CN1774867A - 脉冲调制器和脉冲调制方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种脉冲调制器，包括：减法级，其根据复输入信号和反馈信号之间的差而产生偏差信号；以及信号转换级，其将该偏差信号转换为控制信号。在第一乘法级中，将该控制信号乘以具有频率ω₀的复混频信号。随后，在量化级中，对混频的控制信号的实部和虚部中的至少一个进行量化，以便产生实数值脉冲信号。在反馈单元中，基于该脉冲信号来产生用于减法级的反馈信号。该创造性的脉冲调制器允许减小的量化噪声的范围向期望的操作频率ω₀偏移。

Description

脉冲调制器和脉冲调制方法

技术领域

本发明涉及用于将复输入信号转换为脉冲信号的脉冲调制器以及用于复输入信号的脉冲调制的方法。

背景技术

可使用数字/模拟转换器来将数字输入信号转换为模拟信号。然而，这些模块很昂贵，并且需要相对大量的电功率。频繁地需要大量电源电压。另一个缺点在于：数字/模拟转换器难以与数字电子装置相集成，并由此限制了小型化。

由此，在很多应用中，数字/模拟转换器正被例如sigma-delta转换器的数字脉冲调制器取代。传统的sigma-delta调制器具有对输入信号和反馈量化信号之间的差信号进行积分的积分器、以及对积分信号进行量化的量化器。随后，可在量化器的输出端抽出(tap off)量化的脉冲信号，并将其作为反馈信号而反馈到sigma-delta转换器的输入端。通过具有从ω＝0附近的低频范围向更高频率偏移的量化噪声的典型噪声特性，来区别sigma-delta调制器。随后，可借助于下游(downnstream)的低通滤波器而抑制在更高频率区域中出现的噪声。sigma-delta转换器可以低成本来实现，并可与数字电子装置相集成。然而，对于一些应用来说，能够使较高频率中的量化噪声保持为低将是有优势的。

发明内容

由此，本发明的一个目的在于提供一种脉冲调制器以及用于脉冲调制的方法，其中可灵活地修改量化噪声的谱分布。

通过如在权利要求1中所要求的用于将复输入信号转换为脉冲信号的脉冲调制器、通过如在权利要求16中所要求的驱动电路、通过如在权利要求19中所要求的频率生成器、以及通过如在权利要求21中所要求的用于对复输入信号进行脉冲调制的方法，来实现本发明的此目的。权利要求31涉及用于进行根据本发明的方法的计算机程序产品。

用于将复输入信号转换为脉冲信号的根据本发明的脉冲调制器具有减法级，其根据复输入信号和反馈信号之间的差而产生控制误差信号。该脉冲调制器还具有信号转换级，其将控制误差信号转换为控制信号。在第一乘法级中，将该控制信号乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号，由此产生已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部和虚部中的至少一个。该脉冲调制器还具有：量化级，其对已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部和虚部中的至少一个进行量化，并由此产生脉冲信号；以及反馈单元，其使用该脉冲信号来产生用于减法级的反馈信号。

将在下面的文本中对于保持恒定的输入信号的例子而说明表示传统的sigma-delta转换器的有利修改的根据本发明的脉冲调制器的操作方法，同时没有任何对通用性的限制。减法级和信号转换级将此输入信号转换为同样在时间上仅稍有变化的控制信号。然而，与传统的sigma-delta转换器相反，现在由第一乘法级将此控制信号以此方式而依次乘以频率ω₀的复混频信号，以产生被上混频到频率ω₀的控制信号。随后，由量化级对在频率ω₀上振荡的此控制信号的实部或虚部进行量化，由此，在量化级的输出端上产生具有在频率ω₀上的支配(dominant)频率分量的实脉冲信号。此实脉冲信号借助于正或负脉冲一起而仿真频率ω₀的正弦信号。同一时刻的此脉冲信号表示用于计算反馈信号的起始点，该反馈信号被反馈到减法级以从输入信号中减去它，以便确定控制误差。

为了产生脉冲信号，不是绝对必须计算用ω₀而上混频的控制信号的实部和虚部两者。如果意图是从上混频的控制信号的实部导出脉冲信号，那么，不一定需要产生上混频的控制信号的虚部。

根据本发明的脉冲调制器相对于传统的sigma-delta调制器的主要优点在于：低量化噪声的范围从ω＝0附近的低频范围朝向操作频率ω₀偏移。这通过在第一乘法级中对控制信号进行复数(complex)上混频来实现。这产生在ω₀周围的相关谱范围中实际具有低噪声电平的脉冲信号。

用于理解噪声特性的起点是：例如，可由积分器形成的信号转换级具有低通特性。这意味着信号转换级部分地抑制相对高的频率分量。在传统的sigma-delta转换器中，在控制环路中对较高频率分量的这种抑制引起在这些较高频率上的量化噪声的上升。相反，在低频范围中的量化噪声很低。在根据本发明的脉冲调制器的情况中，通过乘以频率ω₀的复混频信号，而将可在信号转换级的输出端上抽出的控制信号上混频到频率ω₀。由此，即使在输入侧上的信号转换级仍然在处理未被上混频的信号，低量化噪声的范围也从频率ω＝0朝向混频频率ω₀偏移。这产生具有在ω₀附近很低的噪声电平的脉冲信号。

根据本发明的脉冲调制器可以低成本来实现，需要相对少的电功率，并可被容易地与数字电子装置集成在一起。

脉冲调制器的优点在于：具有用于处理输入信号的实部的同相信号路径、以及用于处理输入信号的虚部的正交信号路径。这对于各自分别是具有实信号分量以及虚信号分量的复信号的控制误差信号、控制信号以及反馈信号来说也是有利的。为了确保实脉冲信号以正确的相位反映通过ω₀而被上混频的控制信号的实部或虚部，减法级、信号转换级、第一乘法级和反馈单元是各自具有同相信号路径和正交信号路径的复信号处理单元。然而，仅需要来自第一乘法级的输出信号的实部(或虚部)，以便借助于量化级而从该实部(或虚部)导出实脉冲信号。由此，量化级可为实处理级。事实上，随后，在反馈单元中，再次将实脉冲信号转换为复反馈信号。脉冲调制器的这种设计使得有可能通过正确的相位，而合成再现具有低相位和幅度噪声的频率ω₀上的谐波振荡的实脉冲信号。

根据本发明的一个有利实施例，信号转换级具有积分器级，其对控制误差信号进行积分，并产生作为控制信号的积分信号。对控制误差信号的积分使得有可能使(复)积分信号不断地受复输入信号支配(slave)。由于积分器级具有低通滤波器特性，所以，这在积分器级的输出端上产生在ω₀周围区域中具有减小的噪声电平的控制信号。如果随后由第一乘法级对此控制信号进行上混频、然后量化，则这产生具有期望的噪声特性的脉冲信号。

有利的是，积分器级具有用于同相信号路径的第一积分器、以及用于正交信号路径的第二积分器，其中第一积分器对控制误差信号的实部进行积分，而第二积分器对控制误差信号的虚部进行积分。可借助于两个分离的积分器，以此方式产生用于复控制误差信号的复积分器级。

有利的是，信号转换级具有放大器级。在此情况中，将增益因子选择为使得量化器接收正确的输入信号电平。

根据本发明的另一个有利实施例，第一乘法级具有用于同相信号路径的第一乘法器、以及用于正交信号路径的第二乘法器。第一乘法器将控制信号的实部乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的实部，并由此产生第一结果信号。第二乘法器将控制信号的虚部乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的虚部，并由此产生第二结果信号。根据另一个有利实施例，脉冲调制器具有加法器，其将来自第一乘法器的第一结果信号与来自第二乘法器的第二结果信号相加，以形成和信号，以便确定上混频的控制信号的实部。

如果假定复控制信号是R+j·I的形式，并且，举例来说，将复混频信号表示为e^-jω0t形式，那么，来自第一乘法器的第一结果信号变为R·cos(ω₀t)。来自第二乘法器的第二结果信号呈现为形式I·sin(ω₀t)，并且加法器产生信号R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)，作为和信号。然而，此信号精确地对应于(R+j·I)·e^-jω0t的实部。由此，可通过第一乘法器、第二乘法器、以及加法器，来确定控制信号和混频信号的复数乘积的实部。

根据本发明的一个有利实施例，随后，由量化级以此方式而依次对由加法器产生的和信号进行量化，以产生实脉冲信号。

在此情况下，有利的是，将噪声电平加到至量化级的输入信号上。以必须显著高于混频频率ω₀的采样频率ω_A而对脉冲调制器进行计时(clocked)。ω₀对ω_A的特定比产生在脉冲调制器中形成的张弛振荡，并且，在脉冲信号的频谱中，可作为附加峰值而看到这些张弛振荡。由于将噪声信号加到至量化器的输入信号上，所以，对量化过程的结果进行统计舍入(statistical rounding)。这个技巧使得有可能防止张弛振荡的形成。

优选地，量化级对其各个输入信号进行二进制量化或三进制量化。在二进制量化的情况下，脉冲信号可仅呈现值0和1。由此，产生仅包含正电压脉冲的脉冲信号。三进制量化的脉冲信号可呈现值-1、0、1。由此，例如这种脉冲信号的脉冲信号包括正和负电压脉冲两者。由此，只要脉冲信号需要具有正和负脉冲两者，则进行三进制量化。

优选地，反馈单元具有第二乘法级，其将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号，并且，由此产生通过ω₀而被下混频的反馈信号，用于减法器。通过对上混频的控制信号的实部进行量化而产生脉冲信号，并且，由此使其支配频率分量位于频率ω₀上。因此，在可使用此脉冲信号作为反馈信号之前，必须再次将其下混频到基带。为此目的，将脉冲信号以此方式依次乘以频率ω₀上的复共轭混频信号，以得到下混频的复反馈信号。

优选地，第二乘法级具有用于产生反馈信号的实部的第三乘法器、以及用于产生反馈信号的虚部的第四乘法器，其中第三乘法器将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号的实部，并且第四乘法器将脉冲信号乘以在频率ω₀上的复共轭混频信号的虚部。为了沿正确的方向对频率ω₀上的脉冲信号的频率分量进行移位，必须以复数形式进行脉冲信号乘以混频信号的乘法。脉冲信号y(t)是实信号，而可以e^+jω0t的形式来表示复共轭混频信号。由此，复数乘法产生具有实部y(t)·cos(ω₀t)和虚部y(t)·sin(ω₀t)的复反馈信号。

优选地，脉冲调制器以比混频频率ω₀高2至1000倍的采样频率ω_A来操作。为了满足上混频信号的奈奎斯特条件，这是必要的。

根据另一个有利实施例，借助于数字信号处理器(DSP)而实现脉冲调制器。可借助于信号处理例程来对脉冲调制器的操作所需的所有操作进行编程。

用于微机械(micromechanical)谐振器的根据本发明的驱动电路具有至少一个上述类型的脉冲调制器。优选地，由至少一个脉冲调制器产生的脉冲信号用于谐振器的静电振荡激励。可将所产生的脉冲信号直接连接到谐振器的激励电极。在此情况下，有利的是，脉冲调制器的混频频率ω₀对应于谐振器的一个谐振频率，那么，因此确保振荡器的有效激励。

用于合成在预定频率上并具有预定相位的脉冲信号的根据本发明的频率生成器具有至少一个上述类型的脉冲调制器。可使用根据本发明的脉冲调制器来产生在预定频率上并具有预定相位的对应的脉冲信号y(t)。在此情况下，可通过输入信号x(t)的实部和虚部的比，而非常精确地预先确定所产生的脉冲信号的相角。所产生的脉冲信号在ω₀附近具有低噪声电平。

根据另一个有利实施例，脉冲调制器后跟随有带通滤波器，优选是晶体或陶瓷滤波器。这种下游带通滤波器允许远离ω₀且噪声电平较高的那些频率分量被滤除。

附图说明

通过参照以示范实施例的形式的附图，在下面的文本中将更为详细地说明本发明以及进一步的有利细节，并且，附图中：

图1示出了根据本发明的脉冲调制器的复数方框图；

图2示出了分开示出同相路径和正交路径的脉冲调制器的方框图；

图3示出了三进制量化的脉冲信号y(t)；

图4示出了在量化器的输出端产生的脉冲信号y(t)的频谱；

图5示出了在由微机械振荡器进行滤波之后从图4得到的频谱；

图6示出了已对于混频频率对采样频率的比ω₀/ω_A＝0.25而绘出的脉冲信号y(t)的频谱；

图7示出了具有统计舍入的脉冲调制器；

图8示出了通过进行统计舍入而从图6得到的频谱；以及

图9示出了二维脉冲调制器的方框图。

具体实施方式

图1以复数形式示出了根据本发明的脉冲调制器的方框图。复输入信号x(t)具有均被表示为数字值的实部和虚部。在加法节点1中，从复输入信号x(t)中减去复反馈信号2，同时这两个复信号之间的差表示控制误差。此外，在加法节点1中，将延迟元件3的内容(同样是复数)加到此差值上。经由信号线4而将延迟元件3的内容传递到加法节点1。延迟元件3连同信号线4一起形成对复控制误差(也就是说，输入信号和反馈信号之间的差)进行积分的复积分器级。在放大器级6中，积分信号5被放大“a”倍，并且放大信号7被传递到第一乘法级8，其中，放大信号7以此方式依次乘以复混频信号e^-jω0t，以得到上混频到频率ω₀的信号9。块10确定复上混频信号9的实部，并且使以此方式得到的上混频信号的实部11可用于量化器12。

在图1中示出的实施例中，量化器12是三进制量化器的形式，其借助比较器而将各个输入信号转换为三个可能值-1、0、+1的脉冲信号。可在量化器12的输出端抽出以此方式产生的量化的脉冲信号y(t)。在第二乘法级13中，将实脉冲信号y(t)乘以复共轭混频信号e^-jω0t，以便产生复反馈信号2。将通过对实数和复数进行相乘而以此方式得到的复反馈信号2传递到该电路的输入端的加法节点1。

可通过数字信号处理器(DSP)或通过为此目的而特别提供的硬件，而实现在图1中图解的功能单元序列。在此情况中，必须在显著高于复混频信号的频率ω₀的采样频率ω_A上进行数字信号处理。例如，可使用混频频率ω₀的2至1000倍作为采样频率ω_A。

图2再次示出了图1中图解的脉冲调制器，其中分开示出了在此情况中的同相信号路径和正交信号路径。图2的上半部示出了同相信号路径14，其处理输入信号x(t)的实部R。图2的下半部示出了正交信号路径15，其处理输入信号的虚部I。在同相路径中的加法节点16中，控制误差的实部被确定为输入信号的实部R和反馈信号的实部17之间的差。将延迟元件18中直到此时已存储的积分器值加到此控制误差上，并将其经由信号线19而传递到加法节点16。延迟元件18连同信号线19一起形成具有传输函数 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}$ 的积分器。将控制误差的实部加到先前的积分器值产生新的积分器值，再次将其存储在延迟元件18中。由放大器21将同相信号路径中的积分信号20按比例放大“a”倍，并将其作为放大信号22而传递到第一乘法器23。第一乘法器23将实放大信号22乘以实信号cos(ω₀t)，也就是说，乘以e^-jω0t的实部。第一乘法器23确定乘积R·cos(ω₀t)，将其作为信号24而提供到加法器25。

脉冲调制器的正交信号路径15具有加法节点26，其中，计算输入信号的虚部I和反馈信号的虚部27之间的差。将与控制误差的虚部相对应的此差值加到经由信号线29而传递到加法节点26的延迟元件28的先前内容。将作为先前值和控制误差的虚部的和而得到的新值写入到延迟元件28。延迟元件28和信号线29一起形成具有传输函数 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}$ 的积分器。在此积分器的输出端产生来自正交信号路径的积分信号30，并由放大器31将该积分信号30按比例放大“a”倍。随后，在第二乘法器33中，将在正交信号路径中以此方式得到的放大信号32乘以信号sin(ω₀t)。将以此方式得到的乘积I·sin(ω₀t)作为信号34而提供到加法器25。加法器25将信号R·cos(ω₀t)与I·sin(ω₀t)相加，并在其输出端产生信号R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)作为信号35。然而，此信号35精确地对应于上混频信号的实部，这是因为x(t)和e^-jω0t的复数乘法给出：

$x\left(t\right)\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_{0}t}=$

＝(R+j·I)·(cos(ω₀t)-j·sin(ω₀t))＝

＝[R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)]+j·[I·cos(ω₀t)-R·sin(ω₀t)]

并且，此信号的实部为R·cos(ω₀t)+I·sin(ω₀t)。由此，信号35表示复上混频信号的实部，并且，在这种程度上说，对应于图1中图解的信号11。

将数字实信号35传递到量化器36，其将此输入信号转换为量化脉冲信号y(t)。图1和图2的例子中示出的三级(三进制)量化器基于y(t)∈{-1；0；+1}而对输入信号进行量化。为此目的，量化器36具有比较器，其将信号35的信号电平不断地与预定阈值相比较。取决于这些比较的结果，在每种情况中给输出信号y(t)分配值-1、0、+1中的一个，作为当前信号值。除了三级(三进制)量化之外，可取决于目的而使用任意其它期望的量化，例如，二级(二进制)或多级量化。

从量化脉冲信号y(t)中导出复反馈信号的实部17和虚部27。为此目的，将脉冲信号y(t)乘以复共轭混频信号e^+jω0t：

$y\left(t\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}=y\left(t\right)\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+j\·y\left(t\right)\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)$

由将脉冲信号y(t)乘以cos(ω₀t)的第三乘法器37产生复反馈信号的实部y(t)·cos(ω₀t)。由此，在第三乘法器37的输出端产生反馈信号的实部17，并将其反馈到加法节点16。为了产生复反馈信号的虚部y(t)·sin(ω₀t)，在第四乘法器38中，将脉冲信号y(t)乘以sin(ω₀t)。在第四乘法器38的输出端产生反馈信号的虚部27，并将其反馈到加法节点26。

在图1和2中示出的示范实施例中，在输入侧提供积分器，其对输入信号和反馈信号之间的控制误差进行积分，并由此产生积分信号。积分器的传输函数H(z)可被写为 $H\left(z\right)=\frac{1}{1-z^{-1}}$ 。还可在输入侧上使用具有其它传输函数H(z)的其它信号转换级来替代所述积分器。例如，可在该情况中使用更高阶的传输函数H(z)，然而：

$\underset{z\→1.}{\lim }H\left(z\right)=\∞$

由此，对于频率ω趋向值0(z→1)的情形，传输函数H(z)应趋向无穷大。可使用H(z)的附加自由参数来优化调制器或整个系统的特定特性(例如，信噪比)。

图3示出了对于借助计算机仿真而确定的具有y(t)∈{-1；0；+1}的三进制量化的情形，可在量化器的输出端抽出的脉冲信号y(t)的波形。在此情况中，复输入信号的实部R被设为0.3，而输入信号的虚部I被设为等于0。由此，输入信号x(t)恒定，并且不随着时间函数而变化。采样频率ω_A是混频频率ω₀的5倍大，即ω₀/ω_A＝0.2。在横坐标上示出了采样频率ω_A上的时钟脉冲，并且，将所述时钟脉冲从5000到5100连续编号。在每个时钟周期期间，脉冲信号y(t)呈现三个可能值-1、0、+1中的一个。沿纵坐标的方向绘出了在采样频率上的一个特定时钟周期期间的y(t)的各个值。

如果对图3中图解的脉冲信号进行谱分析(FFT)，则这产生图4中示出的频谱。在横坐标上的任意FFT单元中示出了各个谱分量的频率，而沿纵坐标的方向以dB为单位绘出了信号强度。可在谱分布中的频率ω₀上看到峰值。还可看出，频率ω₀附近的噪声电平显著小于频谱的剩余部分中的噪声电平。在传统的sigma-delta调制器中，相反，噪声电平会在低频处(也就是说，在频率ω₀的附近)显著减小。在根据本发明的脉冲调制器的情况中，通过复数乘法，而将经过积分和放大的信号上混频到混频频率ω₀。由此，减小噪声的频谱范围也朝向混频频率ω₀而偏移，由此，产生图4中图解的噪声特性。

根据本发明的脉冲调制器可用于脉冲信号的数字合成，在该情况中，可通过混频频率ω₀而预先确定脉冲信号的主频谱分量。可通过输入信号的实部对虚部的比，而确切地设置所产生的脉冲信号的相角，并且，这产生相位稳定的脉冲信号。当使用根据本发明的用于频率合成的脉冲调制器时，应通过其通频带以频率ω₀为中心的电子带通滤波器来对脉冲信号y(t)进行滤波。例如，可为晶体或陶瓷滤波器的形式的带通滤波器使得有可能抑制其中噪声电平不希望地高的远离ω₀的频谱范围。例如这种带通滤波器的带通滤波器使得有可能显著改善信噪比。

尤其是，根据本发明的脉冲调制器适于电机振荡器的激励，以进行谐波振荡。特别地，可借助于施加到微机械谐振器的激励电极的三进制量化的脉冲信号，而产生振荡激励所需的静电力。在此情况下，脉冲信号y(t)的频率ω₀最好被选为等于微机械振荡器的谐振频率。如果图3和图4中图解的脉冲信号用于其谐振频率对应于激励频率ω₀的高Q因子振荡器(例如，具有Q因子10⁴)的谐波激励，那么，由振荡器自身来滤除量化噪声的大部分。特别地，由振荡器自身抑制远离谐振频率ω₀的频谱范围中的量化噪声。图5中示出了以此方式得到的滤波后的频谱。

存在频率的特定比ω₀/ω_A，用于将y(t)中的类噪声(noise-like)量化乘积转换为一系列或大或小的周期性函数。作为一个例子，图6示出了对于比ω₀/ω_A＝0.25而得到的频谱。除了频率ω₀处的峰值之外，可看到谱线39、40、41等的范围。形成这些谱线的原因在于量化器是控制环路中的高度非线性的元件，这是因为其通过特定频率比而激励控制环路中的张弛振荡。可从传统的delta-sigma转换器中知晓此控制环路响应。

为了防止形成张弛振荡，可通过将噪声信号加到至量化器的输入信号，而改善量化器的中央线性。为此目的，最好使用谱均匀分布的噪声信号。图7示出了被相应修改的脉冲调制器的方框图。与图2中示出的方框图相比，图7中示出的脉冲调制器附加地具有噪声生成器42，其产生噪声信号43。另外，以一般形式而将图2中示出的积分器图解为具有传输函数H(z)的信号转换级44、45。此外，图7中示出的组件对应于图2的方框图中的元件。将噪声信号43提供到加法器25，其中将其加到信号24和34上。因此，量化器36的输入端的信号35具有叠加在其上的噪声信号，并且，最后，这导致量化过程中的统计舍入。图8示出了借助于如图7所示的脉冲调制器而产生的脉冲信号y(t)的频谱。尽管频率比ω₀/ω_A再次等于0.25，但不形成张弛振荡。

特别地，根据本发明的脉冲调制器可用于微机械振荡器的静电激励。为此目的，作为例子，可将图3中示出的这类三进制量化的脉冲信号连接到微机械谐振器的激励电极。图3中示出的脉冲信号表示频率ω₀的正弦信号。由此，可使用例如这种脉冲信号的脉冲信号来激励微机械谐振器，以进行频率ω₀的谐波振荡，以使得特别是在脉冲信号的频率ω₀至少近似对应于振荡器的谐振频率时，其变得精确。

在转速传感器和科里奥利陀螺仪中使用可沿两个相互正交的方向y₁和y₂振荡的谐振器。图9中示出的二维脉冲调制器可用于具有两个自由度的谐振器的静电激励。该二维脉冲调制器具有第一脉冲调制器46，其根据复输入信号R₁、I₁而产生脉冲信号y₁(t)，并且使用此脉冲信号来沿y₁方向而激励谐振器。第二脉冲调制器47根据复输入信号R₂、I₂而产生脉冲信号y₂(t)，并且使用此脉冲信号来沿y₂方向而激励振荡器振荡。第一脉冲调制器46和第二脉冲调制器47两者是如图7所示的具有统计舍入的脉冲调制器的形式。因此，可在涉及图2和7的图的描述中找到第一和第二脉冲调制器46、47的设计和操作方法的描述。然而，图9中示出的二维脉冲调制器具有一个2D量化器48，其由两个通道共享，并将第一脉冲调制器46的信号49转换为量化脉冲信号y₁(t)，并将第二脉冲调制器47的信号50变换为量化脉冲信号y₂(t)。由两个通道共享的2D量化器48的使用使得有可能在对信号49、50进行量化的期间考虑作为微机械传感器的操作的优点的附加条件。举例来说，一个这样的附加条件是：在每一情况下，所述通道中的仅一个才可产生除了0之外的脉冲。另一个可行的附加条件是：输出信号y₁(t)、y₂(t)中的仅一个才可在任意给定时刻在每一情况下改变。在以和形式测量施加到双谐振器的电极的位移电流以便可推导出振荡器的偏转(deflection)时，例如这些附加条件的附加条件可能是值得的。附加条件使得有可能明确地将位移电流与一个特定电极相关联。这使得有可能进行由振荡器的y₁偏转和y₂偏转引起的信号之间的信号分离。

Claims (31)

1、一种用于将复输入信号(x(t))转换为脉冲信号(y(t))的脉冲调制器，其特征在于包括：

-减法级(1)，其根据复输入信号(x(t))和反馈信号(2)之间的差而产生控制误差信号，

-信号转换级，其将控制误差信号转换为控制信号(7)；

-第一乘法级(8)，其将控制信号(7)乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号，并由此产生已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部(11)和虚部中的至少一个；

-量化级(12)，其对已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部和虚部中的至少一个进行量化，并由此产生脉冲信号(y(t))；

-反馈单元，其使用该脉冲信号(y(t))来产生用于减法级的反馈信号(2)。

2、如权利要求1所述的脉冲调制器，其特征在于：该脉冲调制器具有用于处理输入信号的实部的同相信号路径、以及用于处理输入信号的虚部的正交信号路径。

3、如权利要求1或2所述的脉冲调制器，其特征在于：所述控制误差信号、控制信号以及反馈信号分别是各自具有实信号分量以及虚信号分量的复信号。

4、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该信号转换级具有积分器级，其对控制误差信号进行积分，并产生作为控制信号的积分信号。

5、如权利要求4所述的脉冲调制器，其特征在于：该积分器级具有用于同相信号路径(14)的第一积分器、以及用于正交信号路径(15)的第二积分器，其中第一积分器对控制误差信号的实部进行积分，而第二积分器对控制误差信号的虚部进行积分。

6、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该信号转换级具有放大器级(6)。

7、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该第一乘法级具有用于同相信号路径的第一乘法器(23)、以及用于正交信号路径的第二乘法器(33)，其中第一乘法器将控制信号的实部(22)乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的实部，并由此产生第一结果信号(24)，而第二乘法器(33)将控制信号的虚部(32)乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的虚部，并由此产生第二结果信号(34)。

8、如权利要求7所述的脉冲调制器，其特征在于：加法器(25)，其将来自第一乘法器的第一结果信号(24)与来自第二乘法器的第二结果信号(34)相加，以形成和信号(35)，以便确定上混频的控制信号的实部。

9、如权利要求8所述的脉冲调制器，其特征在于：该量化级对由加法器产生的和信号进行量化。

10、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：将噪声电平加到至量化级的输入信号上。

11、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该量化级对其各个输入信号进行二进制量化或三进制量化。

12、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该反馈单元具有第二乘法级(13)，其将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号，并由此产生通过ω₀而被下混频的反馈信号(2)，用于减法器。

13、如权利要求12所述的脉冲调制器，其特征在于：该第二乘法级具有用于产生反馈信号的实部(17)的第三乘法器(37)，并具有用于产生反馈信号的虚部(27)的第四乘法器(38)，其中第三乘法器(37)将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号的实部，而第四乘法器(38)将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号的虚部。

14、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：该脉冲调制器以比混频频率ω₀高2至1000倍的采样频率ω_A来操作。

15、如前述权利要求中的一个所述的脉冲调制器，其特征在于：借助于数字信号处理器而实现该脉冲调制器。

16、一种用于具有至少一个如权利要求1至15中的一个所述的脉冲调制器的微机械谐振器的驱动电路。

17、如权利要求16所述的驱动电路，其特征在于：由至少一个脉冲调制器产生的脉冲信号用于谐振器的静电振荡激励。

18、如权利要求16或17所述的驱动电路，其特征在于：该脉冲调制器的混频频率ω₀对应于谐振器的一个谐振频率。

19、一种频率生成器，用于合成在预定频率上并具有预定相位的脉冲信号，该频率生成器具有至少一个如权利要求1至15中的一个所述的脉冲调制器。

20、如权利要求19或20所述的频率生成器，其特征在于：该脉冲调制器后跟随有带通滤波器，其优选是晶体或陶瓷滤波器。

21、一种用于对复输入信号进行脉冲调制的方法，其特征在于包括以下步骤：

-根据复输入信号(x(t))和反馈信号(2)之间的差而产生控制误差信号；

-将该控制误差信号转换为控制信号(7)；

-将控制信号(7)乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号，并产生已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部(11)和虚部中的至少一个；

-对已通过ω₀而被上混频的控制信号的实部(11)和虚部中的至少一个进行量化，以便产生脉冲信号(y(t))；

-从该脉冲信号(y(t))产生反馈信号(2)。

22、如权利要求21所述的方法，其特征在于：所述控制误差信号、控制信号以及反馈信号分别是各自具有实信号分量以及虚信号分量的复信号。

23、如权利要求21或权利要求22所述的方法，其特征在于：通过对控制误差信号进行积分，而将控制误差信号转换为控制信号。

24、如权利要求21至23中的一个所述的方法，其特征在于：将控制信号的实部乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的实部，并由此产生第一结果信号，而将控制信号的虚部乘以在频率ω₀上振荡的复混频信号的虚部，并由此产生第二结果信号。

25、如权利要求24所述的方法，其特征在于：将第一结果信号与第二结果信号相加，以形成和信号，以便确定上混频的控制信号的实部。

26、如权利要求25所述的方法，其特征在于：对所述和信号进行量化，以便产生脉冲信号。

27、如权利要求21至26中的一个所述的方法，其特征在于：在对通过ω₀而被上混频的控制信号的实部和虚部中的至少一个进行量化之前，加入噪声电平。

28、如权利要求21至27中的一个所述的方法，其特征在于：通过将脉冲信号乘以在频率ω₀上振荡的复共轭混频信号，而产生反馈信号。

29、如权利要求21至28中的一个所述的方法，其特征在于：该脉冲信号用于微机械谐振器的静电振荡激励。

30、如权利要求29所述的方法，其特征在于：该混频频率ω₀对应于微机械谐振器的一个谐振频率。

31、一种计算机程序产品，其具有用于在计算机、数字信号处理器等上进行如权利要求21至30中的一个所述的方法步骤的部件。

Images