CN100380836C

CN100380836C - 来自取样相位选择组件的取样控制信号的校正方法及装置

Info

Publication number: CN100380836C
Application number: CNB2004100549782A
Authority: CN
Inventors: S·保罗; T·鲁普里奇; D·温策尔
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2003-07-25
Filing date: 2004-07-26
Publication date: 2008-04-09
Anticipated expiration: 2024-07-26
Also published as: US20050058184A1; CN1578179A; US7957455B2; DE10334064B3

Abstract

取样相位选择组件之离散取样控制信号，其影响取样时间，系利用取样时间误差信号之量化间隔定义进行校正。为达此目的，一接收信号系平移经过取样相位选择组件之信号路径上游之一系列时间平移τ_i。接着，与个别时间平移τ_I相关联的取样时间误差e_i系予决定。接着，适合取样相位选择组件之取样控制信号之量化间隔系经由时间平移τ_i及取样时间误差e_i间之关系决定。

Description

来自取样相位选择组件的取样控制信号的校正方法及装置

技术领域

本发明涉及一种取样控制信号的校正方法及电路装置，其基于取样相位选择组件且会影响接收信号取样时间。

背景技术

移动电话的无线信号实施多重路径传递，也就是说，在传递路径中，传输无线信号于各种障碍物的反射、散射、绕射均可能会在接收器产生两种或两种以上的接收信号版本，并且，该接收信号版本彼此时间平移，且，分别具有不同衰减程度。雷克(RAKE)接收器的作用原理基于，首先，分别评估该两种或两种以上的接收信号版本，然后，再利用正确时序迭代该两种或两种以上的接收信号版本，进而达成尽可能较高的检测增益。在这个例子中，雷克接收器表示这种接收器的结构，其中，耙尖表示雷克接收器分指，且，耙柄表示输出侧产生的高阶接收信号。

在第三代移动无线通信的通用移动电话系统(UMTS)中，多重存取方法采用码分多址(CDMA)。在码分多址(CDMA)中，全部用户采用相同频率范围，但，个别用户的无线信号编码却会有所不同。经由不同无线信号编码的采用，各个用户便可以区分。

在码分多址(CDMA)编码程序期间，欲传输数字数据信号的各个数据符号，在发射器端，分别加入用户专有的码分多址(CDMA)扩展码。在这个例子中，码分多址(CDMA)扩展码序列组件称为码片(chip)。数据符号的时间周期码片时间周期Tc的整数Q，其中，1/Tc对应于码片速率。Q采用码分多址扩展码序列的长度。

基于码片速率，码分多址(CDMA)解展频程序实施于个别雷克接收器分指。码片时间周期已知于接收器，并且，各个雷克接收器分指的接收信号码片的绝对时序亦需要决定及考虑。相较于码片时间周期Tc，各个雷克接收器分指的接收信号码片的绝对时序将会需要更高的精确度。在通用移动电话系统(UMTS)中，码片时间周期Tc等于2.6μs。

为达此目的，各个雷克接收器分指必须具有关连电路装置，以利用高度超取样(举例来说，八倍码片速率)及不同相位角度取样接收信号。随后，基于最佳码片能量，各个雷克接收器分指的取样相位选择组件分别选择具有最佳相位角度的最佳取样数值，且，具有最佳相位角度的最佳取样数值分别应用于其余的信号处理程序。

另外，德国早期公开的专利说明书DE 100 05 441 A1公开一种方法，其利用数字内插装置以选择最佳相位。基于两倍码片速率超取样的数据信号，该数字内插装置产生适当中间数值以做为中间取样相位，且，雷克接收器分指利用码片时脉速率以进一步处理中间取样相位。

先前所述的两种实施方式具有共通特征，亦即：超取样数据信号的适当相位角度利用取样相位选择组件选择，以用于往后处理程序。

在雷克接收器的各个雷克接收器分指中，接收信号的最佳取样时间有所不同，且，接收信号的最佳取样时间可以经由接收符号决定(特别是，基于导频符号的辅助)。寻找最佳取样时间的工作可以利用时间误差测量装置实施，其输出侧的取样时间误差信号(以产生取样相位选择组件的驱动信号)及输入侧的时间误差信号(位于各个雷克接收器分指路径)具有非线性的传输特性。各个雷克接收器分指路径的实际时间误差信号亦可以利用时间误差测量装置，经由反向映像方式推导出来。

基于取样相位选择的最佳取样时间设定利用限制时间分辨率实施。举例来说，若取样相位选择组件采用已知内插装置，则取样相位选择组件至多仅能设定三组不同中间数值。因此，内插装置可以实施为具有少数固定滤波器系数的数字滤波器。另外，由于取样相位选择组件的时间分辨率有所限制，控制取样相位选择组件的取样控制信号呈现离散形式。因此，离散取样控制信号的个别数值及取样时间误差信号(取样时间误差信号的数值连续)的每个量化间隔之间需要关连。这表示：根据时间误差测量装置传输特征的取样相位选择组件要求(表示X轴时间误差信号及Y轴时间误差信号的关系)，每个量化间隔必须基于取样时间误差信号决定。这里，传输特征亦称为S曲线(因为曲线形状)。

S曲线的形状，一方面，受到时间误差测量装置的特定实施方式支配，另一方面，亦受到天线及时间误差测量装置输入间的传输路径特征(特别是，接收器的射频区段特征及接收滤波器电路特征)支配。另外，天线及取样相位选择组件间的传输路径特征(特别是，接收滤波器电路特征)及时间误差测量组件及取样相位选择组件间的传输路径特征、或时间误差测量装置及取样相位选择组件的实施方式特征亦可能造成原始S曲线的平移。

到目前为止，S曲线的量化间隔通常利用接收器的仿真模型决定，且，S曲线的量化间隔始终实施于接收器。这种实施方式的缺点包括：最终量化品质及关连分辨率取决于接收路径的模型精确度。另外，时间误差测量装置或取样相位选择组件的接收路径延迟可能会造成组件相关的变动，且，该组件相关变动并没有考虑于仿真模型。另外，接收器的温度影响及老化影响亦没有考虑于仿真模型。这表示：最佳取样时间并无法利用取样相位选择组件完全设定。

发明内容

为解决上述及其它目的，本发明提出一种方法及电路装置，由此，取样相位选择组件的最佳取样时间将可以充分且精确地定义。特别是，本发明的主要目的加入系统参数、组件分布、老化效应、温度影响的各种考虑。

有鉴于此，本发明的目的通过以下技术方案而达成。

根据本发明的一种校正一离散取样控制信号的方法，该方法是基于一取样时间误差信号的量化间隔定义以校正一取样相位选择组件的离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号影响一移动无线接收器的一接收信号的取样时间，且，每个量化间隔设置该离散取样控制信号的一预定数值，该校正方法包括下列步骤：(A)该取样相位选择组件的信号路径上游的一接收信号S平移经过一系列预定的离散的时间平移τ_i；(B)测量与每个时间平移τ_i相关联的一取样时间误差信号的测量数值e_i；以及(C)该取样时间误差信号的量化间隔通过步骤(B)所得到的每个时间平移τ_i及测量数值e_i之间的关系决定。

根据本发明的一种校正一离散取样控制信号的电路装置，该电路装置基于一取样时间误差信号的量化间隔定义以校正一取样相位选择组件的离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号影响一移动无线接收器的一接收信号的取样时间，且，每个量化间隔设置该离散取样控制信号的一预定数值，该电路装置包括：(A)一时间平移组件，排列于该取样相位选择组件的信号路径上游，以使一接收信号S平移经过一系列预定的时间平移τ_i；(B)一时间误差测量装置，测量一取样时间误差信号e_i；以及(C)一评估装置，基于预定时间平移τ_i及取样时间误差信号e_i的了解，计算该取样时间误差信号的量化间隔。

有鉴于此，驱动取样相位选择组件的离散取样控制信号可以利用取样时间误差信号的量化间隔定义校正。

为达此目的，一接收信号s平移经过该取样相位选择组件的信号路径上游的一列时间平移τ_i。接着，与每个时间平移τ₁相关联的取样时间误差信号的测量数值e_i被决定。接着，适合该取样相位选择组件的取样时间误差信号的量化间隔经由每个时间平移τ_i及取样时间误差e_i的关系决定。

接收信号的每个时间平移τ_i及测量于时间误差测量装置的取样时间误差e_i的关系(测量决定)可以定义量化间隔，以最佳匹配于接收器的实际条件。由此，最佳取样时间可以驱动，且整体考虑所有特定参数，诸如：系统参数、组件分布、老化效应、温度影响。根据本发明的方法，系统及环境模型将不复需要，因为系统及环境仅是现实状况的简化模拟。

较佳者，接收信号时间平移经过移动无线接收器的全系统时间平移τ_i。由此，校正程序将可以不假外部测试设备地轻易达成，且，将可以更具有成本效益。

首先，一最佳取样时间τ_{i_opt}可以经由每个时间平移τ_i决定，以决定该取样控制信号的量化步进大小。接着，离散时间平移的量化间隔可以决定，其中，该离散时间平移可以连关于该最佳取样时间τ_{i_opt}，且，该取样相位选择组件亦可以设定于该离散时间平移。这个步骤的完成基于个别预定时间平移的测量数值评估。在这个例子中，本发明的第一较佳实施例具有下列特征，亦即：最佳取样时间τ_{i_opt}被决定，以首先决定测量数值e_i的最小数值e_{i_min}，接着定义最佳取样时间τ_{i_opt}为关连最小数值e_{i_min}的时间平移τ_{i_min}。假设接收信号路径并没有任何偏移，也就是说，时间误差检测器会于最佳取样时间产生大小为零的测量数值，则本发明方法将可以精确决定最佳取样时间τ_{i_opt}。

本发明的另一较佳实施例基于时间误差检测器输出的偏移数值，以考虑S曲线的任何可能平移。这表示：时间误差检测器输出的测量数值具有偏移数值，亦即：时间误差检测器在最样取样时间τ_{i_opt}的测量数值大小不等于零。在这个例子中，先前所述的方法可能会在最样取样时间τ_{i_opt}以外的时间轴位置产生S曲线的控制点(零点交叉)。在时间误差检测器输出具有偏移数值的例子中，本发明方法可以检测导频信号(内含于接收信号且已知于接收器)，以决定不同时间平移τ_i的最佳取样时间τ_{i_opt}。最佳取样时间τ_{i_opt}定义为具有最大导频信号振幅的时间平移τ_{i_max}。

另外，信号干扰及噪声比(SINR)测量最好能够实施，且，信号干扰及噪声比(SINR)测量最好能够用于最佳取样时间的决定程序期间的导频信号检测。

根据本发明的另一较佳实施例，该取样相位选择组件利用适当中间时间数值的接收信号内插实施取样相位选择，且，接收信号内插可以表示为离散取样控制信号的一函数。相较于利用高取样速率的超取样数据信号的特定取样数据选择，利用内插产生的适当数据信号中间数值的特定取样相位选择仅仅需要较少投入且较为有利。

较佳者，校正程序采用具有固定信号延迟的信号来源。另外，利用接收器时间平移组件的校正程序并不需要时间平移该信号来源的发射信号，因此，信号来源亦可以具有简单设定，且，校正程序亦可以独立实施于接收器。

另外，根据本发明的另一较佳实施例，在动作期间，移动无线接收器可以校正两次或更多次，且特别是，不需使用者任何动作的自动校正。

另外，本发明还包括基于前述技术方案的各种调整及变动。

附图说明

本发明利用较佳实施例的说明文字，配合所附附图详细说明如下，其中：

图1表示数字移动无线系统的雷克接收器的概括电路图；

图2表示取样数值的内插原理，以决定最佳取样时间的特定取样数值；

图3表示时间误差测量装置的时间误差及取样时间误差信号的关系(S曲线)；

图4表示S曲线，其中，S曲线具有取样时间误差信号于特定取样时间的量化间隔迭代关连，且，量化间隔迭代关连可以利用内插装置设定；

图5表示雷克接收器的方块图，其中，雷克接收器具有根据本发明方法的量化步进大小校正装置；

图6表示量化步进大小校正方法的测量表格；

图7表示根据本发明校正方法的S曲线决定方法；以及

图8表示根据本发明校正方法的量化间隔决定方法。

具体实施方式

图1表示数字移动无线系统的雷克接收器的概括电路图。首先，接收信号传送至接收器的射频区段及接收滤波器电路。随后，接收滤波器电路的输出信号进一步处理于延迟补偿器及驱动延迟补偿器的分指放置单元。延迟补偿器的输出信号输入至内插装置，内插装置放置于总共M个雷克接收器分指的各个雷克接收器分指，且，与内插装置相关联的时间误差检测器操作为时间误差测量装置，时间误差检测器的输出可以驱动各个内插装置。随后，各个内插装置的输出信号利用解展频单元转换成接收符号。

接收信号的最佳取样时间基于内含于接收信号的导频符号及储存于接收器的导频符号的相关性，以分别决定于总共M个雷克接收器分指的各个雷克接收器分指的时间误差检测器。通常，这个步骤利用前后相关装置的形式实施。与最佳取样时间相关联的数据数值利用内插装置的计算装置”回顾地”产生。内插装置经由接收数据，以重构最佳取样时间的取样数据(举例来说，利用两倍码片速率超取样)，其表示为时间误差检测器的输出信号的函数。分指放置及延迟补偿的两个单元确保：所有接收路径均可以同步处理于各个雷克接收器分指。射频区段及接收滤波器电路可以实施解调制及信号均衡。

图2表示取样数值的内插原理，以决定特定取样时间的取样数值。在这个例子中，具有不同相位角度的取样数值经由超取样输入信号重构，其中，超取样输入信号的各个码片周期具有两个或更多个取样数值。具有最大码片能量的最佳取样时间的重构取样数值想要决定，且，具有最大码片能量的最佳取样时间的重构取样数值可以用于检测器接收信号的最佳检测。举例来说，实施内插程序的数字内插装置可以利用平方法则语音内插装置或立方法则语音内插装置的形式实施。

图3表示取样程序的时间误差(输入变量)及时间误差检测器的取样时间误差信号(输出变量)的关系(S曲线)。图3所示的S曲线呈现高度非线性，且，呈现较高振幅平坦的时间误差。

图4表示S曲线，其中，S曲线关连具有取样时间误差信号的特定数值(Y轴)及时间误差(X轴)。另外，基于内插装置的分辨率，图4亦可以视情况需要地表示S曲线的典型量化间隔。在这个例子中，取样时间误差信号的每个量化间隔(利用间隔边界定义)与特定、离散的取样时间(X轴)相关联，其可以利用内插装置设定，且，亦可以利用内插装置的离散取样控制信号选择。举例来说，可变取样时间的时间分辨率可以等于Tc/8。由此，取样时间误差信号的特定量化间隔及离散取样控制信号的特定数值的关连便可以得到。

图5表示雷克接收器的电路方块图，其中，雷克接收器具有根据本发明的电路装置，以校正S曲线(经由测量决定)的量化间隔。相较于图1，图5所示的雷克接收器亦具有额外的功能单元，其包括：

-一内插装置或取样速率转换器(SRC)，放置于延迟补偿器的上游；

-一数字信号处理器(DSP)，驱动该内插装置及取样速率转换器(SRC)，数字信号处理器(DSP)利用时间误差检测器、解展频单元、信号噪声及干扰比(SINR)测量单元驱动；

-信号噪声及干扰比(SINR)测量单元，利用解展频单元驱动，信号噪声及干扰比(SINR)测量单元的输出传送至数字信号处理器(DSP)。

在这个例子中，时间误差检测器的输入信号(输出信号)的特定量化间隔及取样控制信号的离散数值(内插装置的控制输入信号)的关连可以利用功能单元产生，且，功能单元位于时间误差检测器及内插装置之间(未见于图1或图5)。或者，时间误差检测器或内插装置亦可以实施这个关连程序。

根据本发明，接收路径必须于基带码片时间平移，以校正内插装置。在本发明的较佳实施例中，这个工作实施于取样速率转换器(SRC)。在许多例子中，由于取样速率转换器(SRC)内含于基带信号处理，以补偿取样频率的不准确(在两倍码片速率2/Tc的例子中)，因此，取样速率转换器(SRC)亦可以用于本发明的校正方法。这种做法亦可以利用内插装置的特征完成，由此，信号发射便可以利用适当内插程序计算时间偏移相位，以得到可变的时间延迟(亦称为多相)。根据本发明的较佳实施例，这个内插装置可以通过1ns的细微步进大小完成，且，步进大小利用数字信号处理器(DSP)预先决定。

随着每个时间平移发生的解展频信号利用数字信号处理器(DSP)测量，且，解展频信号的大小评估。另外，数字信号处理器(DSP)控制测量程序。由于数字信号处理器(DSP)提供于基带码片，因此，需要额外提供的仅有适当的控制及测量算法。

除了最佳取样时间决定以外，信号噪声及干扰比(SINR)测量亦可以利用信号噪声及干扰比(SINR)测量单元实施。噪声位准愈低，则最佳取样时间决定(假设同等条件)愈准确。

图6表示校正量化间隔的测量表格，由此，测量工作可以详细说明如下：首先，接收器的传输信号必须提供，且，发射器及接收器的距离维持常数。举例来说，传输信号可以利用基地台(BS)、仿真器的工厂校正、或接收器的仿真器提供。

经由时间误差检测器输出发射的各个时间延迟τ_i的测量数值e_i、关连共享导频频道(CPICH)符号s_i的大小、及经由信号噪声及干扰比(SINR)测量取得的关连测量数值snr_i(i＝1，...，N)分别定义于这个测量表格。共享导频频道(CPICH)表示通用移动电话系统(UMTS)的共享导频频道，且，已知符号(导频符号)经由共享导频频道(CPICH)传输至所有移动无线接收器。

测量程序(所谓的测量基本目的)实施下列步骤，包括：

-内插装置的内插功能中断，由此，全部需要完成的仅有对半取样速率；

-取样速率转换器(SRC)设定一路径延迟或时间延迟τi；

-时间误差检测器的输出信号e_i＝1测量及储存；

-接收符号校正(符号储存于接收器)的系数s_i＝1测量及储存，其中，内含导频符号(共享导频频道(CPICH)数码)的接收信号利用相关器、参照共享导频频道(CPICH)数码及累积及转储功能单元(图中未示)下行序列解展频，且，大小或平方形成；

-信号噪声及干扰比(SINR)数值snr_i＝1测量及储存；以及

-基本工作重复数次(i＝2，...，N)，且，结果平均。

由此，基本工作可以实施于N个不同路径延迟，也就是说，取样速率转换器(SRC)设定的N个不同延迟τ_i。这些延迟τ_i的时间分辨率必须足够高(举例来说，1ns)，以充分精确地测量S曲线。另外，涵盖的整个时间间隔|τ₁-τ_N |亦必须涵盖超取样信号的相邻取样时间的间隔。

图7表示根据本发明校正方法的S曲线决定方法。取样速率转换器(SRC)设定的各个延迟(图7表示单一码片时间周期的延迟)与时间误差检测器的输出数值e_i(取样时间误差信号)相关联。在图7中，连续延迟或测量时间的时间间隔τ_i显著放大。在实施各种延迟时间τ_i的基本工作时(τ_i＜τ_j，若i＜j)，S曲线可以非单调地决定，如图7的测量数值(τ_i，e_i)所示(i＝1，2，3)。这乃是发射器及接收器的异步特性所致，由此，S曲线的时序(取样速率转换器(SRC)设定延迟τ_i的一函数)无法得知。全部能够知道的仅有取样速率转换器(SRC)设定延迟τ_i的时间。这表示：延迟τ₁的第一测量实施于S曲线的未定义位置(未定义位置位于超取样接收信号的两取样时间内)，由此，S曲线的零点位置仍然必须决定。

经由测量数值决定S曲线绝对位置的方法有两种，其包括：

1.最小数值e_{i_min}经由时间误差检测器的输出信号e_i决定。这个数值表示时间误差检测器的输出信号的近似零点交叉。若时间误差检测器的输出信号没有偏移，则最小取样时间τ_{i_min}表示最佳取样时间τ_{i_opt}，因为雷克接收器分指的内插装置仅对半取样速率且不会实施内插程序(利用时间误差检测器的输出信号驱动)。有鉴于此，测量点(τ_i，e_i)形式的校正测量曲线可以平移决定S曲线，由此，最小取样时间τ_{i_min}定义平移曲线的原点。

2.如先前所述，由于接收滤波器电路的行为并不理想，S曲线亦可能不会通过坐标系统的原点。图7即是表示这种情况。在这个例子中，时间误差检测器并不会在最佳取样时间τ_{i_opt}产生零点信号(也就是说，S曲线的原点)。在这个例子中，利用先前所述方法的最佳取样时间决定可以得到最佳取样时间τ_{i_opt}’，且，最佳取样时间τ_{i_opt}’并不等于实际最佳取样时间τ_{i_opt}。因此，为了定义最佳取样时间τ_{i_opt}，经由导频或共享导频频道(CPICH)符号s_i检测结果的数值s_{i_max}被决定，其中，导频信号具有最大振幅。与这个数值s_{i_max}相关联的时间平移τ_{i_max}可以做为最佳取样时间的测量数值。随后，S曲线可以平移实验决定测量曲线(测量位置(τ_i；e_i))得到，以使τ_{i_max}＝τ_{i_opt}表示平移S曲线的零点。

先前所述的步骤表示：S曲线于坐标系统的波形及位置为已知。

基于雷克接收器分指的内插装置的时间分辨率，电路结构的最佳量化间隔便可以定义。

图8表示根据本发明校正方法的量化间隔决定方法(不包含S曲线平移)，其包括下列步骤：

1.雷克接收器分指的内插装置可以设定的平移τ_{i_1}，τ_{i_2}，...，τ_{i_k}(精确或近似)由全部测量搜寻，且，同时考虑先前决定的S曲线的坐标系统绝对位置。举例来说，内插装置的K＝5设定可能采用。

相邻设定位置τ_{i_k}，τ_{i_k+1}(k＝1，...，K-1)量化间隔的平均数值τ_{i_} _{mean_k}被决定。接着，时间误差检测器的输出信号的关连测量数值e_{i_mean_k}对应于每个量化间隔的第一间隔边界。每个量化间隔的第二间隔边界重达于相邻量化间隔的第一间隔边界e_{i_mean_k+1}。在这个例子中，各个量化间隔与内插装置的单一及唯一离散控制信号数值相关联。

Claims

1.一种校正一离散取样控制信号的方法，该方法是基于一取样时间误差信号的量化间隔定义以校正一取样相位选择组件的离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号影响一移动无线接收器的一接收信号的取样时间，且，每个量化间隔设置该离散取样控制信号的一预定数值，该校正方法包括下列步骤：

(A)该取样相位选择组件的信号路径上游的一接收信号S平移经过一系列预定的离散的时间平移τ_i；

(B)测量与每个时间平移τ_i相关联的一取样时间误差信号的测量数值e_i；以及

(C)该取样时间误差信号的量化间隔通过步骤(B)所得到的每个时间平移τ_i及测量数值e_i之间的关系决定。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

该接收信号S的该系列时间平移τ_i是在该移动无线接收器内的信号路径中实施。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：

步骤(C)包括下列步骤：

(C1)从该时间平移τ_i决定一最佳取样时间τ_i-opt；以及

(C2)基于个别预定时间平移的测量数值e_i的评估，该量化间隔与该离散时间平移τ_i相关地被决定，其中，该离散时间平移τ_i与该最佳取样时间τ_i-opt相关联，且，该取样相位选择组件可以被设定该离散时间平移τ_i。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于：

在步骤(C1)中，该最佳取样时间τ_i-opt的决定方法包括下列步骤：

-决定该测量数值e_i的一最小数值e_i-min；以及

-决定与该最小数值e_i-min相关联的时间平移τ_i-min，以作为该最佳取样时间τ_i-opt。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于：

-在不同的时间平移τ_i中，检测内含于该接收信号且在该接收器端已知的一导频信号；以及

-该最佳取样时间τ_i-opt被决定为具有最大导频信号的时间平移τ_i-max。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

基于一信号噪声及干扰比(SINR)测量，决定与每个时间平移τ_i相关联的一信号噪声及干扰比(SINR)数值。

7.如权利要求3所述的方法，其特征在于：

在步骤(C2)中，该取样时间误差信号的一量化间隔的决定方法包括下列步骤：

-决定两预定时间平移之间的一平均数值τ_i-mean-k；以及

-支配该量化间隔的一第一间隔边界被决定为与该平均数值τ_i-mean-k相关联的测量数值e_i-mean-k，且，每个量化间隔的第二间隔边界则与相邻量化间隔的第一间隔边界重迭。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

该取样相位选择组件在该接收信号中实施一内插程序，以作为该离散取样控制信号的一函数。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

一信号来源设定为具有一固定信号延迟时间，以实施该校正方法。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于：该校正方法只实施一次。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

在该移动无线接收器的动作期间，该校正方法实施两次或更多次。

12.一种校正一离散取样控制信号的电路装置，该电路装置基于一取样时间误差信号的量化间隔定义以校正一取样相位选择组件的离散取样控制信号，其中，该离散取样控制信号影响一移动无线接收器的一接收信号的取样时间，且，每个量化间隔设置该离散取样控制信号的一预定数值，该电路装置包括：

(A)一时间平移组件，排列于该取样相位选择组件的信号路径上游，以使一接收信号S平移经过一系列预定的时间平移τ_i；

(B)一时间误差测量装置，测量一取样时间误差信号e_i；以及

(C)一评估装置，基于预定时间平移τ_i及取样时间误差信号e_i的了解，计算该取样时间误差信号的量化间隔。

13.如权利要求12所述的电路装置，其特征在于：

该取样相位选择组件是调整该接收信号的一内插装置。

14.如权利要求12或13所述的电路装置，其特征在于：

该时间误差测量装置是一早晚相关装置。

15.如权利要求12所述的电路装置，其特征在于：

该评估装置是一数字信号处理器。

16.如权利要求13所述的电路装置，其特征在于：

该移动无线接收器是一雷克接收器。

17.如权利要求16所述的电路装置，其特征在于：

该雷克接收器的各雷克接收器分指具有一取样相位选择组件。