CN1689265A - 数字定时调整用的最佳间插器方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收器的数字定时同步器被对无线通信系统中的发送器做定时同步，其中该被接收信号具有对参考码的定时误差。频道估计器是可估计被接收信号的启始码相位。码产生器可产生被整数增量调整的定时参考码。间插反馈电路被配置来间插及修正定时误差，借此该间插可经由整数码转移，及被挑选自量化片段延迟值的查找表的量化片段延迟估计及其相关预定间插器系数来达成，借此被接收信号的时间修正版本被产生。

Description

数字定时调整用的最佳间插器方法及装置

技术领域

本发明有关数字定时同步器，且特别有关有效执行被用于数字定时同步器中的间插器。

背景技术

此后，无线传输/接收单元(WTRU)包含但不受限于使用者设备，移动站固定或移动用户单元，呼叫器或可操作于无线环境中的任何其它类型装置。此后，当涉及到基站时，其包含但不受限于基站，节点B，地址控制器，存取点或无线环境中的其它互连装置。

无线分频双工(FDD)或分时双工(TDD)通信系统中，基站及无线传输/接收单元的被传输及接收信号间的定时同步对促进双向通信是重要的。同时，若移动接收器运作时，杜普勒效应可对频差贡献。为了抵消基站局部振荡器及无线传输/接收单元局部振荡器间的定时差，若接收器无多路径处理，则对无线传输/接收单元接收器局部振荡器的简单调整是可借由对采集速率施加领先或延迟来修正误差。然而，由于多路径信号效应，无线通信系统的传统接收器是运用可侦测多路径信号的装置及可重建被传输信号的装置，如RAKE型接收器。

各路径定时是以两阶段来估计。首先，频道估计器被用来及时搜寻多路径通信频道的各路径近似位置。其次，针对各路径，被与各RAKE指状物互连使用的专用码追踪器是可及时搜寻路径的精确位置并继续追踪它。因为各路径具有唯一定时位置，所以单独以局部振荡器来局部定时并不能修正多路径频道环境中的误差。

为了处理多路径问题，除了控制局部振荡器，码追踪器可使用间插器来执行相关数字定时同步。为了有效执行间插器，有限脉冲响应(FIR)间插器可被使用。有限脉冲响应间插器具有不同已知方法。最简单方法是使用截取sinc函数当做有限脉冲响应间插器。另一选择是使用多项式间插器。同时，最小均方差(MMSE)间插器亦可被使用。这些演算中，最小均方差间插器与有限长度理论间插器相较下可提供最小误差。应注意，若缺乏可确保间插器被放置于sinc函数的主波瓣中央(也就是间插函数中央)的有效间插器控制单元，则间插器可产生较给定精确度所需更高的有限脉冲响应系数。超额系数的缺点是间插计算数成为累赘，且于某些点上成为实施限制因子。当为了更有效处理多路径效应而使被运用追踪器数增加时，此特别复杂。因此，扩充RAKE指状物追踪器数与被获得自多路径频道的分时增益量间具有抵换关系。

发明内容

本发明提供接收器的数字定时同步器以对无线通信系统中的发送器做定时同步。频道估计器可估计被接收信号的启始码相位。码产生器可产生被整数增量调整的定时参考码。间插反馈电路被配置来间插及修正定时误差，借此该间插可经由整数码转移，及被选自与预定间插器系数相关的片段延迟估计被量化值的查找表的被量化片段延迟估计来达成，借此被接收信号的时间修正版本被产生。

间插反馈电路中，被一般化为采集速率的间插器被配置借由片段延迟或领先来及时转移被接收信号。定时误差估计器可基于间插反馈电路的输出信号及码产生器的定时参考码间的定时差来决定定时误差估计。可响应定时误差估计的间插器控制器是可以定时误差估计反方向来产生及传送整数码转移信号至码产生器，且可产生片段延迟估计，借此间插可借由维持片段延迟估计于预定范围内而被控制。具有与被量化片段延迟估计值相关的被储存预定间插器系数的查找表的量化器，可选择最接近片段延迟估计值的被量化片段延迟估计。该间插器可处理被量化片段延迟估计相关的系数。

附图说明

本发明可从以下较佳实施例及附图而更详细了解。

图1显示具有最佳间插的码追踪器块状图；

图2显示回路滤波器块状图；

图3A，图3B显示码追踪器的码转移时序图；

具体实施方式

虽然本实施例是说明使用分时双工模式的第三代合作计划(3GPP)宽频分码多重存取(W-CDMA)系统，但本实施例可应用至任何混合分码多重存取(CDMA)/分时多重存取(TDMA)通信系统。此外，本实施例是可应用至通常如第三代合作计划提议的分频双工(FDD)的分码多重存取(CDMA)系统。

图1显示码追踪器10的较佳实施例块状图，包含频道估计器11，后处理单元12，码产生器13，间插器14，下采集器15，定时误差估计器16，回路滤波器17，间插器控制器18，量化器19及功率量测20。被接收信号21成为对频道估计器11及间插器14的输入信号。码追踪器10可执行接收器至对应无线发送器的数字定时同步。例如，第三代合作计划类似系统中，码追踪器10是是放置移动无线传输/接收单元接收器内以与基地台发送器做数字定时同步。

频道估计器11可粗估输入信号21的启始码相位，也就是及时码位置。估计该频道估计的一法是包含但不受限于使用滑动窗相关器。频道估计器11的采集期间应低于或等于2Tc，其中Tc为一晶间隔的存续期间。否则，定时误差可能超出范围且演算无法操作。然而，本发明并不受限于早晚门同步器且任何其它定时误差估计器16亦可被使用。后者例中，频道估计器的不同采集区间可被使用。借由使用具有低于2Tc的采集区间的频道估计器11，路径位置中的启始误差是被限制为范围-Tc至Tc。

后处理单元12可对噪声门槛估计信号及噪声功率。后处理完成后，所有具有噪声门槛以上的功率位准的路径被辨识。这些及时强路径是被称为启始路径相位22。这些路径最强者可被单独使用或特定门槛以上的路径组，可被用于RAKE状接收器结构中。RAKE状接收器于多路径频道环境中非常有用，因为其可有效使用频道分时。

具有被选择最强路径例子中，仅有一码追踪器10，其包含一间插器14及一间插器控制器18。针对RAKE状接收器，应具有被各路径专用的一码追踪器10。然而，该例中，频道估计器11及后处理单元12对所有被使用的码追踪器共享。借由从后处理单元12施加单路径的启始路径相位22至码产生器13，定时同步即开始。

针对RAKE状接收器的各码追踪器10，码产生器13可产生当做时脉的基本定时参考码。启始路径相位22可仅借由及时领先或延迟该被产生的参考码来调整复数芯片中的码产生器13的启始定时偏移。启始修正完成后，码产生器13仅借由来自间插器控制器18的码转移指令28来控制。启始路径相位22仅于两情况下被应用：接收器首次被激活，及信号功率掉落噪声门槛以下任何时间。码转移28是被间插器控制器18于领先或延迟方向产生的一芯片转移指令。启始修正完成后，最坏定时误差估计例是是被限制为-Tc至Tc的区间范围。

包含间插器14，下采集器15，定时误差估计器16，回路滤波器17及间插器控制器18的码追踪器10的间插反馈回路35现在将予以详细说明。间插反馈回路35可驱动定时误差估计信号24至接近零的值，及驱动延迟估计25朝向实际延迟存续期间。

间插器14可以相等于被接收自被量化片段延迟估计29的量及时数学转移该被接收信号。来自理论间插器的输出信号是被方程式1表示为：

$y\left(n\right)=x(n+\widehat{\mathrm{\α}})=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\mathrm{Sinc}(m+\widehat{\mathrm{\α}})$

方程式1

其中n为整数时间指针，x(n)为过度采集被接收信号21，

代表被量化片段

延迟估计29，而Sinc函数被定义为：

$\mathrm{Sinc}\left(x\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πx}\right)}{\mathrm{\πx}}$

方程式2

针对经由间插反馈回路35的启始迭代，被量化片段延迟估计29被重设为零，导致通过间插器14的被接收信号未被修正。关于操作间插器14及制作被量化片段延迟估计29(也就是

值)，将参考间插反馈回路35的第二及以上迭代做进一步详细说明。

下采集器15可借由被间插器14处理后的过度采集因子L来降低被接收信号21的过度采集速率。具有间插器14的码追踪器10可被施加至以大于或等于1的L任何整数值的采集速率操作的接收器。码追踪器10可执行定时调整的最佳采集速率范围是1≤L≤8。L＝1例是对应不过度采集。另一方面，若采集速率与整数L  8相关，则定时误差降低至1/16Tc阶值，借此间插器单元14的贡献被明显降低而经由下采集器15的简单采样转移则自给自足。然而，当L  8的高过度采集速率产生接收器资源的超额功率消耗时，其是具有优点地以低采集速率操作并对依据图1的码追踪器10执行码追踪。

下采集器15可转换采集速率为芯片速率，使采集速率区间Ts于下采集器15的输出处等于芯片速率区间Tc。因此，下采集器15的输出可被z(n)表示如下：

z(n)＝y(L·n+k)                                方程式3

其中k为代表下采集器15的基点26的整数。例如，针对具有采集速率因子L＝4的过度采集信号，下采集器15前的采集速率区间是Ts＝Tc/L＝Tc/4，而下采集后，其为Ts＝Tc。最初，基点26被重设为零。k值变异将稍后参考方程式6a，6b做解释。

下采集器15的输出是被无线传输/接收单元接收器进一步处理的时间修正输出信号23。功率量测单元20可处理输出23并传送信号的功率量测至频道估计器11当作及时定位各路径的近似位置给多路径频道的输入。针对定时改进，下采集器15的输出23亦经由码追踪器10的间插反馈回路35至定时误差估计器16，其输入信号的定时误差被量测并被传送为定时误差估计24。定时误差估计器16可依据各种已知定时误差估计演算来操作。较佳实施例可运用早晚门同步器。

接着，回路滤波器17可接收定时误差估计24来产生延迟估计25。回路滤波器17类型的选择是视频道情况而定。然而，本发明并不受限于被使用的特殊回路滤波器。较佳是，回路滤波器17是第一或第二阶滤波器。例如，已知比例积分器(PI)滤波器可被当作回路滤波器17。可替代是，第一阶自回归(AR)滤波器可被当作回路滤波器17。

图2显示回路滤波器17的较佳配置，包含第二阶比例积分器滤波器50，累积器56，反向乘法器57。比例积分器滤波器50包含积分器51，其包含乘法器52，累积器53，乘法器54及加法器55。乘法器52及54可分别施加常数a及b至定时误差估计24输入，其被分割于比例积分器滤波器50的输入处。定时误差估计24输入被积分器51积分，而被乘上平行积分器51的常数b。平行输出被加法器55加总产生比例积分器滤波器输出。接着，比例积分器滤波器输出被累积器56累积且被具有常数-c的乘法器57处理。乘法器57中的常数c相反符号可产生反向定时修正以补偿信号中的定时误差估计24，对图1所示的负反馈系统有用。视回路滤波器17阶而定，码追踪器10可包含第一，第二或甚至更高阶反馈回路。乘法器57的输出是延迟估计25。

回路滤波器17的输出延迟估计25是被Td表示如下：

Td＝-ξ(Te)                            方程式4

其中Te为来自定时误差估计器16的定时误差估计24，而ξ(·)为线性操作数。延迟估计25被传送至间插器控制器18做进一步处理。

间插器控制器18可提供两个主要功能：管制延迟估计25范围及最小化间插器系数。首先，关于保持延迟估计25于码追踪器10的速率操作范围内，该操作范围是视定时误差估计器16的特殊选择而定。例如，针对早晚门同步器型定时误差估计器16，该操作范围采集区间是被限制为-Tc至Tc。有两种对定时误差估计器16工作范围限制信号定时变异的方式。首先此可借由及时与延迟估计25等比例转移下采集器15的基点26来达成。然而，此是对应改变整个接收器的框起始。仅可理解是否仅有一传输路径至接收器。然而，多路径环境中，较佳转移路径专用的码追踪器10的码产生器13于延迟估计25反方向。

实施定时误差估计器16之外，被接收信号21的定时误差估计24是针对被码产生器13产生的接收器中的参考码来量测。间插器控制器18可监控延迟估计25且无论其何时超出特定范围之外，其均可反向转移码产生器13。因为码产生器13是以区间Tc的芯片速率来运作，所以最小转移量是等于芯片存续期间，也就是Tc。因此，无论延迟估计25何时变成Td＞Te/2或Td＜-Te/2，较佳均执行码转移28。

实际通信系统中，基地台及移动无线传输/接收单元接收器间的路径相对延迟可超时改变。主要地，其可针对以下原因而发生。首先，移动无线传输/接收单元接收器的动作可及时改变延迟估计25。针对固定速度的移动无线传输/接收单元接收器移动，定时误差中具有第一阶改变。第二个原因是基地台及移动无线传输/接收单元接收器间的局部震荡器频差。此亦导致延迟估计25的第一阶改变。这些效应是累积。然而，定时误差改变并不限于第一阶改变。针对具有N码改变的码追踪器10，若有需要，间插器控制器18可遵循N-1阶改变，并可于任何需要时执行码转移。

码追踪器10所做的码转移决定很坚定，不阻挡低信号噪声比(SNR)及衰落频道情况。为了消除因噪声及干扰造成的振荡码转移操作，简单滞后逻辑被运用。延迟估计25对振荡器偏移及定速移动无线传输/接收单元动作的改变时序图被显示于图3A，图3B。时间偏移是因线性改变时间延迟的周期时间偏移而产生锯齿状波形。如图3A所示，延迟估计25是线性递增。峰值转变发生于码转移28处，为Tc/2+Δ，码转移28是以负向执行以补偿递增延迟估计25。相反地，图3B中，线性递减延迟估计25是被正码转移28补偿。虽然延迟估计25的线性改变被描绘于图3A及图3B，但应注意码追踪器10并不受限于延迟估计25的线性改变，延迟估计25更新的任何类型改变均可行。码转移28如上述地延迟或领先发生于两方向。如图3A及图3B所示，Δ(如0.05Tc)的任意小值是被用于避免码转移25点附近的振动行为。

码转移28发生后，被间插器控制器18使用的新延迟估计值25是被寻找如下：

${\tilde{T}}_d=T_d-T_c\mathrm{sgn}\left[T_d\right]$

方程式5a

其中sgn[·]表示码转移28的方向(也就是正，负或两者皆非)且被定义为：

$\mathrm{sgn}\left(T_d\right)=\left\{\begin{array}{c}1,T_d{\&GreaterEqual;T}_c/2+\mathrm{\&Delta;}\\ 0,-T_c/2-\mathrm{\&Delta;}<T_d<T_c/2+\mathrm{\&Delta;}\\ -1,T_d\&le;-T_c/2-\mathrm{\&Delta;}\end{array}\right.$

方程式5b

有关间插器控制器18最小化系数的第二函数，具有限大小的实际间插是被最佳化来达成最小误差。记住方程式1中的理论间插器具有无限系数而不可实施。有限大小间插器的最佳间插器系数是可经由如最小均方差(MMSE)的最佳演算来最小化近似误差。此于下一段将被详述。然而，因有限大小间插器的近似误差可借由尽可能最小化片段延迟估计27而被进一步降低。因此，间插器控制器18被配置来达成此。码转移处理后的延迟估计25可被写为：

${\tilde{T}}_d=k{\&CenterDot;T}_s+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;T_s$

方程式6a

其中k被定义如下：

$k=\left[\frac{{\tilde{T}}_d}{T_s}\right]$

方程式6b

操作数[x]代表x的最大整数。k值对应存在于 中的过度采集样本存续期间数。因此，k·T_s借由相等k样本的量来对应过度采集输入信号的简单转移。此转移可轻易借由方程式3所示的整数k转移下采集器的基点26来达成。基点26转移后，剩余时间转移是等于

${T^{\&prime;}}_d={\tilde{T}}_d-k\&CenterDot;T_s={\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;T}_s$

方程式7

因为间插器14被标准化为Ts，所以间插器14的值是被量化后(也就是

同时，重要是注意分解延迟估计25后(也就是方程式6a中的 值及方程式6b中的k值)，片段延迟估计27是被限制为-1＜α＜1范围。此范围限制使片段延迟估计27保持最小并达成预期增加间插误差。

为了描绘间插器控制器18的操作，现呈现以下例子。假设被过滤定时误差估计25为Td＝0.64Tc，且过度采集速率为L＝4。因此，采集速率为Ts＝Tc/L＝Tc/4。依据方程式5a及5b，码转移28是所需，所以码转移延迟估计25为 ${\tilde{T}}_d=0.64\mathrm{Tc}-\mathrm{Tc}=-0.36\mathrm{Tc}.$ 从方程式6b，基点26为k＝-1，而从方程式6a，片段延迟估计27为α＝-0.44。

量化器19是间插反馈回路35的最后剩余阶段。片段延迟估计27是于被间插器使用之前被量化器19量化(也就是被离散)。量化器19对限制计算间插器系数以避免延迟估计25每次被更新的计算很有用。量化器19包含可储存与一组可用量化片段延迟估计值相关的预先计算间插器系数的查找表。此查找表可降低间插的计算复杂度且亦增加处理速度。量化器19可决定基于所需定时精确度及过度采集速率L来量化该片段延迟估计的若干位准。定时调整所需的定时精确度是Tc/Q，其中Q为正整数。其遵循所需量化步骤大小为2Tc/Q。针对过度采集速率L，此对应-1＜α＜1范围的Q/L量化位准。例如，针对Q＝32及L＝4，定时调整所需的定时精确度是Tc/16，而量化器19具有Q/L＝8位准。接着，依据上例，若片段延迟估计27为α＝-0.44，则被量化延迟可从自量化器19中的查找表选择最近相等值来决定。因为此为位准8量化器，所以可用值是来自下组量化片段延迟估计：[-1，-0.75，-0.5，-0.25，0.25，0.5，0.75，1](值0因为完全不产生间插所以不被使用。因为-0.44最接近-0.5，所以被选择量化片段延迟估计29接着为 $\widehat{\mathrm{\&alpha;}}=-0.5,$ 其被传送至间插器14。

遵循间插反馈回路35的起始迭代，延迟估计及间插操作继续被重复以追踪定时误差的改变。

回到间插器14，方程式1的有限间插将被说明，包含间插器14处理 $\widehat{\mathrm{\&alpha;}}\&NotEqual;0$ 的量化片段延迟估计29，不像间插器14最初处理被接收信号21时。如方程式1所示，理论间插是无限长度加总。为了有效间插器实施，方程式1的无限加总必须被执行。以下方程序8a是显示此输出

的有限表示如下：

$\tilde{x}(n+\widehat{\mathrm{\&alpha;}})=\underset{m=-M_1}{\overset{M_2}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n-m)h_{\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}\left(n\right)$ 方程式8a其

代表间插器系数，被导出如下：

$h_{\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}\left(n\right)=\mathrm{Sinc}(m+\widehat{\mathrm{\&alpha;}})$ 方程式8b有限长度滤波器的理论间插器的频率响应如下：

$S(\mathrm{\&omega;},\mathrm{\&alpha;Ts})=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Tse}}^{\mathrm{j\&omega;\&alpha;Ts}},|\mathrm{\&omega;}/2\mathrm{\&pi;}|<1/\left(2\mathrm{Ts}\right)\\ 0,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.$ 方程式9输出信号误差

是被定义为理论间插器输出及间插器的有限表示间的差异：

$E\left(\widehat{\mathrm{\&alpha;}}\right)=\tilde{x}(n+\widehat{\mathrm{\&alpha;}})-x(n+\widehat{\mathrm{\&alpha;}})$ 方程式10最适有限脉冲响应间插器的系数h_α(n)是借由最小化以下方程序11来决定，用于量化片段延迟估计29的所有可能 值。被使用的最适方法为最小均方差方法。因为孳息的频宽F＝ω/2π小于1/(2Ts)，施加Parseval关系是自方程式10产生：

$E^2\left(\widehat{\mathrm{\&alpha;}}\right)=\underset{-F}{\overset{F}{\&Integral;}}|e^{\mathrm{j\&omega;\&alpha;Ts}}-\underset{m={-M}_1}{\overset{M_2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}\left(n\right)e^{-\mathrm{j\&omega;\&alpha;Ts}}{|}^2\mathrm{d\&omega;}$ 方程式11

方程式11是代表有限脉冲响应滤波器的最小均方差版本，其为间插器14的间插器较佳类型。方程式11具有若干不同解。例如，Fletcher-Powell方法可被用来解决方程式11。应注意本发明实施例不受限于方程式11的任何特殊解。若(M₁＝M)及(M₂＝M-1)被选择用于2M系数总数，则最小差

被达成。由于系数从方程式12被找出，最适最小均方差有限脉冲响应间插器14可以下列方程式来表示：

$\tilde{x}(n+\widehat{\mathrm{\&alpha;}})=\underset{m=-M}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(n-m)h_{\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}\left(m\right)$ 方程式12

如熟悉本技术人士所知，间插器系数是对称 $\widehat{\mathrm{\&alpha;}}=0.5,$ 其可被写为

$h_{(1-\widehat{\mathrm{\&alpha;}})}\left(m\right)=h_{\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}(-m-1)$ 方程式13

当不可实时解出方程式11，方程式11是被事先解出所有可能

值，且预定系数是被储存于量化器19的查找表。此导致大小M·((Q/L)-2)的实数入口的查找表，其中Q/L为量化器位准数。然而，因为 $\widehat{\mathrm{\&alpha;}}=0$ 完全不会产生间插，所以其被排除于量化器19的查找表。借由使用方程式13的对称特性，查找表大小可借由M·((Q/L)-2)/2实数来降低。可替代是，视被实施间插器结构而定，如多项式间插器，查找表可借由实时计算来删除及取代。

实施中，视可被负担的间插误差而定，M≥1具有2M系数

例如，第三代合作计划状分频双工兼容移动无线传输/接收单元接收器，包含早晚门同步器，两次过度采集(L＝2)，及包含被串联如图2累积器的积分器滤波器的第二阶回路滤波器，产生M＝2或每量化器总共四个系数。针对Tc/16的所需精确度(也就是Q＝16)，所使用的量化器位准数为8。

借由最适化依据本发明的间插，不管是否使用系数限制数，有效降低定时误差的有利结果均可被达成。虽然本发明已参考多路径衰落频道及RAKE状接收器做说明，但其不受限于这些应用来建构。码追踪器10的替代实施例是包含但不受限于具有下列类型间的间插器：多项式有限脉冲响应间插器，线性间插器，及Lagrange间插。

Claims (16)

1.一种可对无线通信系统中的发送器做定时同步的接收器的数字定时同步器，其中该被接收信号具有对参考码的定时误差，包含：

被配置用来估计该被接收信号的起始码相位的频道估计器；

被配置用来产生可借由整数增量调整的定时参考码的码产生器；及

被配置用来间插及修正该定时误差的间插反馈电路，借此该间插可借由整数码转移及被挑选自量化片段延迟估计值的查找表的量化片段延迟估计及其相关预定间插器系数来达成，该被接收信号的时间修正版本从其被产生。

2.如权利要求1所述的该数字定时同步器，其特征在于该间插反馈电路进一步包含：

被标准化为采集速率的间插器，被配置来片段延迟或领先及时转移该被接收信号；

定时误差估计器，可基于该间插反馈电路的输出信号及该定时参考码间的定时差来决定定时误差估计；

间插器控制器，可响应该定时误差估计以该定时误差估计反向来产生及传送整数码转移信号至该码产生器，于预定范围内产生片段延迟估计以决定间插系数；及

量化器，具有与预定量化片段延迟估计值相关的被储存间插器系数的该查找表，被配置从该查找表选择最接近该片段延迟估计的量化片段延迟估计值。

3.如权利要求2所述的该数字定时同步器，其特征在于该间插反馈电路进一步包含可滤波该定时误差估计以产生具有该定时误差估计反向标记的延迟估计值的滤波器，借此该间插器控制器可于该定时误差估计器配置相关的预定操作范围内来管制该延迟估计。

4.如权利要求3所述的该数字定时同步器，其特征在于该间插反馈电路进一步包含可响应该间插器控制器的下采集器，其被配置借由过度采集因子及依据该被接收信号及该延迟估计的采集速率的该比率相关的基点来降低该被接收信号的该采集速率。

5.如权利要求2所述的该数字定时同步器，其特征在于该间插器是最小均方差最适化有限脉冲响应间插器。

6.如权利要求1所述的该数字定时同步器，其特征在于该被接收信号包含多路径，而该间插反馈电路进一步包含后处里单元，被配置来处理该被估计起始码相位及估计信号及噪声门槛的噪声功率，借此产生该码产生器发展该参考码的起始码相位。

7.如权利要求1所述的该数字定时同步器，其特征在于该片段延迟估计的该预定范围是介于(-1)及(1)之间。

8.如权利要求1所述的该数字定时同步器，其特征在于该被接收信号被L因子过度采集且量化片段调整值的该预定数是依据用于定时调整的预期定时精确度T/Q来决定的量化位准Q/L数，其中T代表该采集期间，Q代表正整数，而L代表正整数。

9.一种包含如权利要求1所述的数字定时同步器的接收器。

10.一种包含如权利要求1所述的数字定时同步器的无线传输/接收单元。

11.一种可对无线通信系统中的发送器及接收器做数字定时同步的方法，其特征在于该被接收信号具有对参考码的定时误差，包含：

估计该被接收信号的起始码相位；

产生可借由整数增量调整的定时参考码；及

间插及修正该定时误差，借此该间插可借由整数码转移及被挑选自量化片段延迟值的查找表的量化片段延迟估计及其相关预定间插器系数来达成，该被接收信号的时间修正版本从其被产生。

12.如权利要求11所述的该方法，其特征在于该间插及修正步骤进一步包含：

片段延迟或领先及时转移该被接收信号；

基于该被接收信号的时间修正版本及该定时参考码间的定时差来决定定时误差估计；

以该定时误差估计反向来产生整数码转移信号；

于预定范围内产生片段延迟估计以决定间插系数；及

储存预定量化片段延迟估计值相关的间插器系数于查找表；及

从该查找表选择最接近该片段延迟估计的量化片段延迟估计值。

13.如权利要求12所述的该方法，其特征在于该间插步骤进一步包含滤波该定时误差估计以产生具有该定时误差估计反向标记的延迟估计值，借此该延迟估计被管制于该定时误差估计器配置相关的预定操作范围内。

14.如权利要求13所述的该方法，其特征在于该间插步骤进一步包含借由过度采集因子，依据该被接收信号及该延迟估计的采集速率的该比率相关的基点来降低该被接收信号的该采集速率。

15.如权利要求11所述的该方法，其特征在于该被接收信号包含多路径，而该间插步骤进一步包含处理该被估计起始码相位及估计信号及噪声门槛的噪声功率，借此产生该码产生器发展该参考码的起始码相位。

16.如权利要求12所述的该方法，其特征在于该片段延迟估计的该预定范围是介于(-1)及(1)之间。

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