기 전극들(401,403)을 통해 설정/제어되는 상기 힘 전달기 전 극들(402,404)과 상기 판독 진동 매개변수들을 통해 설정/제어된다.
상기 공진기(2)의 유도에 추가적으로, 상기 힘 전달기 전극들(401,404)로의 전기장의 적용은 또한 이동 중심 전극(a moving center electrode)으로 흐르는 전기적 전하를 야기한다. 이러한 전하는 상기 전하 증폭기(31)을 통해 측정되고, 대응하는 아날로그 출력신호(S7)가 상기 아날로그/디지털 변환기(32)에 의해 대응하는 디지털 신호(S8)로 변환되되, 이로부터 상기 신호분리기(33)는 제1디지털 판독 신호(S9) 및 제2디지털 판독 신호(S10)를 생성한다. 상기 중심 전극으로 흐르는 상기 전하는 전기장이 동시에 적용되는 힘 전달기 전극들(401,402)의 전기용량(capacitance)에 종속되고, 흐르는 전하량은 상기 공진기(2)의 유도 진동/ 판독 진동의 진폭들/주파수들/다른 매개변수들의 측정값이다. 그래서 상기 공진기(2)의 움직임에서 순시적인 움직임/변화는 상기 신호 분리기(33)에 의해 상기 순시적 및/또는 이전의 상기 3원-양자화 출력 신호들(S1,S2)의 출력 신호값의 함수로 재구성될 수 있다.
상기 2차원 펄스 변조기(37)는 상기 3원-양자화 출력 신호들(S1,S2)이 절대로 동시에 변하지 않도록 설계되기 때문에, 일반적으로 상기 중심 전극으로 흐르는 전하는 합산의 형태로 측정되는데, 다시말해 두 전기장의 중첩으로부터 야기되는 전하의 움직임들이 단지 한번 전체로 측정될 수 있는데, 다시말해 개개의 전기장에 상기 전하의 움직임의 부분들이 연관되는 것을 가능하지 않게 한다. 그때 상기 3원-양자화 출력 신호들(S1,S2)사이의 추가적인 상태는 상기 흐르는 전하와 특정한 전기장 사이의 명확한 연관을 얻는 것을 가능케 하여, 상기 유도 진동과 상기 판독 진동을 정확히 분별하는 것이 가능하다. 가능한 조건은 상기 두 신호들(S1,S2)의 오직 하나가 하나의 특정한 시간에서의 영 값과는 다른 값을 지닐 것이다.
상기 제1디지털 판독 신호(S9)는 상기 제1복조기(34)에 의해 실수부(S11)와 허수부(S12)로 복조된다. 이와 유사하게, 상기 제2디지털 판독 신호(S10)는 상기 제2복조기(35)에 의해 실수부(S13)와 허수부(S14)로 복조된다. 예를 들어, 상기 제1디지털 판독 신호(S9)는 상기 유도진동에 관한 정보를 포함하고, 상기 제2디지털 판독 신호(S10)는 상기 유도진동에 관한 정보를 포함한다. 상기 제1 및 제2디지털 판독 신호들(S9,S10)의 실수 및 허수부(S11 내지 S14)는 이러한 신호들의 함수로서 유도/보상 신호들(S15 내지 S18)을 생성하는 상기 제어시스템(36)에 적용된다. 예를 들어, 상기 신호(S15)는 상기 유도 진동을 위한 상기 디지털 유도/보상 신호의 실수부를 나타내고, 상기 신호(S16)는 그것의 허수부를 나타내는데, 이와는 대조적으로 상기 신호(S17)은 상기 판독 진동을 위한 디지털 유도/보상 신호의 실수부를 나타내고, 상기 신호(S18)는 그것의 허수부를 나타낸다.
상기 디지털 유도/보상 신호들(S15 내지 S18)은 상기 3원-양자화 출력 신호들(S1,S2)을 생성하기 위해 그들을 사용하는 상기 2차원 펄스 변조기(37)에 전송된다.
도3은 본 발명에 따른 상기 펄스 변조기의 블록도를 복소형태로 보여준다. 상기 복소 입력 신호 x(t)는 디지털 값들로서 나타나는 실수부와 허수부를 가진다. 상기 복소 피드백 신호(52)는 덧셈노드(51)에서 상기 제어오차를 나타내는 두 복소 신호들간의 차이만큼 상기 복소 입력 신호 x(t) 로부터 빼진다. 또한, 상기 지연 요소(53)의 내용(복소수)은 상기 신호선(54)를 통하여 상기 덧셈노드(51)에 더해진다. 상기 신호선(54)와 함께 상기 지연 요소(53)는 상기 입력 신호와 상기 피드백 신호간의 차이로 다시 말할 수 있는 상기 복소 제어 오차를 적분하는 복소 적분 스테이지를 형성한다. 상기 적분 신호(55)는 상기 증폭스테이지(56)에서 “a”변수(factor)에 대응하여 증폭되고, 상기 증폭신호(57)는 상기 제1곱셈유닛(58)으로 보내지되, 상기 주파수(ω0)로 업믹스된 상기 신호(59)를 얻기 위하여, 상기 복소 믹싱 신호
Figure 112007024538148-pct00023
가 상기 증폭신호(57)에 곱해진다. 상기 블록(60)은 상기 복소 업믹스 신호(59)의 실수부를 결정하고, 이러한 방법으로 얻어진 상기 업믹스 신호의 실수부(61)는 상기 양자기(62)를 사용 가능하게 만든다.
도 3에서 보는 바와 같은 실시례에서, 상기 양자기(62)는 비교기에 의해 상기 대응하는 입력신호를 상기 펄스 신호의 3가지 가능한 값인 -1,0,+1로 변환하는 3원 양자기의 형태이다. 이러한 방법으로 생성된 상기 양자화 펄스 신호 y(t)는 상기 양자기(62)의 출력단에서 추출될 수 있다. 상기 실수 펄스 신호 y(t)에 상기 제2곱셈 유닛(63)에서 상기 복소 피드백 신호(52)를 생성하기 위하여 상기 복소 공액 믹싱 신호
Figure 112007024538148-pct00024
가 곱해진다. 실수부와 허수부의 곱에 의해 얻어진 상기 복소 피드백 신호(52)는 상기 회로의 입력단의 덧셈노드(51)로 전송된다.
도 3에서 보는 바와 같이, 상기 기능적 유닛들의 시퀀스은 디지털 신호 처리기(DSP)에 의해 또는 특별히 이러한 목적을 위해 공급되는 하드웨어에 의해 실행될 수 있다. 상기 디지털 신호 처리는 이 경우에 샘플링 주파수(ωA)에서 수행되어야만 하되, 상기 복소 믹싱 신호의 주파수(ω0)보다 충분히 커야한다. 예를 들어, 상기 믹싱 주파수의 2 내지 1000배가 상기 샘플링 주파수(ωA)로서 사용될 수 있다.
도 4는 도 3에 나타낸 상기 펄스 변조기를 다시 한번 보여주는데, 이경우 상기 동위상(in-phase) 신호 경로와 상기 직교위상 신호 경로는 분별되도록 보여진다. 도 4의 상부는 상기 입력단 신호 x(t)의 신수부 R을 처리하는 상기 동위상(in- phase) 신호 경로(64)를 보여준다. 도 4의 하부는 상기 입력단 신호의 허수부(I)의 처리를 위한 상기 직교위상 신호 경로(65)를 보여준다. 상기 제어 오차의 실수부는 상기 입력단 신호의 실수부 R 및 상기 피드백 신호의 실수부(67)사이의 차이로 상기 동위상(in-phase) 신호 경로의 상기 덧셈노드(66)에서 결정된다. 상기 지연요소(68)에서 저장되는 상기 적분기 값은 상기 제어오차에 더해지고, 상기 신호선(69)을 통해 상기 덧셈노드(66)로 전송된다. 상기 신호선(69)과 함께, 상기 지연요소(68)는 상기 전달함수 H(z)=1/(1-z-1)로 적분기를 형성한다. 상기 적분기 값으로의 상기 제어 오차의 실수부의 추가는 새로운 적분기 값을 야기하고, 다시 상기 지연요소(68)에 저장된다. 상기 동위상(in-phase) 신호 경로에서 상기 적분 신호(70)는 상기 증폭기(71)에서 상기 변수“a”만큼 스케일링 되고, 증폭신호(72)로서 상기 제1변조기(73)로 전송된다. 상기 제1곱셈기(73)는 상기 실수 증폭 신호(72)에 상기 실수 신호 cos(ω0t) 즉,
Figure 112005062592328-pct00006
의 실수부를 곱한다. 상기 제1곱셈기(73)은 상기 덧셈기(75)에 상기 신호(74)로서 전송되는 상기 생성 R cos(ω0t)를 결정한다.
상기 펄스 변조기의 직교위상 신호 경로(65)는 덧셈노드(76)를 가지되, 상기 입력단 신호의 허수부(I)와 상기 피드백 신호의 허수부(77)의 차이가 연산된다. 상기 제어 오차의 허수부에 일치하는 이러한 차이는 상기 신호선(79)를 통해 상기 덧셈노드(76)로 전송되는 상기 지연요소(78)의 이전 내용에 더해진다. 상기 이전 값 및 상기 제어 오차의 허수부의 합으로서 얻어지는 새로운 값은 상기 지연요소(78) 에 기록된다. 상기 신호선(79)과 함께, 상기 지연 요소(78)는 상기 전달함수 H(z)=1/(1-z-1)인 적분기를 형성한다. 상기 직교위상 신호 경로로부터의 상기 적분 신호(80)는 상기 적분기의 출력단에서 생성되고, 상기 증폭기(81)에서 상기 변수“a”만큼 스케일링 된다. 그리고 상기 직교위상 신호 경로에서 이러한 방법에 의해 얻어지는 상기 증폭 신호(82)에 상기 제2곱셈기(83)에서 상기 신호 sin(ω0t)가 곱해진다. 이렇게 얻어진 상기 생성 신호 I·sin(ω0t)는 상기 신호(84)로서 상기 덧셈기(75)로 전송된다. 상기 덧셈기(75)는 상기 신호들 R·cos(ω0t) 와 R·sin(ω0t)를 더하고 그것의 출력단에서 상기 신호(85)로서의 상기 신호 R·cos(ω0t) + I·sin(ω0t) 를 생성한다. 그러나, 상기 신호(85)상기 업믹스 신호의 실수부와 정확하게 일치하는데, x(t)와
Figure 112005062592328-pct00007
의 상기 복소곱이 다음을 제공하기 때문이다.
x(t)·
Figure 112005062592328-pct00008
= (R + j·I)·(cos(ω0t) - j·sin(ω0t))
= [R·cos(ω0t) + I·sin(ω0t)] + j·[I·cos(ω0t) - R·sin(ω0t)]
그리고 이러한 신호의 실수부는 R·cos(ω0t) + I·sin(ω0t) 이다. 그래서 상기 신호(85)는 상기 복소 업믹스 신호의 실수부를 나타내고, 더 나아가서 도 3에서 도시된 바와 같은 상기 신호(61)에 일치한다.
상기 디지털 판독 신호(85)는 입력단 신호를 상기 양자화 펄스 신호 y(t)로 변환하는 상기 양자기(86)로 전송한다. 도 3 및 도 4에서 예시된 상기 3단계(3원) 양자기는 y(t)∈{-1; 0; +1}을 바탕으로 상기 입력 신호를 양자화 한다. 이러한 목적 때문에, 상기 양자기(86)는 연속적으로 상기 신호(85)의 신호레벨과 미리 결정된 초기 값들을 비교하는 비교기들을 가진다. 이러한 비교 결과에 종속되어, 상기 출력 신호 y(t)는 각각의 경우에 상기 전류 신호 값으로서 -1; 0; +1 값들 중 하나로 인가된다. 상기 3단계(3원) 양자화 대신에, 예를 들면 2단계(2원) 또는 다단계 양자화의 다른 소정의 양자화들은 상기 사용 목적에 종속되어 사용될 수 있다.
상기 복소 피드백 신호의 실수부(67) 및 허수부(77)는 상기 양자화 펄스 신호 y(t)로부터 얻어진다. 이러한 목적 때문에, 상기 펄스 신호 y(t)가 상기 복소 공액 믹싱 신호
Figure 112005062592328-pct00009
와 곱해진다:
y(t)·
Figure 112005062592328-pct00010
= y(t)·cos(ω0t) + j·y(t)·sin(ω0t)
상기 복소 피드백 신호의 실수부 y(t)·cos(ω0t)는 상기 펄스 신호 y(t)와 cos(ω0t)를 곱하는 상기 제3곱셈기(87)에 의해 생성된다. 그래서 상기 피드백 신호의 실수부(67)는 상기 제3곱셈기(87)의 출력단에서 생성되고, 상기 덧셈노드(66)로 피드백된다. 상기 복소 피드백 신호의 허수부 y(t)·sin(ω0t)를 생성하기 위하여, 상기 펄스 신호 y(t)는 상기 제4곱셈기(88)에서 sin(ω0t)와 곱해진다. 상기 피드백 신호의 허수부(77)는 상기 제4곱셈기(88)의 출력단에서 생성되고, 상기 덧셈노드(76)로 피드백 된다.
도 3 및 4에서 보여주는 실시례와 같이, 적분기들은 입력단에 제공되되, 상기 입력신호와 상기 피드백 신호사이의 상기 제어 오차를 적분하여 적분신호를 생성한다. 적분기의 상기 전달함수 H(z)는 H(z)=1/(1-z-1)로 될 수 있다. 또한 다른 전달함수 H(z)와 함께 다른 신호 변환스테이지는 상기 적분기 대신에 상기 입력단에 사용될 수 있다. 예를 들면, 고차 전달함수 H(z)는 다음의 경우에 사용될 수 있다.
lim H(z) = ∞
z → 1
그래서 상기 전달함수 H(z)는 상기 주파수(ω)가 영 값(z → 1)이 되려는 상태에서 무한으로 되려 한다. H(z)의 상기 무가산(addition free) 매개변수들은 특히 상기 변조기(예를 들어 상기 신호 대 노이즈 비(ratio)) 또는 상기 전체 시스템의 특징들을 최적화하는데 사용될 수 있다.
도 5는 컴퓨터 시뮬레이션으로 결정되는 y(t)∈{-1; 0; +1}인 상기 3원 양자화 상태를 위한 상기 양자기의 출력단에서 추출될 수 있는 상기 펄스 신호 y(t)의 파형을 보여준다. 이 경우에, 상기 복소 입력신호의 실수부 R은 0.3으로 설정되고, 반면에 상기 입력신호의 허수부 I는 영값으로 설정된다. 그래서 상기 입력 신호 x(t)가 일정하고, 시간의 함수로서 변하지 않는다. 상기 샘플링 주파수(ωA)는 상기 믹싱 주파수(ω0/ωA=0.2)보다 5배크다. 상기 샘플링 주파수(ωA)에서의 상기 클록(clock) 펄스들은 상기 횡좌표(abscissa)에서 보여지고, 5000 내지 5100으로 연속적으로 넘버링 된다. 각각의 클록(clock) 순환동안, 상기 펄스 신호 y(t)는 상기 3가지 가능한 값들 -1; 0; +1중 하나를 지닌다. 상기 샘플링 주파수에서 하나의 특별한 시간 순환동안에 y(t)의 이전 값은 상기 세로좌표의 방향으로 도시된다.
도 5에서 보여진 바와 같이, 스펙트럼 분석(FET)이 상기 펄스 신호에서 수행된다면, 도 6의 스펙트럼의 결과가 된다. 상기 횡좌표의 임의의 FET 유닛들에서 상기 각각의 스펙트럼 요소들의 주파수가 보여지고, 반면에 상기 세로좌표의 방향으로 dB 단위로 상기 신호의 강도가 도시된다. 상기 주파수(ω0)에서 피크(peak)는 상기 스펙트럼 분포에서 보여질 수 있다. 또한 상기 주파수(ω0)의 근처에서 상기 노이즈 레벨은 상기 스펙트럼의 남은 부분보다 충분히 적다는 것이 보여질 수 있다. 종래의 시그마-델타 변조기에서, 대조적으로 상기 노이즈 레벨은 저역 주파수들에 서 즉, 상기 주파수(ω0)의 근처에서 상당히 감소된다. 본 발명에 따르면, 상기 펄스 변조기의 경우에 상기 적분 및 증폭 신호는 복소 곱셈을 통해 상기 믹싱 주파수(ω0)로 업믹스 된다. 연속적으로, 상기 노이즈가 감소하는 상기 스펙드럼 영역은 또한 상기 믹싱 주파수(ω0)로 이동되어, 도 6에 도시된 바와 같은 노이즈 특성이 결과로 나타난다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 펄스 신호의 디지털 합성을 위해 사용될 수 있는데, 이 경우 상기 펄스 신호의 주요 스펙트럼 요소는 상기 믹싱 주파수(ω0)에 의해 미리 결정될 수 있다. 생성된 상기 펄스 신호의 위상각은 상기 입력 신호의 실수부와 허수부의 비에 의해 정확하게 설정될 수 있는데, 이러한 결과로 나타나는 펄스 신호의 위상은 안정하다. 주파수 합성을 위한 본 발명에 따라 상기 펄스 변조기를 사용할 때, 상기 펄스 신호 y(t)는 대역이 상기 주파수(ω0)근처에 집중되는 전기적 대역필터를 통해 필터링 되어야만 한다. 예를 들어, 크리스탈 또는 세라믹 필터일 수 있는 대역필터는 상기 노이즈 레벨이 바라지 않게 높은 ω0 로부터 보다 먼 스펙트럼 영역들을 억제시키는 것을 가능케 하고, 이때의 노이즈 레벨은 바람직하지 않게 높다. 이러한 대역필터는 상기 신호 대 노이즈 비를 현저하게 증진시킬 수 있다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 조화 진동을 수행하는 전자기기 진동기들의 유도진동을 위해서 적합하다. 특히, 진동 유도를 위해 요구되는 상기 정전기 힘들은 상기 미세기기 공진기의 유도 전극들에 적용되는 3원-양자화 펄스 신호를 통해 생성될 수 있다. 이 경우에 상기 펄스 신호 y(t)의 주파수(ω0)는 상기 미세기기 진동기의 공진 주파수에 합치되도록 바람직하게 선택된다. 만일 도 5 및 6에 도시된 바와 같은 상기 펄스 신호는 공진 주파수가 상기 유도 주파수(ω0)에 일치하는 공진 주파수를 지닌 높은 Q-계수 진동(예를들어 Q-계수가 104)의 조화 유도를 위해 사용되면, 상기 양자화 노이즈의 대부분은 상기 진동기에 의해 필터링 된다. 특히, 상기 공진주파수(ω0)로부터 보다 먼 스펙트럼 영역들에서 상기 양자화 노이즈는 상기 진동기에 의해 억제된다. 이러한 방법으로 얻어진 상기 필터 스펙트럼은 도 7에 도시된다.
상기 주파수들(ω0/ωA)의 특정비들이 y(t)에서의 노이즈류(noise-like) 양자화 곱이 일련의 어느 정도 주기적인 함수들로 변환되도록 존재한다. 이러한 일례로, 도 8은 상기 비(ratio) ω0/ωA = 0.25를 위해 얻어진 주파수 스펙트럼을 보여준다. 스펙트럼선들의 영역(89,90,91등)은 상기 주파수(ω0)에서 피크를 추가적으로 보여줄 수 있다. 이러한 스펙트럼선들의 생성이유는 상기 양자기가 상기 제어루프에서 거의 비선형 요소인 것이고, 왜냐하면 이 양자기가 소정의 주파수 비(ratio) 들로 상기 제어루프에서 완화 진동들을 유도하기 때문이다. 이러한 제어 루프 응답은 종래의 델타-시그마 변환기들로부터 알려져 있다.
완화진동들의 생성을 방지하기 위하여, 상기 양자기의 중심 선형성은 상기 양자기로의 상기 입력신호에 노이즈 신호를 추가함으로써 증진될 수 있다. 스펙트럼적으로 균일분포된 노이즈 신호는 바람직하게 이러한 목적을 위해 사용될 수 있다. 도 9는 펄스 변조기를 일치되게 수정하는 블록도를 보여준다. 도 4에서 도시된 블록도와는 대조적으로, 도 9에서 보여지는 상기 펄스 변조기는 추가적으로 노이즈 신호(93)를 생성하는 노이즈 생성기(92)를 가진다. 추가적으로, 도 4에서 도시된 바와 같은 상기 적분기들은 상기 전달함수 H(z)로 신호 변환 스테이지들(94,95)로서의 일반화된 형태로 도시된다. 만약 그렇지 않으면, 도 9에 도시된 바와 같은 상기 조합들은 도 4에서의 상기 블록도의 요소들에 일치한다. 상기 노이즈 신호(93)는 상기 덧셈기(75)에 공급되는데, 상기 신호(74 및 84)들에 더해진다. 따라서, 상기 양자기(86)의 입력단에서 상기 신호(85)는 중첩된 노이즈 신호를 가지고, 결과적으로 상기 양자기에서 통계적 순환을 이끈다. 도 10은 도 9에서 도시된 바와 같은 수정된 펄스 변조기를 통해 생성되는 상기 펄스 신호 y(t)의 주파수 스펙트럼을 보여준다. 상기 주파수 비(ω0/ωA)가 0.25와 동일함에도 불구하고, 어떠한 완화 진동들도 생기지 않는다.
본 발명에 따른 상기 펄스 변조기는 특별히 미세기기 진동기들의 정전기적 유도를 위해 사용될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 예를 들면, 도 5에 도시된 바와 같은 형태의 3원-양자화 펄스 신호는 상기 미세기기 공진기의 유도 전극들에 연결될 수 있다. 도 5에서 도시된 바와 같이 상기 펄스 신호는 상기 주파수(ω0)에서 정현신호를 나타낸다. 그래서 이러한 펄스 신호는 상기 진동기의 공진 주파수에 적어도 근사하게 일치하는 상기 펄스 신호의 상기 주파수(ω0)에서 조화진동을 수행하는 미세기기 공진기를 유도하는데 사용될 수 있다.
두개의 상호 수직 방향(y1 및 y2)으로 진동하는 공진기들은 회전률 센서들 및 코리올리 자이로에서 사용된다. 도 11에 도시된 상기 2차원 펄스 변조기는 바람직하게 2개의 자유도에서 공진기의 정전기적 유도를 위해 사용될 수 있다. 상기 2차원 펄스 변조기는 상기 복소 입력 신호(R1,I1)로 부터의 상기 펄스 신호 y1(t)를 생성하는 제1펄스 변조기(96)을 가지고, 이러한 펄스 신호는 상기 y1방향으로 상기 공진기를 유도하는데 사용된다. 상기 펄스 신호 y2(t)는 상기 제2펄스 변조기(97)에 의해 상기 복소 입력 신호(R2,I2)로부터 생성되고, 이러한 펄스 신호는 상기 y2방향으로 상기 진동기를 유도하는데 사용된다. 두개의 상기 제1펄스 변조기(96) 및 상기 제2펄스 변조기(97)는 도 9에서 보는 바와 같이 통계적 순환인 펄스 변조기의 형태이다. 따라서 상기 제1 및 제2펄스 변조기(96,97)의 디자인 및 작동방법의 상 세한 설명은 도 4 및 9와 관련되는 도면의 설명에서 보여질 수 있다. 그러나, 도 11에서 보는 바와 같은 상기 2차원 펄스 변조기는 상기 2개의 채널에 의해 나눠지고 상기 제1펄스 변조기(96)의 신호(99)를 상기 양자화 펄스 신호 y2(t)로 변환하고, 상기 제2펄스 변조기(97)의 신호(100)를 상기 양자화 펄스 신호 y2(t)로 전송하는 하나의 2차원 양자기(98)를 가진다. 상기 2개의 채널에 의해 나눠지는 2차원 양자기(98)의 사용은 상기 신호들(99,100)의 양자화동안 상기 미세기기 센서의 작동을 위해 유리한 추가적 상태들을 고려하는 것을 가능케 한다. 예를 들어, 하나의 이러한 추가적 상태는 상기 채널들의 오직 하나의 각각의 경우가 영값이 아닌 펄스들을 생성하는 것이다. 다른 가능한 추가적 상태는 상기 출력신호들 y1(t), y2(t)가 어떤 주어진 시간에 각각의 경우에 변하는 것이다. 상기 진동기의 편향을 추론하는 것을 가능케 하기 위해서 상기 이중공진기의 전극들에 인가되는 변위 전류들이 합산의 형태로 측정될 때, 이러한 추가적 상태들이 가치가 있다. 상기 추가적 상태들은 변위 전류와 하나의 특정한 전극을 명확하게 결합하는 것을 가능케 한다. 이것은 상기 y1편차 및 상기 진동기의 y2편차에 의해 야기되는 상기 신호들 사이의 신호 분리를 수행하는 것을 가능하게 한다.
상술한 바와 같은 본 발명에 따른 상기 펄스 변조기의 모든 실시례는 본 발명에 따른 방법을 수행하는데 사용될 수 있다. 만약 필요하면, 그들을 서로 결합할 수 있다. 도 11에서 설명된 상기 펄스 변조기(2차원)는 직접적으로 적용될 수 있 고, 또한 두개의 1차원 펄스 변조기들의 결합을 사용하는 것을 가능하게 한다. 상기 추가적 노이즈 신호의 추가를 생략하는 것 또한 가능하다.

Claims (8)

  1. 코리올리 자이로(1)의 공진기(2)의 유도 진동/판독 진동의 순시 진폭들/주파수들의 측정값을 나타내는 디지털 판독 신호들(S9,S10)이 생성되는 단계와,
    상기 공진기(2)는 상기 공진기(2)에 적용되되, 상기 유도 진동/판독 진동이 특정한 진폭들/주파수들을 지니도록 상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)의 함수로서 제어되는 힘 신호들(S3 내지 S6)을 인가받는 단계를 포함하는 코리올리 자이로(1)의 작동방법에 있어서,
    상기 힘 신호들(S3 내지 S6)이 상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)에서 얻어지는 디지털 유도/보상 신호들(S15 내지 S18)을 공급받는 펄스 변조기(37)로부터의 양자화 출력 신호들(S1 내지 S2)로부터 생성되는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 변조기(37)로부터의 상기 출력 신호들(S1 내지 S2)이 3원-양자화되는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 펄스 변조기(37)는 각각 3원-양자화되는 제1 및 제2출력 신호(S1 내지 S2)를 생성하되, 상기 제1출력 신호(S1)는 3원-양자화 힘 펄스들(S3,S4)의 제1시퀀스로 변형되고, 상기 제2출력 신호(S2)는 3원-양자화 힘 펄스들(S5,S6)의 제2시퀀스로 변형되고, 상기 힘 펄스들의 제1시퀀스는 상기 유도 진동을 소정의 진폭들/주파수들로 설정하기 위하여 사용되는 상기 힘 신호들의 부분이고, 상기 힘 펄스들의 제2시퀀스는 상기 판독 진동을 소정의 진폭들/주파수들로 설정하기 위하여 사용되는 상기 힘 신호들의 부분인 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)의 생성단계는
    -상기 힘 신호들에 의해 생성되는 전기장을 기준으로 하여 이동 중심 전극으로 흐르는 전기적 전하량이 전하 증폭기(31)에 의해 측정되는 단계와,
    -상기 전하 증폭기(31)로부터 대응하는 아날로그 출력 신호(S7)가 디지털 출력신호(S8)로 변환되는 단계와,
    -상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)이 상기 펄스 변조기(37)로부터의 순시 또는 이전(older) 출력 신호 값들(S1,S2)의 함수로서, 신호 분리기(33)를 통해 상기 전하 증폭기(31)의 상기 출력 신호로부터 결정되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)은 각각의 경우에 있어서 복조 단계를 통해 정규(normal) 및 직교위상 요소(S11 내지 S14)로 나누어지는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 디지털 유도/보상 신호들(S15 내지 S18)의 정규(normal) 및 직교위상 요소들은 제어 시스템(36)을 통해 상기 디지털 판독 신호들의 상기 정규(normal) 및 직교위상 요소들(S11 내지 S14)로부터 생성되고 상기 펄스 변조기(37)로 전송되는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 작동 방법.
  7. 코리올리 자이로(1)의 공진기(2)의 유도진동/판독진동의 순시 진폭들/주파수들의 측정값을 나타내는 디지털 판독 신호들(S9,S10)을 생성하는 유닛(31,32,33)과,
    상기 유도진동/판독진동이 특정한 진폭들/주파수들을 지니도록 제어되는 힘 신호들(S3 내지 S6)이, 상기 디지털 판독 신호의 함수로서 생성되어 상기 공진기(2)에 전송되도록 하는 적어도 하나의 제어 루프(31 내지 37)로 이루어진 코리올리 자이로의 사용을 위한 측정/제어(조절) 전자기기에 있어서,
    상기 제어루프의 일부분을 이루고, 상기 디지털 판독 신호들(S9,S10)로부터 얻어진 디지털 유도/보상 신호들(S15 내지 S16)을 공급받는 펄스 변조기(37)를 구비하여, 상기 힘 신호들이 상기 펄스 변조기(37)의 양자화된 출력신호들(S1,S2)로부터 생성되도록 하는 것을 특징으로 하는 코리올리 자이로의 사용을 위한 측정/제어 전자기기.
  8. 복소 입력 신호(x(t))와 피드백 신호(y(t))(52)간의 차이로부터 제어 오차 신호를 생성하는 덧셈노드(51)와,
    상기 제어 오차 신호를 제어 신호(57)로 변환하는 신호변환유닛과,
    상기 제어 신호(57)에 주파수(ω0)에서 진동하는 복소 믹싱 신호를 곱하여, ω0에 의한 업믹스 제어 신호의 실수부(61) 및 허수부 중에서 적어도 하나를 생성하는 제1곱셈 유닛(58)와,
    ω0에 의한 상기 업믹스 제어 신호의 실수부 및 허수부 중에서 적어도 하나를 양자화하여 펄스 신호(y(t))를 생성하는 양자기(62)와,
    상기 펄스 신호(y(t))를 사용하여 상기 덧셈노드를 위한 상기 피드백 신호(52)를 생성하는 피드백유닛을 포함하는 것을 특징으로 하여 복소 입력 신호 x(t)를 펄스 신호 y(t)로의 변환을 위한 펄스 변조기.
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