NO337370B1 - Pulsmodulator og fremgangsmåte for pulsmodulering - Google Patents
Pulsmodulator og fremgangsmåte for pulsmodulering Download PDFInfo
- Publication number
- NO337370B1 NO337370B1 NO20055148A NO20055148A NO337370B1 NO 337370 B1 NO337370 B1 NO 337370B1 NO 20055148 A NO20055148 A NO 20055148A NO 20055148 A NO20055148 A NO 20055148A NO 337370 B1 NO337370 B1 NO 337370B1
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- complex
- control
- pulsed
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 21
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims abstract description 38
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 20
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 12
- 230000000638 stimulation Effects 0.000 claims description 9
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 claims description 3
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 3
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 10
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 230000004936 stimulating effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000019491 signal transduction Effects 0.000 description 1
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/3017—Arrangements specific to bandpass modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/302—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M7/3024—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M7/3026—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a multiple bit one
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Liquid Crystal Display Device Control (AREA)
- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
Description
Oppfinnelsen vedrører en pulsmodulator for konvertering av et kompleks inngangssignal til et pulsert signal, og en fremgangsmåte for pulsmodulering av et kompleks inngangssignal.
Digitale/analoge omformere kan anvendes for å konvertere et digitalt inngangssignal til et analogt signal. Imidlertid er disse modulene kostbare og krever en relativt stor mengde med elektrisk strøm. Et antall strømforsyninger kreves ofte. En ytterligere ulempe er at digitale/analoge omformere er vanskelig å integrere med den digitale elektronikken og begrenser derfor miniatyrisering.
Digitale/analoge omformere er derfor erstattet med digitale pulsmodulatorer, slik som sigma-delta modulatorer, slik som sigma-delta omformere, i mange applikasjoner. En konvensjonell sigma-delta modulator har en integrator,, som integrerer differansesignalet mellom inngangssignalet og det tilbakekoblete kvantiserte signalet, så vel som en kvantiserer, som kvantiserer det kvantiserte signalet. Et kvantisert pulsert signal kan deretter avlyttes ved utgangen på kvantisereren, og blir matet tilbake som et tilbakekoblet signal til inngangen på sigma-delta omformeren. Sigma-delta modulatorer er kjennetegnet ved en typisk støykarakteristikk, med kvantiseirngsstøyen som blir forskjøvet fra det lavfrekvente området i nærheten av <£>=0 mot høyere frekvenser. Støyen som forekommer i området med høyere frekvenser kan deretter bli dempet med hjelp av et nedstrøms lavpassfilter. Sigma-delta omformere kan implementeres ved lav kostnad, og kan integreres med den digitale elektronikken. For noen applikasjoner vil det imidlertid være fordelaktig å være i stand til å beholde kvantiseringsstøyen lavt i høyere frekvenser.
US Patent 5,841,388 "A/D Converter Apparatus with Frequency Conversion Function and Radio Apparatus using the same" beskriver en A/D-omfomner med negativ tilbakekobling, som har en A/D-omformer som er tilkoblet hovedsignal-linjen og har en første frekvenskonverteringsfunksjonalitetforfrekvenskonvertering av inngangssignalet, og beskriver en D/A-omformer som er tilkoblet tilbake-koblingssignaliinjen og har en ytterligere frekvenskonverteringsfunksjonalitet, slik at frekvensen for det tilbakekoblete signalet blir endret til en frekvens som tilsvarer hovedsakelig til frekvensen for inngangssignalet.
Europeisk patent EP 0 461 721 beskriver en sender med en elektronisk innretning for å produsere et modulatorbærersignal, med denne innretningen som haren sigma-delta (1-bit) signalomformer, som omfatter minst én adderingsenhet innbefattet i en lukket signalsløyfe, et tavpassfilter og en pulsformer som er drevet ved samplingfrekvensen fs, og med kretsinnretningen som har en mikser som er drevet ved bærefrekvensen fc, slik at utgangssignalet fra pulsformeren blir videre-ført til mikseren, og frekvensen fc tilsvarer den for halve samplingshastigheten, eller til et heltallmultippel av den.
US patent 5,866,969, "Actuating Circuit of Piezoelectric Transformer and Actuating Method thereof beskriver en driverkrets for en piezoelektrisk transduser. Et sinusformet signal som blir produsert ved utgangen av en AGC-sløyfe blir videreført til en delta-sigma modulator, som anvender dette til å produsere et 1-bit kvantisert bitsignal. Dette pulserte signalet svitsjer drivere, hvilke utgangssignaler blir videreført til den piezoelektriske tranduseren.
Et formål med oppfinnelsen er derfor å frembringe en pulsmodulator så vel som en fremgangsmåte for pulsmodulering, hvori spektralfordelingen for kvantiserings-støyen kan fleksibelt tilpasses.
Dette formålet ved oppfinnelsen blir oppnådd ved en drivkrets for en mikromekanisk resonator ifølge krav 1, ved en frekvensgenerator ifølge krav 16, og ved en fremgangsmåte for pulsmodulering av et kompleks inngangssignal iføige krav 22..
Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen for konvertering av et kompleks inngangssignal til et pulsert signal har et subtrahertngstrinn som produserer et kontrollfeilsignal fra differansen mellom det komplekse inngangssignalet og titbake-koblingssignalet. Dessuten har pulsmodulatoren et signalkonverteringstrinn, som konverterer kontrolrfeilsignalet til et kontrotlsignal. I det første multrplikasjonstrinnet blir kontrollsignalet multiplisert av et komplekst miksesignal som oscillerer ved frekvensen <oo, og derfor produserer minst én reell del og imaginær del av et kontrotlsignal oppmikset av a>o. Pulsmodulatoren har videre et kvantiseirngstrinn, som kvantiserer minst én reell del og imaginær del av kontrollsignalet oppmikset av co0og derfor produserer det pulserte signalet, så vel som en tilbakekoblingsenhet, som anvender det pulserte signalet for å produsere tilbakekoblingssignalet for subtraheringstrinnet.
Fremgangsmåten for drift av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen, som representerer en fordelaktig modifikasjon av en konvensjonell sigma-delta omformer, vil bli beskrevet i den etterfølgende teksten for eksemplet med et inngangssignal som holdes konstant uten noen restriksjoner generelt sett. Subtraheringstrinnet og signalkonverteringstrinnet konverterer dette inngangssignalet til et kontrollsignal, som likeledes varierer kun noe i tid. I kontrast til konvensjonelle sigma-delta omformere så blir dette kontrollsignalet imidlertid nå multiplisert av det første multiplikasjonstrinnet med et komplekst miksesignal ved frekvensen a»0, for å på denne måten produsere et kontrollsignal oppmikset med frekvensen<g>>o- Den reelle delen eller den imaginære delen av dette kontrollsignalet som oscillerer ved frekvensen æo blir deretter kvantisert av kvantiseringstrinnet, som derfor resulterer i et reelt pulsert signal med en dominant frekvenskomponent ved frekvensen coo ved utgangen på kvantiseringstrinnet Dette reelle pulserte signalet, sammen med hjelp av positive eller negative pulser, simulerer et sinusformet signal ved frekvensen cao- Dette pulserte signalet representerer på samme tid opprinnelsespunktet for beregningen av tilbakekoblingssignalet, som blir matet tilbake til subtraheringstrinnet, hvor det blir subtrahert fra inngangssignalet for å kunne bestemme kontrollfeilen.
For å kunne produsere de pulserte signalet er det ikke absolutt nødvendig å beregne både den reelle delen og den imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset av©0. Dersom hensikten er å utlede det pulserte signalet fra den reelle delen av det oppmiksete kontrollsignalet, så behøver ikke da den imaginære delen av det oppmiksete kontrollsignalet nødvendigvis å bli produsert.
Hovedfordelen med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen sammenlignet med konvensjonelle sigma-delta modulatorer er at området med lavt kvantiseringsstøy blir forskjøvet fra det lavfrekvente området i nærheten av00=0 mot driftsfrekvensen o)0. Dette blir oppnådd ved kompleks oppmiksing av kontrollsignalet i det første multiplikasjonstrinnet. Dette resulterer i et pulsert signal som faktisk har et lavt støynivå i det relevante spektrale området rundt too.
Startpunktet for å forstå støykarakteristikken er at signalkonverteringstrinnet som for eksempel kan dannes av en integrator har en lavpasskarakteristikk. Dette betyr at relativt høyfrekvente komponenter blir delvis dempet av signalkonverteringstrinnet. I konvensjonelle sigma-delta omformere forårsaker denne dempningen av de høyerefrekvente komponentene i reguleringssløyfen en økning i kvantiserings-støyen ved disse høyere frekvensene. I kontrast er kvantiseringsstøyen i det lavfrekvente området lavt. I tilfellet med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen blir kontrollsignalet, som kan avlyttes ved utgangen på signalkonverteringstrinnet, oppmikset til frekvensen ©0- Området med lavt kvantiseirngsstøy blir derfor også forskjøvet fra frekvensen æ^O mot miksefrekvensen <a0, selv om signalkonverteringstrinnet på inngangssiden fremdeles behandler et signal som ikke har blitt oppmikset. Dette resulterer i et pulsert signal med et støynivå som er lavt i nærheten av ooo-
Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan implementeres med lav kostnad, krever relativt lite elektrisk strøm og kan enkelt integreres sammen med den digitale elektronikken.
Det er fordelaktig for pulsmodulatoren å ha en aktiv signalvei for behandling av den reelle delen av inngangssignalet, så vel som en kvadratursignalvei for behandling av den imaginære delen av inngangssignalet. Det er også fordelaktig for kontrolrfeilsignalet, kontrollsignalet og tilbakekoblingssignalet hver for seg å være komplekse signaler, som hver har en reell signalkomponent så vel som en imaginær signalkomponent. For å kunne sikre at det reelle pulserte signalet reflekterer den reelle delen eller den imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset med <*>o i den korrekte fasen, er subtraheringstrinnet, signalkonverteringstrinnet, det første multiplikasjonstrinnet og tilbakekoblingsenheten komplekse signalbehandlingsenheter som hver har en aktiv signalvei og en kvadratur signalvei. Imidlertid kreves kun den reelle delen (eller ellers den imaginære delen) av utgangssignalet fra det første multiplikasjonstrinnet for å kunne utlede det reelle pulserte signalet fra det med hjelp av kvantiseringstrinnet. Kvantiseringstrinnet kan derfor være et reelt behandlingstrinn. Det reelle pulserte signalet blir deretter faktisk konvertert til et komplekst tilbakekoblingssignal i tilbakekoblingsenheten. Denne konstruksjonen av pulsmodulatoren gjør det mulig å syntetisere et reelt pulsert signal som reproduserer en harmonisk oscillering ved frekvensen ©o med lavt fase- og amplitudestøy, med den korrekte fasen.
Ifølge en fordelaktig utførelse av oppfinnelsen har signalkonverteringstrinnet et integratortrinn som integrerer kontrolrfeilsignalet og produserer et integrert signal som kontrollsignalet. Integrering av kontrollfeilsignalet gjør det mulig å kontinuerlig slave det (komplekse) integrerte signalet til det komplekse inngangssignalet. Siden et integratortrinn har en lavpassfilterkarakteristikk, resulterer dette i ved utgangen på integratortrinnet i et kontrollsignal med et redusert støynivå i området rundt co-0. Dersom dette kontrollsignalet deretter blir oppmikset av det første multiplikasjonstrinnet, og deretter blir kvantisert, så resulterer dette i et pulsert signal med den ønskede støykarakteristikken.
Det er fordelaktig for integratortrinnet å ha en første integrator for den aktive signalveien og en andre integrator for kvadratursignalveien, med den første integratoren som integrerer den reelle delen av kontrollfeilsignalet, og med den andre integratoren som integrerer den imaginære delen av kontrollfeilsignalet. Et komplekst integratortrinn for det komplekse kontrollfeilsignalet kan på denne måten produseres med hjelp av to separate integratorer.
Det er fordelaktig for signalkonverteringstrinnet å ha et forsterkertrinn. Forsterkningsfaktoren blir i dette tilfellet valgt slik at kvantisereren mottar det korrekte inngangssignalnivået.
Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse av oppfinnelsen har et første multiplikasjonstrinn en første multiplikator for den aktive signalveien og en andre multiplikator for kvadratursignalveien. Den første multiplikatoren multipliserer den reelle delen av kontrollsignalet med den reelle delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen o>0, og produserer derfor et første resultatsignal. Den andre multiplikatoren multipliserer den imaginære delen av kontrollsignalet med den imaginære delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen <d0, og produserer derfor et andre resultatsignal. Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse har pulsmodulatoren en adderer som adderer det første resultatsignalet fra den første multiplikatoren og det andre resultatsignalet fra den andre multiplikatoren for å danne et sumsignal for å bestemme den reelle delen for det oppmiksete kontrollsignalet.
Dersom det antas at det komplekse kontrollsignalet er i formen R+j I, og, ved et eksempel er det komplekse miksesignalet representert i formen e' Jtv, og da blir det første resultatsignalet fra den første multiplikatoren R cos(a>0t). Det andre resultatsignalet fra den andre multiplikatoren antas formen l-sin(<o0t), og addereren produserer signalet R-cos{a>0t)+ I sin(coot) som sumsignalet. Imidlertid tilsvarer dette nøyaktig til den reelle delen av (R+j •!)• em. Den reelle delen av den komplekse multiplikasjonen av kontrollsignalet og miksesignalet kan derfor bestemmes ved hjelp av den første multiplikatoren, den andre multiplikatoren og addereren.
Ifølge én fordelaktig utførelse av oppfinnelsen blir sumsignalet som blir produsert av addereren deretter kvantisert av kvantiseringstrinnet for å på denne måten produsere det reelle pulserte signalet.
I dette tilfellet er det fordelaktig for et støynivå å bli addert med inngangssignalet
på kvantiseringstrinnet. Pulsmodulatoren blir klokket ved en samplingsfrekvens o)Asom må være betraktelig høyere enn miksefrekvensen co0. Bestemte forhold for©o og©a resulterer i at dempningsoscilleringer blir dannet i pulsmodulatoren, og disse kan ses på som ytterligere topper (peaks) i frekvensspekteret for det pulserte
signalet. Siden støynivået blir lagt til inngangssignalet til kvantisereren, så blir resultatet av kvantiseringsprosessen statistisk avsluttet Dette trikset gjør det mulig å forhindre dannelsen av dempningsoscilleringer.
Kvantiseringstrinnet utfører fortrinnsvis binær kvantisering eller trippelkvantisering av sitt respektive inngangssignal. I tilfellet med binær kvantisering kan det pulserte signalet kun anta verdiene 0 og 1. Et pulsert signal blir deretter produsert som omfatter kun positive spenningspulser. Et trippelkvantisert pulsert signal kan anta verdiene -1, 0,1. Et pulsert signal slik som dette omfatter både positive og negative spenningspulser. Trippelkvantisering blir derfor utført når et pulsert signal kreves med både positive og negative pulser.
Tilbakekoblingsenheten har fortrinnsvis et andre multiplikasjonstrinn som multipliserer det pulserte signalet med et komplekskonjugert miksesignal som oscillerer ved frekvensen coo, og produserer derfor tilbakekoblingssignalet, nedmikset med©o for subtrahereren. Det pulserte signalet ble produsert av kvantiseringen av den reelle delen av det oppmiksede kontrollsignalet, og har derfor sin dominante frekvenskomponent ved frekvensen ra0. Før det pulserte signalet kan anvendes som et tilbakekoblingssignal, må det derfor nedmikses igjen til basisbånd. For dette formålet blir det pulserte signalet multiplisert av et komplekskonjugert miksesignal ved frekvensen oa0for å på denne måten oppnå et nedmikset komplekst tilbakekobiingssignal.
Det andre multiplikasjonstrinnet har fortrinnsvis en tredje multiplikator for produksjon av den reelle delen av tilbakekoblingssignalet og har en fjerde multiplikator for produksjon av den imaginære delen av tilbakekoblingssignalet, med den tredje multiplikatoren som multipliserer det pulserte signalet med den reelle delen av det komplekskonjugerte miksesignalet som oscillerer ved frekvensen<q>>0. For å forskyve frekvenskomponenten for det pulserte signalet, som er ved frekvensen©0i den korrekte retningen, må multiplikasjonen av det pulserte signalet med miksesignalet utføres i kompleks form. Det pulserte signalet y(t) er et reelt signal, mens det komplekskonjugerte miksesignalet kan representeres i formen e* ja>'. Den komplekse multiplikasjonen produserer derfor et kompleks tilbakekobiingssignal med den reelle delen y(t)cos(©o) og den imaginære delen y(t)sin((D0t).
Pulsmodulatoren blir fortrinnsvis drevet ved en samplingsfrekvens tuA som er 2 til 1000 ganger høyere enn miksefrekvensen ©o- Dette er nødvendig for å tilfreds-stille nyquist-forholdet for de oppmiksede signalene.
Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse blir pulsmodulatoren implementert med hjelp av en digital signalprosessor (DSP). Alle operasjonene som kreves for drift av pulsmodulatoren kan programmeres med hjelp av signalbehandlingsrutiner.
Drivkretsen ifølge oppfinnelsen for en mikromekanisk resonator har minst én pulsmodulator av typen beskrevet ovenfor. Det pulserte signalet som blir produsert av den minst ene pulsmodulatoren, blir fortrinnsvis anvendt for elektrostatisk oscillering av resonatoren. Det pulserte signalet som blir produsert kan tilkobles direkte til de stimulerende elektrodene for resonatoren. I dette tilfellet er det fordelaktig for miksefrekvensen©0for pulsmodulatoren å tilsvare én resonansfrekvens for resonatoren fordi denne da sikrer effektiv stimulering av oscillatoren.
En frekvensgenerator ifølge oppfinnelsen for sammenstilling av et pulsert signal ved en forhåndsbestemt frekvens med en forhåndsbestemt fase har minst én pulsmodulator av typen beskrevet ovenfor. Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes til å produsere et tilsvarende pulsert signal y(t) ved en forhåndsbestemt frekvens med en forhåndsbestemt fase. I dette tilfellet kan fasevinkelen for det pulserte signalet som blir produsert forhåndsbestemmes svært presist ved hjelp av forholdet mellom den reelle delen og den imaginære delen av inngangssignalet x(t). Det pulserte signalet som blir produsert har et lavt støynivå i nærheten av <a0.
Ifølge en ytterligere fordelaktig utførelse blir pulsmodulatoren etterfulgt av et båndpassfilter, fortrinnsvis et krystall- eller keramisk filter. Dette nedstrøms-båndpassfilteret tillater de frekvenskomponentene som er lenger vekke fra o>0og hvori støynivået er høyt for å bli filtrert ut.
Oppfinnelsen og ytterligere fordelaktige detaljer vil bli beskrevet mer detaljert i den etterfølgende teksten med henvisning til tegningene, som er i formen av eksempelvise utførelser, og hvori: Figur 1 viser et kompleks blokkdiagram over pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen. Figur 2 viser et blokkdiagram over pulsmodulatoren som viser aktive veier og kvadraturveier separat.
Figur 3 viser et trippelkvantisert pulsert signal y(t).
Figur 4 viser et frekvensspektrum av det pulserte signalet y(t) som blir produsert ved utgangen på kvantisereren. Figur 5 viser frekvensspektret fra figur 6 etter filtrering av en mikromekanisk oscillator. Figur 6 viser et frekvensspektrum av et pulsert signal y(t) som har blitt plottet for et forhold for miksefrekvensen til samplingsfrekvensen av©o/e^O^S.
Figur 7 viser en pulsmodulator med statistisk avrunding.
Figur 8 viser frekvensspektret fra figur 8 med statistisk avrunding som blir utført.
Figur 9 viser et blokkdiagram av en todimensjonal pulsmodulator.
Figur 1 viser et blokkdiagram av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen i kompleks form. Det komplekse inngangssignalet x(t) har en reell del og en imaginær del, som begge er representert som digitale verdier. Det komplekse tilbakekoblingssignalet 2 blir subtrahert fra det komplekse inngangssignalet x(t) i adderingsnoden 1, med differansen mellom disse to komplekse signalene som representerer kontrollfeilen. Videre blir innholdet (likeledes kompleks) av forsinkelseselementet 3 addert til denne differansen i adderingsnoden 1. Innholdet av forsinkelseselementet 3 blir videreført via signallinjen 4 til adderingsnoden 1. Forsinkelseselementet 3 sammen med signallinjen 4 danner et kompleks integratortrinn, som integrerer den komplekse kontrollfeilen, dvs. differansen mellom inngangssignalet og tilbakekoblingssignalet. Det integrerte signalet 5 blir tilsvarende forsterket med faktoren "a" i forsterkertrinnet 6, og det forsterkede signalet 7 blir videreført til det første muttiplikatortrinnet 8, hvor det forsterkede signalet 7 blir multiplisert med det komplekse miksesignalet <rw for å pa denne måten oppnå signatet 9, oppmikset til frekvensen æ0- Blokken 10 bestemmer den reelle delen av det komplekse oppmiksede signalet 9 og den reelle delen 11, oppnådd på denne måten av det oppmiksede signalet blir gjort tilgjengelig for kvantisereren 12. I utførelsen vist i figur 1 er kvantisereren 12 i formen av en trippelkvantiserer, som konverterer det respektive inngangssignalet til de tre mulige verdiene -1,0, +1 av et pulsert signal med hjelp av komparatorer. Det kvantiserte pulserte signalet y(t) som blir produsert på denne måten kan avlyttes ved utgangen på kvantisereren 12. Det reelle pulserte signalet y(t) blir multiplisert i det andre multiplikatortrinnet 13 av det komplekskonjugerte miksesignalet é~ m for å produsere det komplekse tilbakekoblingssignalet 2. Det komplekse tilbakekoblingssignalet 2, som blir oppnådd på denne måten av multiplikasjon av et reelt tatl og et kompleks tall, blir videreført til adderingsnoden 1 ved inngangen til kretsen.
Sekvensen med funksjonelle enheter som er illustrert i figur 3 kan implementeres ved hjelp av en digital signalprosessor (DSP) eller ved hjelp av maskinvare som er spesifikt tilveiebrakt for dette formålet. Den digitale signalbehandlingen må i dette tilfellet utføres ved en samplingsfrekvens om, som er betydelig høyere enn frekvensen ©o av det komplekse miksesignalet. Foreksempel kan 2 til 1000 ganger miksefrekvensen coo anvendes som samplingshastigheten toA-
Igjen viser figur 2 pulsmodulatoren som blir illustrert i figur 1, med den aktive signalveien og kvadratursignalveien som i dette tilfellet blir vist separat Den øvre halvdelen av figur 2 viser den aktive signalveien 14, som behandler den reelle delen R av inngangssignalet x(t). Den nedre halvdelen av figur 2 viser kvadratursignalveien 15 for behandling av den imaginære delen I av inngangssignalet. Den reelle delen av kontrollfeilen blir bestemt i adderingsnoden 16 i den aktive signalveien som differansen mellom den reelle delen R av inngangssignalet og den reelle delen 17 av det tilbakekoblete signalet. Integratorverdien som har blitt lagret til da i forsinkelseseiementet 18, blir lagt til denne kontrollfeilen, og blir videreført via signallinjen 19 til adderingsnoden 16. Sammen med signallinjen 19 danner forsinkelseseiementet 18 en integrator med overføringsfunksjonen
Addering av den reelle delen av kontrollfeilen til den tidligere integratorverdien resulterer i en ny integratorverdi, som igjen blir lagret i forsinkelseseiementet 18. Det integrerte signalet 20 i den aktive signalveien blir skalert med faktoren "a" av forsterkeren 21, og blir videreført som et forsterket signal 22 til den første multiplikatoren 23. Den første multiplikatoren 23 multipliserer det reelle, forsterkede signalet 22 med det reelle signalet cos(coot), dvs. med den reelle delen av e~<M>'. Den første multiplikatoren 23 bestemmer produktet R cos(o>0t), som blir tilført som signalet 24 til addereren 25. Kvadratursignalveien 15 for pulsmodulatoren har en adderingsnode 26, hvori differansen mellom den imaginære delen I av inngangssignalet og den imaginære delen 27 av det tilbakekoblede signalet blir beregnet. Denne differansen, som tilsvarer den imaginære delen av kontrollfeilen, blir lagt til det tidligere innholdet i forsinkelseseiementet 28, som blir videreført til adderingsnoden 26 via signallinjen 29. Den nye verdien, som blir oppnådd som summen av den tidligere verdien og den imaginære delen av kontrollfeilen, blir skrevet til forsinkelseseiementet 28. Sammen med signallinjen 29 danner forsinkelseseiementet en integrator med overføringsfunksjonen Det integrerte signalet 30 fra kvadratursignalveien blir produsert ved utgangen på denne integratoren, og blir skalert med faktoren "a" av forsterkeren 31. Det forsterkede signalet 32 som oppnås på denne måten i kvadratursignalveien blir deretter multiplisert med signalet sin(©0t) i den andre multiplikatoren 33. Produktet l sin(o>0t) som oppnås på denne måten blir tilført som signalet 34 til addereren 25. Addereren 25 adderer signalene R-cos(a>ot) og Rsin(©ot) og produserer signalet Rcos(eoot)+ l*sin(oot) som signalet 35 ved sin utgang. Imidlertid tilsvarer dette signalet 35 nøyaktig til den reelle delen av det oppmiksede signalet, fordi den komplekse multiplikasjonen av x(t) og e~ Jev gir: og den reelle delen av dette signalet er R-cos(oo0t)+ l sin(co0t). Signalet 35 representerer derfor den reelle delen av det komplekse oppmiksede signalet, og til denne grad tilsvarer signalet 11 som er illustrert i figur 1. Det digitale målte signalet 35 blir videreført til kvantisereren 36, som konverterer dette inngangssignalet til det kvantiserte signalet y{t). Den tretrinns (trippel) kvantisereren vist i eksempelet i figur 1 og figur 3 kvantiserer inngangssignalet på grunnlag av y( t) e {-l;0,+l}. For dette formålet har kvantisereren 36 komparatorer, som sammenligner signalnivået for signalet 35 kontinuerlig med forhåndsbestemte terskelverdier. Avhengig av resultatet for disse sammenligningene blir utgangssignalet y(t) tildelt en av verdiene -1; 0; +1 som den gjeldende signalverdien. I stedet for den tretrinns (trippel) kvantisereren kan andre ønskede kvantisererer anvendes avhengig av anvendelsesformålet, for eksempel totrinns (dobbel) eller flertrinnskvantisererer. Den reelle delen 17 og den imaginære delen 27 forden komplekse tilbakekoblete signalet blir utledet fra det kvantiserte pulserte signalet y(t). For dette formålet blir det pulserte signalet y(t) multiplisert av det komplekskonjugerte miksesignalet
Den reelle delen y( t)- cos( o>0t) av det komplekse tilbakekoblete signalet blir produsert av den tredje multiplikatoren 37, som multipliserer det pulserte signalet y(t) med cos(©0r). Den reelle delen 27 av det tilbakekoblete signalet blir derfor produsert ved utgangen for den tredje multiplikatoren 37, og blir matet tilbake til adderingsnoden 26. For å produsere den imaginære delen y( t) • sin(©0/) for det komplekse tilbakekoblete signalet blir det pulserte signalet y(t) multiplisert med sin(ø00 ■ den fjerde multiplikatoren 38. Den imaginære delen 27 for det tilbakekoblete signalet blir produsert ved utgangen på den fjerde multiplikatoren 38, og blir matet tilbake til adderingsnoden 26.
I de eksempelvise utførelsene vist i figur 1 og 2 blir integratorer tilveiebrakt på inngangssiden, som integrerer kontrollfeilen mellom inngangssignalet og det tilbakekoblete signalet, og derfor produserer et integrert signal.
Overføringsfunksjonen H{z) for en integrator kan skrives som
signaikonverteringstrinn med andre overføringsfunksjoner H{z) kan også anvendes på inngangssiden i stedet for integratorer. For eksempel kan høyere ordens overføringsfunksjoner H(z) anvendes i hvilket tilfelle, imidlertid:
Overføringsfunksjonen H(z) bør derfor gå mot uendelig for situasjonen hvori frekvensen co går mot verdien null (z -» 1). De ytterligere ledige parameterne for H(z) kan anvendes for å optimalisere spesifikke karakteristikker for modulatoren (for eksempel signal-til-støy-forhold) eller hele systemet.
Figur 3 viser pulsformen for det pulserte signalet y(t) som kan avlyttes ved utgangen på kvantisereren for situasjonen med trippelkvantisering med y( t) € {-l;0,+l} som ble bestemt med hjelp av en datamaskinsimulering. I dette tilfellet ble den reelle delen R for det komplekse inngangssignalet satt til 0,3, mens den imaginære delen I av inngangssignalet ble satt til å være lik null. Inngangssignalet x(t) er derfor konstant, og varierer ikke som en funksjon av tid. Samplingsfrekvensen©a er fem ganger større enn miksefrekvensen©o/©A=0,2. Klokkepulsene ved samplingsfrekvensen ©a er vist på abscissen, og er nummerert etterfølgende fra 5000 til 5100. Under hver klokkesyklus antar det pulserte signalet y(t) én av tre mulige verdier -1; 0; +1. Den respektive verdien for y(t) under én spesifikk klokkesyklus ved samplingsfrekvensen blir plottet i retningen for ordinaten.
Dersom en spektralanalyse (FFT) blir utført for det pulserte signalet som blir illustrert i figur 3, resulterer dette i spektrumet som vises i figur 4. Frekvensen for de respektive spektralkomponentene er vist i tilfeldige FFT-enheter på abscissen, mens signalintensiteten blir plottet i dB i retningen for ordinaten. En signaltopp (peak) kan ses i den spektrale fordelingen ved frekvensen©0. Det kan også ses at støynivået i nærheten av frekvensen©o er betraktelig mindre enn i den gjenstå-ende delen av spekteret. I en konvensjonell sigma-delta modulator vil støynivået i kontrast være redusert betraktelig ved lave frekvenser, dvs. i nærheten av frekvensen©o-1 tilfellet med pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen blir det integrerte og forsterkede signalet oppmikset til miksefrekvensen©0ved hjelp av en kompleks multiplisering. Følgelig blir spektralområdet hvori støyen blir redusert også forskjøvet mot miksefrekvensen©o, og resulterer derfor i støykarakteristikken som blir illustrert i figur 4.
Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes for digital sammenstilling av et pulsert signal, hvori tilfellet hovedspektralkomponenten for det pulserte signalet kan forhåndsbestemmes av miksefrekvensen co0. Fasevinkelen for det pulserte signalet som blir produsert kan settes nøyaktig av forholdet mellom den reelle delen og den imaginære delen av inngangssignalet, og dette resulterer i et pulsert signal hvor fasen er stabil. Når det anvendes en pulsmodulator ifølge oppfinnelsen for frekvenssammenstilling, bør det pulserte signalet y(t) bli filtrert ved hjelp av et elektrisk båndpassfilter, hvilket båndpass er sentrert rundt frekvensen <o0. Dette båndpassftlteret som for eksempel kan være i form av et krystall- eller keramisk filter, gjør det mulig å dempe spektralområder lenger vekke fra co0, hvori støynivået er uønsket høyt. Et båndpassfilter slik som dette gjør det mulig å forbedre signal-støy-forholdet betraktelig.
Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen er egnet bl.a. for stimulering av elektro-magnetiske oscillatorer for å utføre harmoniske oscilleringer. Mer bestemt kan de elektrostatiske kreftene som kreves for oscilleringsstimulering bli produsert ved hjelp av et trippelkvantisert pulsert signal som blir påført stimuleringselektrodene for en mikromekanisk resonator. Frekvensen©o for det pulserte signalet y(t) er i dette tilfellet fortrinnsvis valgt til å være lik resonansfrekvensen for den mikromekaniske oscillatoren. Dersom det pulserte signalet som blir illustrert i figur 3 og figur 4 blir anvendt for harmonisk stimulering av en høy Q-faktor oscillator (for eksempel med en Q-faktor på 10<4>), hvilken resonansfrekvens tilsvarer stimuler-ingsfrekvensen ©0, så blir mesteparten av kvantiseringsstøyen filtrert ut av oscillatoren selv. Mer bestemt blir kvantiseirngsstøyen i spektrale områder lenger vekke fra resonansfrekvensen ©o dempet av oscillatoren selv. Det filtrerte spekteret som oppnås på denne måten er vist i figur 5.
Spesifikke forhold mellom frekvensene©o/©aforeligger hvor det støytiknende kvantiseringsproduktet i y(t) blir konvertert til en rekke av mer eller mindre periodiske funksjoner. Som ett eksempel på dette så viser figur 6 et frekvensspekter som ble oppnådd forforholdet©o/©a=0,25. Et område med spektrale linjer 39,40,41 etc. kan ses i tillegg til toppen (peaken) ved frekvensen©o. Grunnen til dannelsen av disse spektrale linjene er at kvantisereren er et høyt ikke-lineært element j reguleringssløyfen, fordi dette stimulerer dempnings oscilleringer i reguleringssløyfen med bestemte frekvensforhold. Denne reguleringsstøyferesponsen er kjent fra konvensjonelle delta-sigma omformere.
For å hindre dannelsen av dempningsoscilleringer kan den sentrale lineariteten for kvantisereren forbedres ved å addere et støysignal til inngangssignalet til kvantisereren. Et støysignal som er spektralt uniformt distribuert blir fortrinnsvis anvendt til dette formålet. Figur 7 viser blokkdiagrammet av et tilsvarende modifisert pulssignal. Sammenlignet med blokkdiagrammet vist i figur 2 har pulsmodufatoren vist i figur 7 i tillegg en støygenerator 42, som produserer et støysignal 43.1 tillegg er integratorene som blir vist i figur 2 illustrert i en generalisert form som signalkonverteringstrinn 44,45, med overføringsfunksjonen H(z). Ellers tilsvarer sammensetningene vist i figur 7 til elementene i blokkdiagrammet i figur 2. Støysignalet 43 blir tilført addereren 25, hvor det blir tagt til signalene 24 og 34. Signalet 35 ved inngangen på kvantisereren 36 har derfor et støysignal overlagret på det, og tilslutt leder dette til statistisk avrunding i kvantiseringsprosessen. Figur 8 viser frekvensspekteret av et pulsert signal y(t) som ble produsert med hjelp av en pulsmodulator som er modifisert, som vist i figur 7. Selv om frekvensforholdet coo/coaigjen er lik 0,25 blir ingen dempnings-oscillering dannet.
Pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen kan anvendes mer bestemt for elektrostatisk stimulering av mikromekaniske oscillatorer. For dette formålet, ved hjelp av et eksempel, kan et trippelkvantisert pulsert signal av typen vist i figur 3 tilkobles stimuleringselektrodene for en mikromekanisk resonator. Det pulserte signalet vist i figur 3 representerer et sinusformet signal ved frekvensen æ0- Et pulsert signal slik som dette kan derfor anvendes for å stimulere en mikromekanisk resonator for å utføre harmoniske oscilleringer ved frekvensen coo til å være presise, mer bestemt når frekvensen o0for det pulserte signalet tilsvarer i det minste omtrentlig resonansfrekvensen for oscillatoren.
Resonatorer som kan oscillere i to innbyrdes perpendikulære retninger ^ og y2blir anvendt i rotasjonshastighetssensorer og coriolisgyroskop. Den todimensjonale pulsmodulatoren som vises i figur 9 kan fortrinnsvis anvendes for elektrostatisk stimulering av en resonator med to frihetsgrader. Den todimensjonale pulsmodulatoren har en første pulsmodulator 46, som produserer det pulserte signalet yi(t) fra det komplekse inngangssignalet Ri, li, og dette pulserte signalet blir anvendt til å stimulere resonatoren i yi-retningen. Det pulserte signalet y2(t) blir produsert fra det komplekse inngangssignalet Ri, li av den andre pulsmodulatoren 47, og dette pulserte signalet blir anvendt til å stimulere oscillatoren til å oscillere i y2-retningen. Både den første pulsmodulatoren 46 og den andre pulsmodulatoren 47 er i formen av en pulsmodulator med statistisk avrunding som vist i figur 7. En beskrivelse av konstruksjonen og fremgangsmåten for drift av den første og den andre pulsmodulatoren 46,47 kan derfor finnes i figurbeskrivelsen som vedrører figur 2 og 7. Imidlertid har den todimensjonale pulsmodulatoren som vises i figur 9 én 2D-kvantiserer 48 som deles av de to kanalene og konverterer signalet 49 for den første pulsmodulatoren 46 til det kvantiserte pulserte signalet yi(t), og transformerer signalet 50 for den andre pulsmodulatoren 47 til det kvantiserte pulserte signalet y2(t). Anvendelsen av en 2D-kvantisererer 48, som blir delt av de to kanalene, gjør det mulig under kvantisering av signalene 49,50 å ta hensyn til ytterligere forhold som er fordelaktig for drift av den mikromekaniske sensoren. Én slik ytterligere tilstand, som et eksempel, er at i hvert tilfelle kan kun én av kanalene produsere pulsér annet enn null. Andre mulige ytterligere forhold er at kun ett av utgangssignalene y-i(t), y2(t) kan forandres i hvert tilfelle ved et gitt tidspunkt. Ytterligere forhold slik som disse kan være verdifulle når forskyv-ningsstrømmer som blir anvendt på elektrodene av en dobbel resonator blir målt i sumform for å gjøre det mulig å dedusere avviket for oscillatoren. De ytterligere forholdene gjør det mulig å entydig tilknytte en forskyvningsstrøm med én spesifikk elektrode. Dette gjør det mulig å utføre signalseparering mellom signalene som forårsakes av yi-awiket og y2-awiket for oscillatoren.
Alle utførelsene av pulsmodulatoren ifølge oppfinnelsen som har blitt beskrevet ovenfor kan anvendes for å utføre fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen. Dersom det er nødvendig kan de kombineres med hverandre. Pulsmodulatoren (todimensjonal) som ble beskrevet i figur 9 kan tilpasses "direkte", og det er også mulig å anvende kombinasjoner av to endimensjonale pulsmodulatorer. Det er også mulig å klare seg uten tillegget med det ytterligere støysignatet.
Claims (30)
1. Drivkrets for en mikromekanisk resonator, som har minst en pulsmodulator for å konvertere et kompleks inngangssignal (x(t)) til et pulsert signal (y(t)), kara kterisert ved å omfatte
et subtraheirngstrinn (1) som produserer et kontrollfeiisignal fra differansen
mellom det komplekse inngangssignalet (x(t)) og et tilbakekoblet signal (2), - et enkelt konverteringstrinn som konverterer kontrollfeilsignalet til et kontrollsignal (7), - et første multiplikasjonstrinn (8) som multipliserer kontrollsignalet (7) med et kompleks miksesignal som oscillerer ved frekvensen©o, og produserer derfor minst én av den reelle delen (11) og imaginære delen av et kontrollsignal som er oppmikset med to0, - et kvantiseringstrinn (12), som kvantiserer minst én av den reelle delen og imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset med coo og derfor produserer det pulserte signalet (y(t)), - en tilbakekoblingsenhet som anvender det pulserte signalet (y(t)) for å produsere det tilbakekoblete signalet (2) for subtraheringstrinnet.
2. Drivkrets i samsvar med krav 1,karakterisert vedat miksefrekvensen co0for den pulserte modulatoren tilsvarer til én resonansfrekvens for resonatoren.
3. Drivkrets i samsvar med krav 1 eller 2,karakterisert vedat pulsmodulatoren har en aktiv signalvei for behandling av den reelle delen av inngangssignalet, så vel som en kvadratursignalvei for behandling av den imaginære delen av inngangssignalet.
4. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertv e d at kontrollfeilsignalet, kontrollsignalet og det tilbakekoblete signalet hver er komplekse signaler, som hver har en reell signalkomponent så vel som en imaginær signalkomponent.
5. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertved signalkonverteringstrinnet har et integratortrinn som integrerer kontrollfeilsignalet og produserer et integrert signal som kontrollfeilen.
6. Drivkrets i samsvar med krav 5,karakterisert vedat integratortrinnet har en første integrator for den aktive signalveien (14) og en andre integrator for kvadratursignalveien (15), med den første integratoren som er innrettet til å integrere den reelle delen av kontrollfeilsignalet, og med den andre integratoren som er innrettet til å integrere den imaginære delen av kontrollfeilsignalet.
7. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertved signalkonverteringstrinnet har et forsterkertrinn (6).
8. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertved det første multiplikasjonstrinnet har en første multiplikator (23) for den aktive signalveien og en andre multiplikator (33) for kvadratursignalveien, med den første multiplikatoren som er innrettet til å multiplisere den reelle delen (22) av kontrollsignalet med den reelle delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen co0, og produserer derfor et første resultatsignal (24), og med en andre multiplikator (33) som er innrettet til å multiplisere den imaginære delen (32) av kontrollsignalet med den imaginære delen (32) av kontrollsignalet med den imaginære delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen (Do, og produserer derfor en andre resultatsignal (34).
9. Drivkrets i samsvar med krav 8,karakterisert vedå omfatte en adderer (25) som er innrettet til å addere det første resultatsignalet (24) fra den første multiplikatoren og det andre resultatsignalet (34) fra den andre multiplikatoren for å danne et sumsignal (35) for å bestemme den reelle delen av det oppmiksede kontrollsignalet.
10. Drivkrets i samsvar med krav 9,karakterisert vedat kvantiseringstrinnet kvantiserer sumsignalet som blir produsert av addereren.
11. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertv e d at støynivået blir lagt til inngangssignalet for kvantiseringstrinnet.
12. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertv e d at kvantiseringstrinnet utfører binær kvantisering eller trippelkvantisering av sitt respektive inngangssignal.
13. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertved tilbakekoblingsenheten har et andre muitiplikasjonstrinn (13), som multipliserer det pulserte signalet med et komptekskonjugert miksesignal som oscillerer ved frekvensen©0, og produserer derfor det tilbakekoblete signalet (2) nedmikset med©0, for subtrahereren.
14. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertv e d at det andre multiplikasjonstrinnet har en tredje multiplikator (37) for produksjon av den reelle delen (17) av det tilbakekoblete signalet og har en fjerde multiplikator (38) for produksjon av den imaginære delen (27) av det tilbakekoblete signalet, med den tredje multiplikatoren (37) som er innrettet til å multiplisere det pulserte signalet med en reell del av det komplekskonjugerte miksesignalet som oscillerer ved frekvensen©o, og med den fjerde multiplikatoren (38) som er innrettet til å multiplisere det pulserte signalet med den imaginære delen av det komplekskonjugerte miksesignalet ved frekvensen©o.
15. Drivkrets i samsvar med et av de foregående krav,karakterisertv e d at pulsmodulatoren blir implementert med hjelp av en digital signalprosessor.
16. Frekvensgenerator for sammenstilling av et pulsert signal ved en forhåndsbestemt frekvens og med en forhåndsbestemt fase, som har minst én pulsmodulator for konvertering av et kompleks inngangssignal (x(t)) til et pulsert signal (y(t)) og som omfatter: - et subtraheirngstrinn (1) som produserer et kontrollfeilsignal fra differansen mellom det komplekse inngangssignalet (x(t)) og et tilbakekoblet signal (2), - et enkelt konverteringstrinn som konverterer kontrollfeilsignalet til et kontrollsignal (7), - et første muitiplikasjonstrinn (8) som multipliserer kontrollsignalet (7) med et kompleks miksesignal som oscillerer ved frekvensen©o, og produserer derfor minst én av den reelle delen (11) og imaginære delen av et kontrollsignal som er oppmikset med©0, hvor pulsmodulatoren blir drevet ved en samplingsfrekvens©A som er 2 til 1000 ganger høyere enn miksefrekvensen ©o, - et kvantiseringstrinn (12), som kvantiserer minst én av den reelle delen og imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset med©o og derfor produserer det pulserte signalet (y(t)), - en tilbakekoblingsenhet som anvender det pulserte signalet (y(t)) for å produsere det tilbakekoblete signalet (2) for subtraheringstrinnet.
17. Frekvensgenerator i samsvar med krav 16,karakterisert vedat pulsmodulatoren blir etterfulgt av et båndpassfilter, fortrinnsvis et krystall- eller keramisk filter.
18. Frekvensgenerator i samsvar med krav 16 eller 17,karakterisertv e d at pulsmodulatoren har en aktiv signalvei for å behandle den reelle delen av inngangssignalet, så vel som en kvadratursignalvei for å behandle den imaginære delen av inngangssignalet.
19. Frekvensgenerator i samsvar med et av kravene 16 til 18,karakterisert vedat kontrolrfeilsignalet, kontrollsignalet og det tilbakekoblete signalet hver er komplekse signaler, som hver har en reell signalkomponent så vel som en imaginær signalkomponent.
20. Frekvensgenerator i samsvar med et av kravene 16 til 19,karakterisert vedat et støynivå blir addert til inngangssignalet for kvantiseringstrinnet.
21. Frekvensgenerator i samsvar med et av kravene 16 til 20,karakterisert vedat tilbakekoblingsenheten har et andre muitiplikasjonstrinn (13), som multipliserer det pulserte signalet med et komplekskonjugert miksesignal som oscillerer ved frekvensen©o, og produserer derfor det tilbakekoblete signalet (2) nedmikset med©0, for subtrahereren.
22. Fremgangsmåte for pulsmodulering av et kompleks inngangssignal,karakterisert vedde følgende trinn: - å produsere et kontrollfeilsignal fra differansen mellom det komplekse inngangssignalet (x(t)) og et tilbakekoblet signal (2), - å konvertere kontrollfeilsignalet til et kontrollsignal (7), - å multiplisere kontrollsignalet (7) med et kompleks miksesignal som oscillerer ved frekvensen©o. med minst én av den reelle delen (11) og imaginære delen av et kontrollsignal, oppmikset med©0, som blir produsert, - å kvantisere den minst ene reelle delen (11) og imaginære delen av kontrollsignalet, oppmikset med©0. for å produsere et pulsert signal (y(t)), hvor det pulserte signalet blir anvendt for elektrostatisk oscillerende stimulering av en elektromekanisk resonator, og hvor pulsmoduleringen blir utført ved en samplingsfrekvens coA som er 2 til 1000 ganger høyere enn miksefrekvensen coo, - å produsere det tilbakekoblete signalet (2) fra det pulserte signalet (y(t)).
23. Fremgangsmåte i samsvar med krav 22,karakterisert vedat kontrollfeilsignalet, kontrollsignalet og det tilbakekoblete signalet hver er komplekse signaler, som hver har en reell signalkomponent så vel som en imaginær signalkomponent.
24. Fremgangsmåte i samsvar med krav 22 og 23,karakterisert vedat kontrollfeilsignalet blir konvertert til kontrollsignalet ved å integrere kontrollfeilsignalet.
25. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 22-24,karakterisertv e d å multiplisere den reelle delen av kontrollsignalet med den reelle delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen o>o, og å derfor produsere et første resultatsignal, og å multiplisere den imaginære delen av kontrollsignalet med den imaginære delen av det komplekse miksesignalet som oscillerer ved frekvensen o>0, og å derfor produsere en andre resultatsignal.
26. Fremgangsmåte i samsvar med krav 25,karakterisert vedå addere det første resultatsignalet og det andre resultatsignalet for å bestemme den reelle delen av det oppmiksede kontrollsignalet.
27. Fremgangsmåte i samsvar med krav 26,karakterisert vedå kvantisere sumsignalet for å produsere det pulserte signalet.
28. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 22-27,karakterisertv e d å legge til et støynivå før kvantisering av minst en av den reelle delen og imaginære delen av kontrollsignalet oppmikset av©0.
29. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 22-28,karakterisertv e d å produsere det tilbakekoblete signalet ved å multiplisere det pulserte signalet av et komplekskonjugert miksesignal som oscillerer ved frekvensen æ0.
30. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 22-29,karakterisertv e d at miksefrekvensen <d0tilsvarer en resonansfrekvens for den mikromekaniske resonatoren.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10320674A DE10320674B4 (de) | 2003-05-08 | 2003-05-08 | Pulsmodulator und Verfahren zur Pulsmodulation |
| PCT/EP2004/004845 WO2004100382A1 (de) | 2003-05-08 | 2004-05-06 | Pulsmodulator und verfahren zur pulsmodulation |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NO20055148D0 NO20055148D0 (no) | 2005-11-03 |
| NO20055148L NO20055148L (no) | 2006-02-07 |
| NO337370B1 true NO337370B1 (no) | 2016-03-29 |
Family
ID=33394338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO20055148A NO337370B1 (no) | 2003-05-08 | 2005-11-03 | Pulsmodulator og fremgangsmåte for pulsmodulering |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7639757B2 (no) |
| EP (1) | EP1620950B1 (no) |
| JP (1) | JP4037442B2 (no) |
| KR (1) | KR100744885B1 (no) |
| CN (1) | CN1774867B (no) |
| AT (1) | ATE343253T1 (no) |
| AU (1) | AU2004237299C1 (no) |
| CA (1) | CA2524020C (no) |
| DE (2) | DE10320674B4 (no) |
| NO (1) | NO337370B1 (no) |
| PL (1) | PL1620950T3 (no) |
| RU (1) | RU2310272C2 (no) |
| WO (1) | WO2004100382A1 (no) |
| ZA (1) | ZA200508239B (no) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10320675B4 (de) * | 2003-05-08 | 2006-03-16 | Litef Gmbh | Betriebsverfahren für einen Corioliskreisel und dafür geeignete Auswerte-/Regelelektronik |
| US7848220B2 (en) * | 2005-03-29 | 2010-12-07 | Lockheed Martin Corporation | System for modeling digital pulses having specific FMOP properties |
| CN101707578B (zh) * | 2009-11-20 | 2014-11-05 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种单通道单脉冲体制自跟踪信号源的设计方法 |
| US20120187983A1 (en) * | 2011-01-20 | 2012-07-26 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Frequency generator |
| US8514117B2 (en) * | 2011-09-09 | 2013-08-20 | Texas Instruments Incorporated | Excess loop delay compensation for a continuous time sigma delta modulator |
| RU2634188C1 (ru) * | 2016-05-25 | 2017-10-24 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-Морского Флота "Военно-морская академия имени Адмирала флота Советского Союза Н.Г. Кузнецова" | Способ формирования многочастотного сигнала |
| RU2642805C1 (ru) * | 2016-12-29 | 2018-01-26 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт электрофизики Уральского отделения Российской академии наук | Радиально-распределенный сумматор импульсов |
| JP6855802B2 (ja) * | 2017-01-16 | 2021-04-07 | カシオ計算機株式会社 | 情報処理装置、方法、及びプログラム、ｄ／ａ変換装置、電子楽器 |
| US10103697B1 (en) * | 2017-10-23 | 2018-10-16 | Nxp Usa, Inc. | Multiphase pulse modulated transmitter |
| RU185670U1 (ru) * | 2018-05-24 | 2018-12-13 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "МИРЭА - Российский технологический университет" | Цифровой умножитель импульсных потоков на константу |
| CN109687874B (zh) * | 2018-12-24 | 2023-08-08 | 北京昂瑞微电子技术股份有限公司 | 一种晶振的激励信号的生成装置、芯片及晶振激励系统 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0461721A1 (en) * | 1990-06-15 | 1991-12-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmitter comprising an electronic arrangement for generating a modulated carrier signal |
| US5841388A (en) * | 1994-09-14 | 1998-11-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | A/D converter apparatus with frequency conversion function and radio apparatus using the same |
| US5866969A (en) * | 1996-10-24 | 1999-02-02 | Nec Corporation | Actuating circuit of piezoelectric transformer and actuating method thereof |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100296832B1 (ko) * | 1992-11-13 | 2001-10-24 | 요트.게.아. 롤페즈 | 이산시간신호처리시스템 |
| CA2157690A1 (en) * | 1995-09-07 | 1997-03-08 | Bosco Leung | Lower power passive sigma-delta converter |
| US5978823A (en) * | 1997-01-27 | 1999-11-02 | Hitachi America, Ltd. | Methods and apparatus for implementing and controlling a digital modulator |
| US6087968A (en) * | 1997-04-16 | 2000-07-11 | U.S. Philips Corporation | Analog to digital converter comprising an asynchronous sigma delta modulator and decimating digital filter |
| US5983719A (en) * | 1997-07-31 | 1999-11-16 | Litton Systems, Inc. | Low quantization method and apparatus for vibratory rotation sensors |
| US6218972B1 (en) * | 1997-09-11 | 2001-04-17 | Rockwell Science Center, Inc. | Tunable bandpass sigma-delta digital receiver |
| US6275540B1 (en) * | 1997-10-01 | 2001-08-14 | Motorola, Inc. | Selective call receiver having an apparatus for modifying an analog signal to a digital signal and method therefor |
| US6317468B1 (en) * | 1998-06-17 | 2001-11-13 | Rockwell Collins | IF exciter for radio transmitter |
| US6121910A (en) * | 1998-07-17 | 2000-09-19 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Frequency translating sigma-delta modulator |
| US6493406B1 (en) * | 1999-07-22 | 2002-12-10 | Motorola Inc | Method and apparatus for symbol independent discriminator correlator automatic frequency control |
| US7248628B2 (en) * | 2001-03-02 | 2007-07-24 | Shaeffer Derek K | Method and apparatus for a programmable filter |
| US6937717B2 (en) * | 2001-03-29 | 2005-08-30 | Agere Systems Inc. | Low power signal detection |
| WO2003030373A1 (fr) * | 2001-09-28 | 2003-04-10 | Sony Corporation | Appareil de modulation delta-sigma et appareil d'amplification de signaux |
| US6768435B2 (en) * | 2001-11-13 | 2004-07-27 | National University Of Singapore | Bandpass sigma-delta modulator |
| US7924937B2 (en) * | 2002-03-04 | 2011-04-12 | Stmicroelectronics N.V. | Resonant power converter for radio frequency transmission and method |
-
2003
- 2003-05-08 DE DE10320674A patent/DE10320674B4/de not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-05-06 AU AU2004237299A patent/AU2004237299C1/en not_active Ceased
- 2004-05-06 KR KR1020057020682A patent/KR100744885B1/ko active IP Right Grant
- 2004-05-06 JP JP2006500104A patent/JP4037442B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2004-05-06 RU RU2005126309/09A patent/RU2310272C2/ru not_active IP Right Cessation
- 2004-05-06 CN CN200480010151XA patent/CN1774867B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2004-05-06 DE DE502004001813T patent/DE502004001813D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-05-06 AT AT04731357T patent/ATE343253T1/de not_active IP Right Cessation
- 2004-05-06 US US10/555,716 patent/US7639757B2/en active Active
- 2004-05-06 EP EP04731357A patent/EP1620950B1/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-05-06 CA CA 2524020 patent/CA2524020C/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-05-06 PL PL04731357T patent/PL1620950T3/pl unknown
- 2004-05-06 WO PCT/EP2004/004845 patent/WO2004100382A1/de active IP Right Grant
-
2005
- 2005-10-12 ZA ZA200508239A patent/ZA200508239B/en unknown
- 2005-11-03 NO NO20055148A patent/NO337370B1/no not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0461721A1 (en) * | 1990-06-15 | 1991-12-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmitter comprising an electronic arrangement for generating a modulated carrier signal |
| US5841388A (en) * | 1994-09-14 | 1998-11-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | A/D converter apparatus with frequency conversion function and radio apparatus using the same |
| US5866969A (en) * | 1996-10-24 | 1999-02-02 | Nec Corporation | Actuating circuit of piezoelectric transformer and actuating method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU2004237299C1 (en) | 2009-01-15 |
| RU2310272C2 (ru) | 2007-11-10 |
| CN1774867B (zh) | 2011-11-09 |
| JP2006522500A (ja) | 2006-09-28 |
| AU2004237299B2 (en) | 2007-02-01 |
| DE502004001813D1 (de) | 2006-11-30 |
| PL1620950T3 (pl) | 2007-03-30 |
| EP1620950A1 (de) | 2006-02-01 |
| US20070019744A1 (en) | 2007-01-25 |
| KR100744885B1 (ko) | 2007-08-01 |
| CA2524020A1 (en) | 2004-11-18 |
| NO20055148L (no) | 2006-02-07 |
| KR20060017507A (ko) | 2006-02-23 |
| DE10320674B4 (de) | 2009-01-15 |
| CN1774867A (zh) | 2006-05-17 |
| US7639757B2 (en) | 2009-12-29 |
| CA2524020C (en) | 2008-08-05 |
| JP4037442B2 (ja) | 2008-01-23 |
| RU2005126309A (ru) | 2007-06-20 |
| ATE343253T1 (de) | 2006-11-15 |
| WO2004100382A1 (de) | 2004-11-18 |
| ZA200508239B (en) | 2006-11-29 |
| EP1620950B1 (de) | 2006-10-18 |
| NO20055148D0 (no) | 2005-11-03 |
| AU2004237299A1 (en) | 2004-11-18 |
| DE10320674A1 (de) | 2004-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| NO337370B1 (no) | Pulsmodulator og fremgangsmåte for pulsmodulering | |
| NO336817B1 (no) | Fremgangmåte for produksjon for et coriolisgyroskop og evaluerings/reguleringssystem og pulsmodulator | |
| KR920022683A (ko) | 샘플링 주파수 변환기 | |
| US11916564B2 (en) | Confined data communication system | |
| Vankka | Spur reduction techniques in sine output direct digital synthesis | |
| CN105830340A (zh) | 用于传送信号的电路和方法 | |
| US7728691B2 (en) | Modulator for radio-frequency signals | |
| TW201617802A (zh) | 觸控偵測系統、差異積分調變器及其調變方法 | |
| CN102468831A (zh) | 将多电平脉宽调制信号用于实时噪声消除 | |
| CN107154790B (zh) | 基于fpga的反馈信号控制方法、系统及光模块调制器 | |
| CN112468148A (zh) | 一种多采样率的低功耗微机械陀螺数字信号处理方法 | |
| CN106716292A (zh) | 高速率正弦曲线序列的生成 | |
| JPH04115722A (ja) | Ｄａ変換装置 | |
| TWI339351B (en) | Pseudo-random noise generator and method thereof | |
| JP7263859B2 (ja) | Ｄ／ａ変換装置、音響機器、電子楽器及びｄ／ａ変換方法 | |
| SU1622831A1 (ru) | Калибратор нелинейных искажений | |
| JP2014166040A (ja) | インバータ制御回路およびインバータ回路 | |
| JP2004153376A (ja) | 数値制御発振器 | |
| KR950004752A (ko) | 디지탈 위상동기루프(pll) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM1K | Lapsed by not paying the annual fees |