CN1578179A - 来自取样相位选择组件的取样控制信号的校正方法及装置 - Google Patents

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Abstract

取样相位选择组件之离散取样控制信号，其影响取样时间，系利用取样时间误差信号之量化间隔定义进行校正。为达此目的，一接收信号系平移经过取样相位选择组件之信号路径上游之一系列时间平移τi。接着，与个别时间平移τI相关联的取样时间误差ei系予决定。接着，适合取样相位选择组件之取样控制信号之量化间隔系经由时间平移τi及取样时间误差ei间之关系决定。

Description

来自取样相位选择组件的取样控制信号的校正方法及装置
【技术领域】
本发明系有关于一种取样控制信号之校正方法及电路装置，其系基于取样相位选择组件且会影响接收信号取样时间。
【背景技术】
移动电话之无线信号系实施多重路径传递，也就是说，在传递路径中，传输无线信号于各种障碍物之反射、散射、绕射均可能会在接收器产生两种或两种以上之接收信号版本，并且，该接收信号版本系彼此时间平移，且，分别具有不同衰减程度。雷克(RAKE)接收器之作用原理系基于，首先，分别评估该两种或两种以上之接收信号版本，然后，再利用正确时序迭代该两种或两种以上之接收信号版本，进而达成尽可能较高之检测增益。在这个例子中，雷克接收器系表示这种接收器之结构，其中，耙尖系表示雷克接收器分指，且，耙柄系表示输出侧产生之高阶接收信号。
在第三代移动无线通信之通用移动电话系统(UMTS)中，多重存取方法系采用码分多址(CDMA)。在码分多址(CDMA)中，全部用户系采用相同频率范围，但，个别用户之无线信号编码却会有所不同。经由不同无线信号编码之采用，各个用户便可以区分。
在码分多址(CDMA)编码程序期间，欲传输数字数据信号之各个数据符号，在发射器端，系分别加入用户专有之码分多址(CDMA)扩展码。在这个例子中，码分多址(CDMA)扩展码序列组件系称为码片(chip)。数据符号之时间周期系码片时间周期Tc之整数Q，其中，1/Tc系对应于码片速率。Q系采用码分多址扩展码序列之长度。
基于码片速率，码分多址(CDMA)解展频程序系实施于个别雷克接收器分指。码片时间周期系已知于接收器，并且，各个雷克接收器分指之接收信号码片之绝对时序亦需要决定及考虑。相较于码片时间周期Tc，各个雷克接收器分指之接收信号码片之绝对时序将会需要更高之精确度。在通用移动电话系统(UMTS)中，码片时间周期Tc系等于2.6μs。
为达此目的，各个雷克接收器分指必须具有关连电路装置，藉以利用高度超取样(举例来说，八倍码片速率)及不同相位角度取样接收信号。随后，基于最佳码片能量，各个雷克接收器分指之取样相位选择组件系分别选择具有最佳相位角度之最佳取样数值，且，具有最佳相位角度之最佳取样数值系分别应用于其余之信号处理程序。
另外，德国早期公开之专利说明书DE 100 05 441 A1系揭露一种方法，其系利用数字内插装置以选择最佳相位。基于两倍码片速率超取样之数据信号，该数字内插装置系产生适当中间数值以做为中间取样相位，且，雷克接收器分指系利用码片时脉速率以进一步处理中间取样相位。
先前所述之两种实施方式系具有共通特征，亦即：超取样数据信号之适当相位角度系利用取样相位选择组件选择，藉以用于往后处理程序。
在雷克接收器之各个雷克接收器分指中，接收信号之最佳取样时间系有所不同，且，接收信号之最佳取样时间系可以经由接收符号决定(特别是，基于导频符号之辅助)。寻找最佳取样时间之工作系可以利用时间误差测量装置实施，其输出侧之取样时间误差信号(藉以产生取样相位选择组件之驱动信号)及输入侧之时间误差信号(位于各个雷克接收器分指路径)系具有非线性之传输特性。各个雷克接收器分指路径之实际时间误差信号亦可以利用时间误差测量装置，经由反向映像方式推导出来。
基于取样相位选择之最佳取样时间设定系利用限制时间分辨率实施。举例来说，若取样相位选择组件系采用已知内插装置，则取样相位选择组件至多仅能设定三组不同中间数值。因此，内插装置系可以实施为具有少数固定滤波器系数之数字滤波器。另外，由于取样相位选择组件之时间分辨率有所限制，控制取样相位选择组件之取样控制信号系呈现离散形式。因此，离散取样控制信号之个别数值及取样时间误差信号(取样时间误差信号之数值系连续)之个别量化间隔之间系需要关连。这表示：根据时间误差测量装置传输特征之取样相位选择组件要求(表示x轴时间误差信号及Y轴时间误差信号之关系)，个别量化间隔必须基于取样时间误差信号决定。这里，传输特征亦称为S曲线(因为曲线形状)。
S曲线之形状，一方面，系受到时间误差测量装置之特定实施方式支配，另一方面，亦受到天线及时间误差测量装置输入间之传输路径特征(特别是，接收器之射频区段特征及接收滤波器电路特征)支配。另外，天线及取样相位选择组件间之传输路径特征(特别是，接收滤波器电路特征)及时间误差测量组件及取样相位选择组件间之传输路径特征、或时间误差测量装置及取样相位选择组件之实施方式特征亦可能造成原始S曲线之平移。
到目前为止，S曲线之量化间隔通常系利用接收器之仿真模型决定，且，S曲线之量化间隔始终系实施于接收器。这种实施方式之缺点包括：最终量化品质及关连分辨率系取决于接收路径之模型精确度。另外，时间误差测量装置或取样相位选择组件之接收路径延迟系可能会造成组件相关之变动，且，该组件相关变动并没有考虑于仿真模型。另外，接收器之温度影响及老化影响亦没有考虑于仿真模型。这表示：最佳取样时间并无法利用取样相位选择组件完全设定。
【发明内容】
为解决上述及其它目的，本发明系提出一种方法及电路装置，藉此，取样相位选择组件之最佳取样时间将可以充分且精确地定义。特别是，本发明之主要目的系加入系统参数、组件分布、老化效应、温度影响之各种考虑。
有鉴于此，本发明系利用权利要求第1独立项之特征及第1 2独立项之特征达成。
有鉴于此，驱动取样相位选择组件之离散取样控制信号系可以利用取样时间误差信号之量化间隔定义校正。
为达此目的，一接收信号s系平移经过该取样相位选择组件之信号路径上游之一系列时间平移τi。接着，与个别时间平移τI相关联的取样时间误差信号之测量数值ei系决定。接着，适合该取样相位选择组件之取样时间误差信号之量化间隔系经由个别时间平移τi及取样时间误差ei之关系决定。
接收信号之个别时间平移τi及测量于时间误差测量装置之取样时间误差ei之关系(测量决定)系可以定义量化间隔，藉以最佳匹配于接收器之实际条件。藉此，最佳取样时间系可以驱动，且整体考虑所有特定参数，诸如：系统参数、组件分布、老化效应、温度影响。根据本发明之方法，系统及环境模型将不复需要，因为系统及环境仅是现实状况之简化模拟。
较佳者，接收信号系时间平移经过移动无线接收器之全系统时间平移τi。藉此，校正程序将可以不假外部测试设备地轻易达成，且，将可以更具有成本效益。
首先，一最佳取样时间τi_opt系可以经由个别时间平移τi决定，藉以决定该取样控制信号之量化步进大小。接着，离散时间平移之量化间隔系可以决定，其中，该离散时间平移系可以连关于该最佳取样时间τi_opt，且，该取样相位选择组件亦可以设定于该离散时间平移。这个步骤之完成系基于个别预定时间平移之测量数值评估。在这个例子中，本发明之第一较佳实施例系具有下列特征，亦即：最佳取样时间τi _opt系决定，藉以首先决定测量数值ei之最小数值ei_min，接着定义最佳取样时间τi_opt为关连最小数值ei_min之时间平移τi_min。假设接收信号路径并没有任何偏移，也就是说，时间误差检测器会于最佳取样时间产生大小为零之测量数值，则本发明方法将可以精确决定最佳取样时间τi_opt。
本发明之另一较佳实施例系基于时间误差检测器输出之偏移数值，藉以考虑S曲线之任何可能平移。这表示：时间误差检测器输出之测量数值系具有偏移数值，亦即：时间误差检测器在最样取样时间τi _opt之测量数值大小不等于零。在这个例子中，先前所述之方法可能会在最样取样时间τi_opt以外之时间轴位置产生S曲线之控制点(零点交叉)。在时间误差检测器输出具有偏移数值之例子中，本发明方法系可以检测导频信号(内含于接收信号且已知于接收器)，藉以决定不同时间平移τi之最佳取样时间τi_opt。最佳取样时间τi_opt系定义为具有最大导频信号振幅之时间平移τi_max。
另外，信号干扰及噪声比(SINR)测量最好能够实施，且，信号干扰及噪声比(SINR)测量最好能够用于最佳取样时间之决定程序期间之导频信号检测。
根据本发明之另一较佳实施例，该取样相位选择组件系利用适当中间时间数值之接收信号内插实施取样相位选择，且，接收信号内插可以表示为离散取样控制信号之一函数。相较于利用高取样速率之超取样数据信号之特定取样数据选择，利用内插产生之适当数据信号中间数值之特定取样相位选择仅仅需要较少投入且较为有利。
较佳者，校正程序系采用具有固定信号延迟之信号来源。另外，利用接收器时间平移组件之校正程序并不需要时间平移该信号来源之发射信号，因此，信号来源亦可以具有简单设定，且，校正程序亦可以独立实施于接收器。
另外，根据本发明之另一较佳实施例，在动作期间，移动无线接收器系可以校正两次或更多次，且特别是，不需使用者任何动作之自动校正。
另外，本发明之各种调整及变动系可以见于权利要求之附属项。
【附图说明】
本发明系利用较佳实施例之说明文字，配合所附附图详细说明如下，其中：
第1图系表示数字移动无线系统之雷克接收器之概括电路图；
第2图系表示取样数值之内插原理，藉以决定最佳取样时间之特定取样数值；
第3图系表示时间误差测量装置之时间误差及取样时间误差信号之关系(S曲线)；
第4图系表示S曲线，其中，S曲线系具有取样时间误差信号于特定取样时间之量化间隔迭代关连，且，量化间隔迭代关连系可以利用内插装置设定；
第5图系表示雷克接收器之方块图，其中，雷克接收器系具有根据本发明方法之量化步进大小校正装置；
第6图系表示量化步进大小校正方法之测量表格；
第7图系表示根据本发明校正方法之S曲线决定方法；以及
第8图系表示根据本发明校正方法之量化间隔决定方法。
【具体实施方式】
第1图系表示数字移动无线系统之雷克接收器之概括电路图。首先，接收信号系传送至接收器之射频区段及接收滤波器电路。随后，接收滤波器电路之输出信号系进一步处理于延迟补偿器及驱动延迟补偿器之分指放置单元。延迟补偿器之输出信号系输入至内插装置，内插装置系放置于总共M个雷克接收器分指之各个雷克接收器分指，且，与内插装置相关联的时间误差检测器系操作为时间误差测量装置，时间误差检测器之输出系可以驱动各个内插装置。随后，各个内插装置之输出信号系利用解展频单元转换成接收符号。
接收信号之最佳取样时间系基于内含于接收信号之导频符号及储存于接收器之导频符号之相关性，藉以分别决定于总共M个雷克接收器分指之各个雷克接收器分指之时间误差检测器。通常，这个步骤系利用前后相关装置之形式实施。与最佳取样时间相关联的数据数值系利用内插装置之计算装置”回顾地”产生。内插装置系经由接收数据，藉以重构最佳取样时间之取样数据(举例来说，利用两倍码片速率超取样)，其系表示为时间误差检测器之输出信号之函数。分指放置及延迟补偿之两个单元系确保：所有接收路径均可以同步处理于各个雷克接收器分指。射频区段及接收滤波器电路系可以实施解调制及信号均衡。
第2图系表示取样数值之内插原理，藉以决定特定取样时间之取样数值。在这个例子中，具有不同相位角度之取样数值系经由超取样输入信号重构，其中，超取样输入信号之各个码片周期系具有两个或更多个取样数值。具有最大码片能量之最佳取样时间之重构取样数值系想要决定，且，具有最大码片能量之最佳取样时间之重构取样数值系可以用于检测器接收信号之最佳检测。举例来说，实施内插程序之数字内插装置系可以利用平方法则语音内插装置或立方法则语音内插装置之形式实施。
第3图系表示取样程序之时间误差(输入变量)及时间误差检测器之取样时间误差信号(输出变量)之关系(S曲线)。第3图所示之S曲线系呈现高度非线性，且，呈现较高振幅平坦之时间误差。
第4图系表示S曲线，其中，S曲线系关连具有取样时间误差信号之特定数值(Y轴)及时间误差(X轴)。另外，基于内插装置之分辨率，第4图亦可以视情况需要地表示S曲线之典型量化间隔。在这个例子中，取样时间误差信号之个别量化间隔(利用间隔边界定义)系与特定、离散之取样时间(X轴)相关联，其可以利用内插装置设定，且，亦可以利用内插装置之离散取样控制信号选择。举例来说，可变取样时间之时间分辨率系可以等于Tc/8。藉此，取样时间误差信号之特定量化间隔及离散取样控制信号之特定数值之关连便可以得到。
第5图系表示雷克接收器之电路方块图，其中，雷克接收器系具有根据本发明之电路装置，藉以校正S曲线(经由测量决定)之量化间隔。相较于第1图，第5图所示之雷克接收器亦具有额外之功能单元，其包括：
-一内插装置或取样速率转换器(SRC)，放置于延迟补偿器之上游；
-一数字信号处理器(DSP)，驱动该内插装置及取样速率转换器(SRC)，数字信号处理器(DSP)系利用时间误差检测器、解展频单元、信号噪声及干扰比(SINR)测量单元驱动；
-信号噪声及干扰比(SINR)测量单元，利用解展频单元驱动，信号噪声及干扰比(SINR)测量单元之输出系传送至数字信号处理器(DSP)。
在这个例子中，时间误差检测器之输入信号(输出信号)之特定量化间隔及取样控制信号之离散数值(内插装置之控制输入信号)之关连系可以利用功能单元产生，且，功能单元系位于时间误差检测器及内插装置之间(未见于第1图或第5图)。或者，时间误差检测器或内插装置亦可以实施这个关连程序。
根据本发明，接收路径必须于基带码片时间平移，藉以校正内插装置。在本发明之较佳实施例中，这个工作系实施于取样速率转换器(SRC)。在许多例子中，由于取样速率转换器(SRC)系内含于基带信号处理，藉以补偿取样频率之不准确(在两倍码片速率2/Tc之例子中)，因此，取样速率转换器(SRC)亦可以用于本发明之校正方法。这种做法亦可以利用内插装置之特征完成，藉此，信号发射便可以利用适当内插程序计算时间偏移相位，藉以得到可变之时间延迟(亦称为多相)。根据本发明之较佳实施例，这个内插装置系可以手1ns之细微步进大小完成，且，步进大小系利用数字信号处理器(DSP)预先决定。
随着个别时间平移发生之解展频信号系利用数字信号处理器(DSP)测量，且，解展频信号之大小系评估。另外，数字信号处理器(DSP)系控制测量程序。由于数字信号处理器(DSP)系提供于基带码片，因此，需要额外提供的仅有适当之控制及测量算法。
除了最佳取样时间决定以外，信号噪声及干扰比(SINR)测量亦可以利用信号噪声及干扰比(SINR)测量单元实施。噪声位准愈低，则最佳取样时间决定(假设同等条件)愈准确。
第6图系表示校正量化间隔之测量表格，藉此，测量工作系可以详细说明如下：首先，接收器之传输信号必须提供，且，发射器及接收器之距离系维持常数。举例来说，传输信号可以利用基地台(BS)、仿真器之工厂校正、或接收器之仿真器提供。
经由时间误差检测器输出发射之各个时间延迟τi之测量数值ei、关连共享导频频道(CPICH)符号si之大小、及经由信号噪声及干扰比(SINR)测量取得之关连测量数值snri(i＝1，…，N)系分别定义于这个测量表格。共享导频频道(CPICH)系表示通用移动电话系统(UMTS)之共享导频频道，且，已知符号(导频符号)系经由共享导频频道(CPICH)传输至所有移动无线接收器。
测量程序(所谓之测量基本目的)系实施下列步骤，包括：
-内插装置之内插功能系中断，藉此，全部需要完成的仅有对半取样速率；
-取样速率转换器(SRC)系设定一路径延迟或时间延迟τi；
-时间误差检测器之输出信号ei-1系测量及储存；
-接收符号校正(符号系储存于接收器)之系数si-1系测量及储存，其中，内含导频符号(共享导频频道(CPICH)数码)之接收信号系利用相关器、参照共享导频频道(CPICH)数码及累积及转储功能单元(图中未示)下行序列解展频，且，大小或平方系形成；
-信号噪声及干扰比(SINR)数值snri-1系测量及储存；以及
-基本工作系重复数次(i＝2，…，N)，且，结果系平均。
藉此，基本工作系可以实施于N个不同路径延迟，也就是说，取样速率转换器(SRC)设定之N个不同延迟τi。这些延迟τi之时间分辨率必须足够高(举例来说，1ns)，藉以充分精确地测量S曲线。另外，涵盖之整个时间间隔|τ1-τN|亦必须涵盖超取样信号之相邻取样时间之间隔。
第7图系表示根据本发明校正方法之S曲线决定方法。取样速率转换器(SRC)设定之各个延迟(第7图系表示单一码片时间周期之延迟)系与时间误差检测器之输出数值ei(取样时间误差信号)相关联。在第7图中，连续延迟或测量时间之时间间隔τi系显著放大。在实施各种延迟时间τi之基本工作时(τi＜τj，若i＜j)，S曲线系可以非单调地决定，如第7图之测量数值(τi，ei)所示(i＝1，2，3)。这乃是发射器及接收器之异步特性所致，藉此，S曲线之时序(取样速率转换器(SRC)设定延迟τi之一函数)系无法得知。全部能够知道的仅有取样速率转换器(SRC)设定延迟τi之时间。这表示：延迟τ1之第一测量系实施于S曲线之未定义位置(未定义位置系位于超取样接收信号之两取样时间内)，藉此，S曲线之零点位置仍然必须决定。
经由测量数值决定S曲线绝对位置之方法有两种，其包括：
1.最小数值ei_min系经由时间误差检测器之输出信号ei决定。这个数值系表示时间误差检测器之输出信号之近似零点交叉。若时间误差检测器之输出信号没有偏移，则最小取样时间τi_min系表示最佳取样时间τi_opt，因为雷克接收器分指之内插装置仅对半取样速率且不会实施内插程序(利用时间误差检测器之输出信号驱动)。有鉴于此，测量点(τi，ei)形式之校正测量曲线系可以平移决定S曲线，藉此，最小取样时间τi_min系定义平移曲线之原点。
2.如先前所述，由于接收滤波器电路之行为并不理想，S曲线亦可能不会通过坐标系统之原点。第7图即是表示这种情况。在这个例子中，时间误差检测器并不会在最佳取样时间τi_opt产生零点信号(也就是说，S曲线之原点)。在这个例子中，利用先前所述方法之最佳取样时间决定系可以得到最佳取样时间τi_opt’，且，最佳取样时间τi_opt’并不等于实际最佳取样时间τi_opt。因此，为了定义最佳取样时间τi_opt，经由导频或共享导频频道(CPICH)符号si检测结果之数值si_max系决定，其中，导频信号系具有最大振幅。与这个数值si_max相关联的时间平移τi_max系可以做为最佳取样时间之测量数值。随后，S曲线系可以平移实验决定测量曲线(测量位置(τi；ei))得到，藉以使τi_max＝τi opt表示平移S曲线之零点。
先前所述之步骤系表示：S曲线于坐标系统之波形及位置为已知。
基于雷克接收器分指之内插装置之时间分辨率，电路结构之最佳量化间隔便可以定义。
第8图系表示根据本发明校正方法之量化间隔决定方法(不包含S曲线平移)，其包括下列步骤：
1.雷克接收器分指之内插装置可以设定之平移τi_1，τi_2，…，τi_k(精确或近似)系由全部测量搜寻，且，同时考虑先前决定之S曲线之坐标系统绝对位置。举例来说，内插装置之K＝5设定系可能采用。
相邻设定位置τi_k，τi_k+t(k＝1，…，K-1)量化间隔之平均数值τi_mean_k系决定。接着，时间误差检测器之输出信号之关连测量数值ei_mean_k系对应于个别量化间隔之第一间隔边界。个别量化间隔之第二间隔边界系重迭于相邻量化间隔之第一间隔边界ei_mean_k+1。在这个例子中，各个量化间隔系与内插装置之单一及唯一离散控制信号数值相关联。

Claims (17)

1.一种方法，基于一取样时间误差信号之量化间隔定义以校正一取样相位选择组件之一离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号系影响一移动无线接收器之一接收信号之取样时间，且，个别量化间隔系设置该离散取样控制信号之一预定数值，该校正方法系包括下列步骤：
(A)该取样相位选择组件之信号路径上游之一接收信号S系平移经过一系列时间平移τi；
(B)与个别时间平移τi相关联的一取样时间误差信号之测量数值ei系予测量；以及
(C)该取样时间误差信号之量化间隔系经由步骤(B)之时间平移τi及数测数值ei间之关系决定。
2.如权利要求第1项所述之方法，其特征在于：
该接收信号S之平移经过该系列时间平移τi系实施于该移动无线接收器之信号路径。
3.如权利要求第1或2项所述之方法，其特征在于：
步骤(C)系包括下列步骤：
(C1)一最佳取样时间τi_opt系经由该时间平移τi决定；以及
(C2)基于个别预定时间平移之测量数值ei之评估，该量化间隔系与该离散时间平移τi相关地被决定，其中，该离散时间平移τi系可以与该最佳取样时间τi_opt相关联，且，该取样相位选择组件系可以设定于该离散时间平移τi。
4.如权利要求第3项所述之方法，其特征在于：
在步骤(C1)中，该最佳取样时间τi_opt之决定方法系包括下列步骤：
-该测量数值ei之一最小数值ei_min系决定；以及
-该最佳取样时间τi_opt系决定为该最小数值ei_min之关连时间平移τi_min。
5.如权利要求第3项所述之方法，其特征在于：
在步骤(C1)中，该最佳取样时间τi_opt之决定方法系包括下列步骤：
-内含于该接收信号且已知于该接收器端之一导频信号系检测于不同时间平移τi；以及
-该最佳取样时间τi_opt系决定为具有最大导频信号之时间平移τi_max。
6.如权利要求第1至5项之任何一项所述之方法，其特征在于：
基于一信号噪声及干扰比(SINR)测量，个别时间平移τi之一关连信号噪声及干扰比(SINR)数值系决定。
7.如权利要求第3至6项之任何一项所述之方法，其特征在于：
在步骤(C2)中，该取样时间误差信号之一量化间隔之决定方法系包括下列步骤：
-两预定时间平移间之一平均数值τi_mean_k系决定；以及
-支配该量化间隔之一第一间隔边界系决定为该平均数值τi_mean_k之关连测量数值ei_mean_k，且，个别量化间隔之第二间隔边界系重迭于相邻量化间隔之一第一间隔边界。
8.如权利要求第1至7项之任何一项所述之方法，其特征在于：
该取样相位选择组件系实施一内插程序于该接收信号，以作为该离散取样控制信号之一函数。
9.如权利要求第1至8项之任何一项所述之方法，其特征在于：
一信号来源系设定为一固定信号延迟时间，藉以实施该校正程序。
10.如权利要求第1至9项之任何一项所述之方法，其特征在于：
该校正程序系实施一次。
11.如权利要求第1至9项之任何一项所述之方法，其特征在于：
在该移动无线接收器之动作期间，该校正程序系实施两次或更多次。
12.一种电路装置，基于一取样时间误差信号之量化间隔定义以校正一取样相位选择组件之一离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号系影响一移动无线接收器之一接收信号之取样时间，且，个别量化间隔系设置该离散取样控制信号之一预定数值，该电路装置系包括：
(A)一时间平移组件，排列于该取样相位选择组件之信号路径上游，藉以使一接收信号S延迟经过一系列时间平移τi；
(B)一时间误差测量装置，藉以测量一取样时间误差信号ei；以及
(C)一评估装置，基于该预定时间平移τi及该取样时间误差信号ei间之了解，藉以计算该取样时间误差信号之量化间隔。
13.如权利要求第12项所述之电路装置，其特征在于：
该取样相位控制组件系插入该取样接收信号之一内插装置。
14.如权利要求第12或13项所述之电路装置，其特征在于：
该时间误差测量装置系一前后相关装置。
15.如权利要求第12至14项之任何一项所述之电路装置，其特征在于：
该评估装置系一数字信号处理器。
16.如权利要求第13至15项之任何一项所述之电路装置，其特征在于：
该数字移动无线接收器系一雷克接收器。
17.如权利要求第12项所述之电路装置，其特征在于：
该雷克接收器之各雷克接收器分指系具有一取样相位选择组件。
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