CN1303546A - 物理信道估计器 - Google Patents

Abstract

一种为使用导引符号和均衡器的通信系统提供的物理信道估计器使用了一种系统模型,该模型中,物理信道的脉冲响应与该通信系统内发射机和接收机中的脉冲整形滤波器的脉冲响应分开来考虑。系统被模型化为好象信号首先通过两个脉冲整形滤波器传播,然后通过物理信道传播。为估计物理信道脉冲响应,已知的导引符号被发射,接着被抽样。接下来,导引符号抽样和脉冲整形滤波器的已知脉冲响应被用于估计物理信道脉冲响应。在一个实施例中,物理信道脉冲响应在整个估计周期被认为是时变的,并采用足够的导引符号数,以便系统被整体确定。接着采用最小二乘法,根据导引符号抽样以及脉冲整形滤波器的已知响应来估计物理信道脉冲响应。进一步的改进包括:限制估计的物理信道脉冲响应,以改善低SNR条件下的性能,以及估计从解调该接收信号中引起的DC偏置。

Description

物理信道估计器

本发明涉及通信系统，尤其涉及包含均衡器的无线数字通信系统。

一些数字通信系统使用均衡来增加存在符号间干扰(ISI)时发射符号的精确检测。这种系统常使用“脉冲整形”，以便产生的脉冲在符号间隙有一个零值(例如，奈奎斯特脉冲)。在不存在信道失真的情况下，脉冲整形能理想地防止脉冲序列在被抽样时的互相干扰。例如，整形可用来实现奈奎斯特脉冲，这是公知的。例如，由于在具有不同时延的多个路径上接收发射信号，即使在发射奈奎斯特脉冲时也会引起ISI。于是要求用均衡来补偿这个ISI，以便发射符号能被精确检测出来。这种均衡以及脉冲整形系统是为大家所公知的(例如，关于均衡和Proakis的美国专利Nos.5,414,734和5,513,215，关于脉冲整形的DIGITAL COMMUNICATIONS，第三版，McGraw-Hill,1995)。图1为示意使用脉冲整形和均衡的系统10的简化框图。

系统10包含发射机12、带有均衡器16的接收机14。系统10为无线数字系统，其中发射机12广播的射频(RF)信号，射频信号被调制以包含数字信号。在这个系统中，发射机12接收符号X(t)，将其调制和广播出去。每个符号一般代表一个或多个比特。例如，16个电平的正交调幅(QAM)方案中每个符号代表4个比特。

接收机14接着接收、解调，以及抽样该广播符号。尽管为清晰起见，图1进行了简化，然而，在系统10中，接收机14是通过一个以上的发射路径来接收一个发射的。例如，多个路径可能是由于一个以上发射机用于发射信号，或来自一个发射机的发射信号被附近的构件反射造成的。典型地，接收机14和各个其它发射机之间的发射路径长度不同，而且可随时改变(由于发射机在接收符号时被移动)，从而导致多路径衰落和ISI。均衡器16在ISI随时改变时补偿ISI，接收机14接着输出检测到的符号

均衡器系数可根据对信道响应的估计来计算，在此信道被模型化为图2中的模型20。在前述的美国专利Nos.5,414,734和5,513,215中，对均衡、ISI以及衰落作了更为详细的描述，它们被转让为本发明的同一受让人。

图2为示意系统10的简化模型20的框图。在这个模型中，发射机12包含脉冲整形滤波器22。除脉冲整形滤波器22外，发射机12一般还包含其它组件，用来影响发射波形的形状，为清晰起见在此框图中被省略掉。这种效果可被模型化为脉冲整形滤波器22的一部分。而且，接收机14一般也可包含在此被省略掉的其它滤波器和组件，但它们也可被模型化为脉冲整形滤波器28的一部分。发射机12接收由符号X(t)表示的数字信息，将其施加到脉冲整形器，并利用该结果调制载波信号。

模型20也包含物理信道24，它代表衰落信道的多个路径(为清晰起见，附加的发射机被省略)。在模型20中，物理信道24被模型化为具有时间变量脉冲响应的滤波器。由物理信道24“过滤”的发射信号接着被接收机14接收。累加器26包含在模型20中，用于叠加噪声n(t)到接收信号。接收机14包含脉冲整形滤波器28，它输出信号y(t)到均衡器16。脉冲整形滤波器22和28这样配置的目的是在没有信道失真或发射机和接收机的影响时，组合过滤产生奈奎斯特脉冲。在这种常规的模型中，系统10根据下述定义(1)产生信号y(t)：

y(t)={[X(t)*P_tt(t)*h(t)]+n(t)}*P_r(t)    (1)

y(t),X(t),P_t(t),h(t)和P_r(t)分别表示脉冲整形滤波器28的输出信号、将要发射的符号、脉冲整形滤波器22的脉冲响应、物理信道24的脉冲响应，以及时域中脉冲整形滤波器的脉冲响应。符号“*”表示卷积操作。

一些常规系统(例如，见Crozier,S.N.,Falconer,D.D.,Mahmoud,S.A.,“Least Sum Of Squared Errors(LSSE)Channel Estimation”,IEEE Proceedings-F,Vol.138,No.4,pp.371-278,Augest 1991)，利用符号X(t)输入到系统，估计整个信道响应(即，由于脉冲整形滤波器以及物理信道引起的响应)。典型地，整个信道利用预定数量的系数，被模型化为有限脉冲响应(FIR)滤波器。充分选择系数数量以模型化信道响应，而不引入将大大影响系统性能的估计误差。在这种类型的常规系统中，整信道根据下述定义(2)模型化：

G(t,Z)=P_t(Z)H(t,Z)P_r(Z)    (2)

此处，G(t,Z),P_t(Z),H(t,Z)以及P_r(Z)分别表示整个信道响应、脉冲整形滤波器22、物理信道24以及脉冲整形滤波器28在Z域的发射函数。本领域的技术人员会理解，物理信道24的传输函数为时间变量，因此在定义2中表示为t和Z的函数。由此，整个信道响应也是t和Z的函数。

为估计实现G(t,Z)的FIR滤波器随时间变化的系数，已知导引符号序列周期性地被发射。由于导引符号序列周期性地插入到数据符号流中，因此发射信号具有一种帧结构。每个帧包含一个导引符号序列，之后是数据符号，直到下一个导引序列的开始。

为估计实现G(t,Z)的FIR滤波器在每一帧的系数，对应导引序列的接收信号被提取。采用迭代或最小二乘方最小化方法来调整整个信道FIR滤波器的系数，由该模型预测的输出信号与实际系统观测到的输出信号之间的误差可减少到最小。例如，前述由Crozier等人申请的专利采用最小二乘估计法来确定整个信道FIR滤波器的系数。

整个信道FIR滤波器所使用的系数的数量与估计所要求的导引符号数量有关。即对于整个信道FIR滤波器模型的系数数量，在序列中有一个最小要求的导引符号数。一般来说，序列中导引符号数必须大于或等于FIR滤波器系数的数量。更长的导引符号序列减少了一帧中的数据符号数，从而降低了数据流量。

一般来说，对于随时间变化的系统，随着估计中采用的符号数的增加，估计的精确度也增加。然而，在诸如系统10(图1)的时变系统中，随着导引符号数的增加，估计的精确度趋于减小，这是因为增加的导引符号数量占据了更大的时间间隔，从而在估计时有更长的时间使信道特性变化。因此，在选择整个信道FIR滤波器的系数数量时，设计人员实际上是在用估计误差替换信道变化误差。而且，因为估计通常是由处理器用软件实现的，随着系数数量的增加，处理器的计算负担也要增加。因此，需要一种均衡系统，它能以较少的估计信道系数数量实现相对高的精度。

根据本发明，为采用导引符号和均衡器的通信系统提供一种物理信道估计器。在本发明的一种方面中，物理信道的脉冲响应，与通信系统中发射机和接收机中的脉冲整形滤波器的脉冲响应分开考虑。该系统被模型化为使信号如同首先通过两个脉冲整形滤波器传播，然后通过物理信道传播。

由于物理信道脉冲响应的时间间隔通常比脉冲整形滤波器脉冲响应的时间间隔要小得多，因此，物理信道可用具有相对少的系数(与模型化整个信道响应的常规系统相比)的FIR滤波器来精确近似获得。这个相对少的系数，允许在估计物理信道脉冲响应时采用相对少的导引符号数，从而更好地缩短了物理信道在估计周期期间必须变化的时间，而且让出了更多带宽，用以传输数据符号。

为估计物理信道脉冲响应，已知的符号被发射，而且对应的接收信号被抽样。导引符号的抽样以及脉冲整形滤波器的已知脉冲响应接着用于估计物理信道脉冲响应。物理信道脉冲响应考虑整个估计时间周期的时间变化。采用足够的导引符号数，以便系统被整体确定，接着采用最小二乘方法从导引符号的抽样和已知的脉冲整形滤波器响应中估计物理信道脉冲响应。数量相对少的物理信道FIR滤波器系数以及导引符号抽样，也有利于减轻实现信道估计器的处理系统的负担。

在本发明的另一方面中，采用成本函数方案来限制接收信号中存在噪声时的估计。在本发明的再一方面中，接收机中模拟解调器的误差影响(即DC偏移量)，被结合到物理信道脉冲响应的估计中。

通过参考下面的详细描述并参照附图，本发明的前述方面和许多附带优点将变得更容易理解。

图1为示意采用均衡的无线通信系统框图。

图2为示意图1描绘的系统常规模型的框图。

图3为示意根据本发明的一个实施例的图1中描绘的系统模型框图。

图4为示意根据本发明的一个实施例的帧图。

图5为示意根据本发明的一个实施例，应用物理信道估计器、物理信道插入器以及判定反馈均衡器的方框图。

图6为示意根据本发明的一个实施例，信道估计器的操作流程图。

图7为示意根据本发明的一个实施例，用于实现信道估计器的DSP系统的方框图。

图8为示意具有DC偏移量的模拟正交解调器模型的方框图。

图9为示意根据本发明的一个实施例，去掉模拟解调器DC偏移量的图5的均衡器方框图。

图10为示意根据本发明的另一个实施例，去掉模拟解调器DC偏移量的图5的均衡器方框图。

图3为根据本发明的一个实施例，示意图1描绘的系统模型30的框图。模型30基本上与模型20(图2)相同，除了噪声n’(t)为脉冲整形的，而且脉冲整形滤波器28的位置从位于物理信道24之后，变为位于物理信道24和脉冲整形滤波器22之间。

模型30的发展如下所述。因为脉冲整形滤波器的传输函数已知，且随时间的变化，只有物理信道24的传输函数未知。因此，在模型30中，只估计物理信道24的响应。接着通过卷积估计的物理信道响应与脉冲整形滤波器响应，来确定整个信道响应。特别地，假定物理信道响应和接收机脉冲整形滤波器响应可交换，以便整个物理信道响应根据下述定义(3)来模型化：

G(t,Z)=P_t(Z)P_r(Z)H(t,Z)    (3)

G(t,Z),P_t(Z),P_r(Z)以及H(t,Z)在上面的定义(2)描述。定义

(3)实际上假定在导引序列被接收时，物理信道24的脉冲响应改变不大。

利用模型30，开发了如下一种估计物理信道24的脉冲响应的方法，如图3所示，脉冲整形滤波器28输出信号u(t)。信号u(t)可根据下述定义(4)确定：

U(Z)=P_t(Z)P_r(Z)X(Z)    (4)

U(Z)和X(Z)为信号x(t)和u(t)的Z变换。信号u(t)通过物理信道24传播，因此，整个信道输出信号可根据下述定义(5)来确定：

y(t)=u(t)*h(t)+n(t)    (5)

h(t)代表物理信道24的脉冲响应，而n(t)代表附加的接收机噪声。

在本发明的一个实施例中，FIR滤波器用于模型化物理信道24的脉冲响应。因此，利用物理信道FIR滤波器的2j+1个系数，由物理信道24输出的信号y(t)可根据下述定义(6)近似得到： $y\left(t\right)=\underset{m=-j}{\overset{j}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{t,m\frac{T}{2}}u(t-m\frac{T}{2})+n\left(t\right)---\left(6\right)$

h_t,mT/2代表估计的物理信道脉冲响应在t时刻的一个抽样。h_t,Mt/2抽样的间距为T/2,T代表符号间的时间周期。在一个实施例中，2i+1设置为5(即，j=2)，以便物理信道24的脉冲响应可通过具有5个系数的FIR滤波器近似。因此，近似的脉冲响应间隔大约5T/2的持续时间，或最多为大约两个半符号。相对较短的近似物理信道脉冲响应的时间间隔有利于减小估计周期恒定物理信道假定的影响。

对于接收导引符号的K个抽样(以T/2间隔抽样)，以及估计周期内假定的时间变化，可根据下述定义(7)以矩阵形式写出。在一个

实施例中，K等于20。

上述的定义(7)可写为下述的定义(8)：

Y=UH+N    (8)

Y、U、H和N为y(t)、u(t)、h(t)，和n(t)的矢量和矩阵形式。接下来，假定物理信道24在估计期间随时间变化，物理信道24的脉冲响应可采用最小二乘方估计法来估计，如S.Haykin,ADAPTIVEFILTER THEORY,第三版，Prentice Hall,1996中公开的方法。利用这种方法，物理信道24的脉冲响应可根据下述定义(9)来估计： $\hat{H}={\left(U^{*}U\right)}^{-1}{U}^{*}Y---\left(9\right)$ 代表h(t)矩阵形式的估计，而U^*代表矩阵U的共轭转置。通过定义数量(U^*U)^-1U^*为矩阵R，估计的物理信道脉冲响应可计算为前面计算的矩阵R和接收抽样矢量的产物。矩阵R可提前计算出来，因为脉冲整形滤波器22和28的脉冲响应是已知的。因此，定义(9)可写成下面的定义(10)： $\hat{H}=\mathrm{RY}---\left(10\right)$

模型30和定义(6)-(10)可应用到类似于系统10(图1)的通信系统中。诸如发射机12(图1)的发射机可用于广播符号，最好采用线性调制方案。例如，可采用Glenayre Electronics,Inc.,Charlotte,NC生产的适当配置的T9000型发射机。

众所周知的是，要广播的符号可组合成帧。图4为示意根据本发明的一个实施例的帧图。在这个实施例中，帧40₁、40₂等分别包含导引符号扇区41₁,41₂等。帧40₁、40₂等也分别包含数据符号扇区43₁,43₂等。在一个优选实施例中，每个帧包含12个导引符号和38个数据符号。每个帧中的12个导引符号每个被抽样两次，在接收机提供24个导引符号抽样(即，(8)中定义的y(t)抽样)。在这24个抽样中，中间20个接收抽样用于定义(10)中的Y，以估计物理信道脉冲响应。只有中间的20个抽样用于减小导引符号段任一侧来自数据符号段的“数据泄漏”的影响。

在一个优选实施例中，导引符号的模式基本上为用于发射的信道频带内的全频谱信号。例如，在寻呼应用中，信道频带大约为25kHz。

接收机接着以基本上类似于常规系统的方式接收和处理(例如，采样、脉冲整形等)广播符号。然而，根据本发明，作为均衡处理部分的信道估计处理，是基于模型30(图3)和定义(6)-(10)。图5为示意根据本发明的一个实施例的均衡器50的方框图。均衡器50包含信道估计器53、物理信道插入器55，以及判定反馈均衡器电路(DFE)57。

在一个实施例中，DFE 57为常规型的，因此在此不再进一步讨论。例如，前述的每个专利No.5,513,215公开了一种DFE。物理信道插入器55最好如同时待审的美国专利申请序列号No.09/086,205所公开的方法实现该申请由C.Rey和O.Katic于1998年5月28日申请，发明名称为“Forward-Backward Channel Interpolator”，而且该专利申请被转让为本发明的同一受让者。然而，在另一个可选实施例中，任何具有线性相位响应的适当的常规插入器都可用于实现物理信道插入器55。

在这个实施例中，物理信道估计器53是用朗讯科技公司的1620型DSP处理器实现的。在一个优选实施例中，DSP处理器具有片永久内存存储软件程序，以根据图3和图4描述的方法估计物理信道脉冲响应。图6为示意根据本发明的一个实施例的物理信道估计器53的一般操作流程图。在这个实施例中，首先执行步骤61，在此根据脉冲整形滤波器22和28(图3)的已知响应来确定矩阵U(如定义(7)中)。由于这个实施例采用20个导引符号抽样和5个物理信道FIR滤波器系数，因此矩阵U有20行、5列。

在下一步骤62，由矩阵U根据上面的定义(9)和(10)计算矩阵R。矩阵R接着存储在DSP可以访问的内存中。一旦设置了脉冲整形滤波器22和28(图3)，矩阵R就只计算一次，并用于逐帧估计物理信道脉冲响应。在这个实施例中，步骤61和62预先计算。

在下一步骤63，至少要存储接收的十个帧的信号抽样。步骤64启动一个通过缓冲区中所有帧的循环，循环的执行如下所述。对于每个帧来说，在步骤65，导引符号的20个中间抽样被提取出来。接着在步骤66，根据定义(10)，通过用20个导引符号抽样的矢量乘矩阵R，来确定估计的物理信道脉冲响应。估计的物理信道脉冲响应在步骤67被存储，以便由物理信道插入器55(图5)使用。在步骤68，循环计数器计数递增，而指向缓冲区的指针递增，以指向下一帧。循环完成后，进程返回到步骤63以缓冲10个以上的帧。在一个实施例中，对下一个“分组”帧执行步骤63的缓冲进程，同时目前的“分组”帧根据步骤64-68执行。

图7为根据本发明的一个实施例，使用物理信道估计器53的接收机70的方框图。如上所述，DSP 71执行一个软件或固件程序，以实现物理信道估计器53。DSP 71也执行均衡器50的其它功能模块(图5)，例如物理信道插入器55和DFE 57。随机存取存储器(RAM)73用于存储估计物理信道脉冲响应时使用的数据。在这个实施例中，14kbDRAM设备用于存储内存中的数据，如接收的导引符号抽样，以及物理信道FIR滤波器的估计系数。永久存储器(NVM)75(例如，只读存储器或ROM设备)用于存储根据定义(9)和(10)预先计算的矩阵R。永久存储器可以是DSP 71芯片上的ROM部分，或者是，一个独立的存储器设备。DSP 71能访问由接收机前端(RCVR FE)79经接口设备(IU)77产生的信号抽样。

在另一个可选实施例中，成本函数方案用于减小物理信道估计在低信噪比(SNR)环境下的噪声效应。成本函数技术典型地用在确定矩阵的条件受限的回归问题中(例如，见Hager,APPLIEDNUMERICAL LINEAR ALGERA,Prentice Hall,1988)。在这个实施例中，使用下面定义(11)中的成本函数：

J=(e^*)e+λ(H^*)H    (11)

J代表成本，e代表估计的输出信号

与观测到的输出信号y(t)之间的误差，λ为一个标量，代表成本函数中功率相对于平方误差的加权，而^*代表共轭转置操作。估计的输出信号

根据估计的信道响应和矩阵U确定(即通过用 乘矩阵U)。利用最小二乘技术来最小化成本函数，物理信道脉冲响应可采用下面的定义(12)来估计： $\hat{H}={(U^{*}U+{\mathrm{\λI}}_n)}^{-1}{U}^{*}Y---\left(12\right)$

I_n代表单位矩阵。比较定义(12)与定义(9)，可看出，这个成本函数技术在导引信号纠正矩阵转换之前，将对角线上的λ加入到导引信号校正矩阵U^*U中。

由上可见，这个成本函数方案在λ大于0时，减小了物理信道脉冲响应估计的估计变化量，代价是在估计中引入了偏差。这个降低的估计变化量在使用低SIR接收信号时趋于均衡器的性能。然而，当用高SIR接收信号时，估计中的偏差趋于降低均衡器的性能。

在一个实施例中，预置值λ，以在最高期望SNR时实现预期的最大误差一阶容差，从而在SNR影响范围内改善均衡器的性能。例如，当最大期望 (在噪声频谱密度上的每比特功率)为30dB时，λ可设置为0.4。这个系统对采用纠错编码(ECC)的系统更有利，因为在高SNR可期望得到相对少的误差，而且更容易纠正偶然的误差。因此，这个成本函数方案在低SNR时有利于提供更高的估计精确度，以在最需要它时在调整期间实现更好的性能。

为实现这个实施例的成本函数方案到物理信道估计器53(图5)，使用上述的定义(10)(即， $\hat{H}=\mathrm{RY}$ )，除了矩阵R根据下面的定义(13)预先计算：

R=(U^*U+λI_n)^-1U^*    (13)

根据本公开的教导，本领域的技术人员可实现从不同的预先计算R矩阵中选择的实施例，每个矩阵用根据接收信号中的SNR测量的不同值λ计算。

在本发明的另一方面中，可修改通信系统模型，使其包含来自其它信号源的噪声影响。例如，一些通信系统使用正交调制来增加系统处理量。因此，解调器中的任何误差都可影响物理信道脉冲响应估计的精确度。当模拟正交解调器(AQDM)用于接收机时，DC偏移量可引入到AQDM的同相(I)和正交(Q)输出信号。

图8为包含DC偏置的AQDM模型80的方框图，该模型包含混合器81_I和81_Q、相位分路器83、本地振荡器85、低通滤波器(LPFs)87_I和87_Q，以及累加器89_I和89_Q。接收信号r(t)提供给混合器81_I和81_Q。混合器81_I和81_Q分别混合接收信号r(t)与信号2cos(ω_ct)和-2sin(ω_ct)来恢复接收信号r(t)的I和Q分量。混合器81_I和81_Q的输出信号接着被LPFs 87_I和87_Q滤波，以恢复基带I和Q分量信号。累加器89_I和89_Q分别叠加DC偏置I_dc和Q_dc到LPFs 87_I和87_Q的输出信号，分别产生AQDM输出信号I_imb(t)和Q_imb(t)。

参考图8，可根据下面的定义(14)模型化AQDM的输出信号：

y_imb=y_t+y_dc    (14)

y_imb代表在时间t接收的复合基带信号，y_t代表在时间t的理想接收的复合基带信号，而y_dc代表复合DC偏置。众所周知的是，接收的复合基带信号可用下面定义(15)所示的复合公式表示：

y_t=I_t+jQ_t    (15)

I_t代表y_t的I分量，j代表虚数

而Q_t代表y_t的Q分量。类似地，复合DC偏置可根据下面的定义(16)表示：

y_dc=I_dc+jQ_dc    (16)

y_dc代表信号在时间t的复合DC偏置，I_dc代y_dc的I分量，而Q_dc代y_dc的Q分量。

上述实施例中的物理信道估计器53并不对估计物理信道脉冲响应时的解调误差负责。因此，使用定义(9)可能引起物理信道估计不准确，这是因为导引符号抽样将包含来自DC偏置的失真。

在一个优选实施中，最少二乘方技术又可用于估计DC偏置。通过应用定义(8)和(14)，接收的复合基带信号可根据下面的定义(17)模型化：

Y_imb=UH+Y_dc+N    (17)

Y_imb和Y_dc为矢量，分别代表信号y_imb和DC偏置Y_dc，更具体地，Y_imb代表接收信号符号的K次抽样[y_imb(T/2)y_imb(2T/2)…y_imb(KT/2)]。为采用最小二乘方估计技术，假定DC偏置在估计周期期间保持为常数，以便可根据下面的定义(18)来模型化DC偏置：

Y_dc=C·o    (18)

C为复合常数，代表I和Q分量的DC偏置，而o为完全相同的矢量。通过替换定义(18)的右手方为定义(17)，下面的定义(19)可用于模型化物理信道和AQDM DC偏置。

Y_imb=UH+C·o+N    (19)

在一个实施例中，DC偏置被估计，而且接着在估计物理信道脉冲响应之前，从复合基带信号y_imb中去除DC偏置。利用最小二乘方技术，C可根据下面的定义(20)估计： $\hat{C}={\mathrm{KY}}_{\mathrm{imb}}---\left(20\right)$

为定义(18)中的估计C，而K由下面的定义(21)定义： $K=\frac{o^T\·(I_n-U\·R)}{{\left|\right|o\left|\right|}^2-o^T\·U\·R\·o}---\left(21\right)$

T代表转置操作，而‖o‖²由下面的定义(22)表示：

‖o‖²=o^To    (22)

要理解的是，矩阵K可被预先计算和存储。接着对于接收信号帧，使用定义(20)可为捕获帧分组中的每个导引序列确定估计的DC偏置

在一个实施例中，矢量CC利用DC偏置的m个估计

(i=1,2,...,m)声称，此m个估计是根据m个数据帧确定的。在该优选实现中，m可设置为10。接着由定义(23)，矢量CC的平均值代表表示整个接收分组的恒定DC偏置。 ${\hat{C}}_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{m}\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{C}}_i---\left(23\right)$

代表矢量CC的平均值，由矢量Y_imb(代表接收信号抽样的矢量)中减去

如下面的定义(24)： $Y=Y_{\mathrm{imb}}-{\hat{C}}_{\mathrm{ave}}---\left(24\right)$

Y代表无DC偏置的接收信号抽样的矢量。接着基带接收信号Y用于信道估计器53。在这种方式下，在信号被估计器处理之前，最好从信号中去掉DC偏置，以增加精确度。

图9为示意结合上述的模拟解调器DC偏置方案的均衡器90的方框图。均衡器90可用作均衡器50(图5)的替换物。这个实施例中的均衡器90基本上类似于均衡器50(图5)，只是增加了减法器92和DC偏置估计器94。更具体地，减法器92和DC偏置估计器94连接用于接收接收的信号抽样y_imb。减法器92也连接用于接收由DC偏置估计器94产生的输出抽样。CE 53,CI 55，和DFE 57的连接与均衡器50(图5)中的连接相同，只是它们处理的是减法器92产生的输出抽样，而不是接收的信号抽样y_imb。

均衡器90的操作如下所述。DC偏置估计器94用于根据下面的定义(23)确定 减法器92接着根据定义(24)，从接收信号矢量Y_imb中减去

以产生矢量Y。矢量Y接着由物理信道估计器53接收，估计器53如前所述产生物理信道脉冲响应估计。由此提高了精确度，因为在DC偏置用于产生物理信道脉冲响应估计和在它被输入到DFE 57之前已从接收信号抽样中被减去了。

在另一个实施例中，同时执行DC偏置的估计和物理信道脉冲响应的估计。利用最小二乘方法，H可根据下面的定义(25)来估计： $\hat{H}=R_2{Y}_{\mathrm{imb}}---\left(25\right)$

R₂根据定义(26)表示为： $R_2=R-\frac{R\·o\·o^T\·(I_n-U\·R)}{{\left|\right|o\left|\right|}^2-o^T\·U\·R\·o}---\left(26\right)$

o为前述的矩阵的一个。矩阵R₂可预先计算并存储在内存中。接着物理信道估计器53将配置用于根据定义(25)生成物理信道脉冲响应估计。

图10为根据本发明的另一个实施例，示意去除模拟解调器DC偏置的均衡器100的方框图。除了CE 53被CE 102所取代外，均衡器100基本上类似于均衡器90(图9)。另外，CE 102相连接收信号抽样y_imb，而不是如在均衡器90中一样接收减法器92的输出抽样。均衡器100根据定义(20)-(21)以及(25)-(26)，同时确定DC偏置和估计的信道响应。更具体地，DC偏置估计器94根据定义(20)和(21)确定DC偏置，而CE 102直接由接收的信号抽样y_imb根据定义(25)和(26)同时确定估计的信道响应。接着，使用上述的定义(23)为均衡器90平均估计的DC偏置，并根据定义(26)，在减法器92中从接收的矢量Y_imb中减去DC偏置，产生矢量Y。

上述实施例中的信道估计器为本发明原理的示意，并不是限制本发明到所描述的特定实施例。例如，根据本公开申明，本领域的技术人员能利用不同的DSP或通用处理器设计其它的实现。本发明的其它实施例可适应于所描述的无线移动通信应用之外的其它通信系统。因此，虽然示意和描述了本发明的优选实施例，但应该理解的是，可对其进行各种改进，而并不偏离本发明的精神和范围。

Claims (53)

1．一种在具有一个发射机和一个接收机的通信系统中实现均衡器的方法，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，该方法包含：

确定发射机滤波器的脉冲响应；

确定接收机滤波器的脉冲响应；

当发射机滤波器和接收机滤波器级联耦合时，确定发射机滤波器和接收机滤波器对一个已知导引符号序列的期望响应；

从发射机通过该信道发射一个导引符号序列到接收机；

接收对应该导引符号序列的一个信号；

抽样对应该导引符号序列的接收信号；以及

估计作为期望响应和导引符号抽样的函数的一个信道脉冲响应。

2．根据权利要求1的方法，其中最小二乘方最小化技术用于从期望响应中产生一个回归矩阵。

3．根据权利要求2的方法，其中信道为时变物理信道，而通信系统为移动无线通信系统。

4．根据权利要求3的方法，其中信道假定为时变的，同时对应于导引符号序列的接收信号被抽样。

5．根据权利要求4的方法，其中信道被模型化为5个抽头的有限脉冲响应数字滤波器。

6．根据权利要求1的方法，其中发射机和接收机滤波器均为脉冲整形滤波器。

7．根据权利要求1的方法，其中期望响应被预置，以基本满足关系U(Z)=P_t(Z)P_r(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望响应的Z变换，P_t(Z)代表发射机滤波器的传输函数，P_r(Z)代表接收机滤波器的传输函数，而X(Z)代表导引符号序列的Z变换。

8．根据权利要求7的方法，其中函数基本满足关系 $\hat{H}={\left(U^{*}U\right)}^{-1}{U}^{*}Y,$ 在此

代表信道的估计脉冲响应，U代表时域中期望响应的矩阵形式，^*代表卷积转置操作，而Y代表接收导引符号抽样的矩阵形式。

9．根据权利要求8的方法，其中(U^*U)^-1U^*被预置并存储。

10．根据权利要求8的方法，其中Y代表以两倍于符号传输率抽样的20个导引符号抽样的矢量。

11．一种用于通信系统的均衡器中的物理信道估计器，通信系统有一个发射机和一个接收机，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，发射机有一个发射机滤波器，接收机有一个接收机滤波器，该估计器包含：

用于在通过该信道发射该导引符号序列之后，存储由接收机接收的一个接收导引符号序列抽样的装置；

用于确定一个期望响应的装置，该期望响应对应于发射机和接收机滤波器对一个已知导引符号抽样序列的响应，发射机和接收机滤波器级联耦合；以及

用于估计信道脉冲响应的装置，该响应作为期望响应和存储的接收导引符号抽样的函数。

12．根据权利要求11的估计器，其中用于确定一个期望响应的装置，利用最小二乘方最小化技术以从期望响应中产生一个回归矩阵。

13．根据权利要求12的估计器，其中信道为时变物理信道。

14．根据权利要求13的估计器，其中信道假定为时变的，同时导引符号序列被抽样。

15．根据权利要求14的估计器，其中信道被模型化为有5个抽头的有限脉冲响应数字滤波器。

16．根据权利要求11的估计器，其中发射机和接收机滤波器均为脉冲整形滤波器。

17．根据权利要求11的估计器，其中期望响应被预置，以基本满足关系U(Z)=P_t(Z)P_r(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望响应的Z变换，P_t(Z)代表发射机滤波器的传输函数，P_r(Z)代表接收机滤波器的传输函数，而X(Z)代表导引符号序列的Z变换。

18．根据权利要求17的估计器，其中函数基本满足关系 $\hat{H}={\left(U^{*}U\right)}^{-1}{U}^{*}Y,$ 在此

代表信道的估计脉冲响应，U代表时域中期望响应的矩阵形式，^*代表卷积转置操作，而Y代表接收导引符号抽样的矩阵形式。

19．根据权利要求18的估计器，其中(U^*U)^-1U^*被预置并存储。

20．根据权利要求18的估计器，其中Y代表以两倍于符号传输率抽样的20个导引符号抽样的矢量。

21．一种用于通信系统的接收机，通信系统有一个发射机，发射机有一个滤波器，发射机用于通过一个信道发射符号到接收机，发射机还用于周期性地发射一个导引符号序列，接收机包含：

一个抽样器电路，用于接收和抽样对应于所述发射机所发射符号的接收信号；

一个与抽样器电路耦合的接收机滤波器，其中该接收机滤波器用于与发射机滤波器一起实现一个奈奎斯特滤波器。以及

一个与接收机滤波器耦合的均衡器，该均衡器包含一个信道估计器，其中信道估计器用于估计作为期望响应和接收导引符号抽样的函数的一个信道脉冲响应，当发射机和接收机滤波器级联耦合时，期望响应对应于发射机和接收机滤波器对一个已知导引符号抽样序列的响应。

22．根据权利要求21的接收机，还包含一个存储器，其中均衡器配置用于存储一个回归矩阵，该回归矩阵是利用最小二乘方最小化技术根据期望响应确定的，期望响应和回归矩阵被预置和存储在接收机的存储器中。

23．根据权利要求22的接收机，其中信道为时变物理信道，而通信系统为无线移动通信系统。

24．根据权利要求23的接收机，其中信道假定为时变的，同时导引符号序列被抽样。

25．根据权利要求24的接收机，其中信道被模型化为有5个抽头的有限脉冲响应数字滤波器。

26．根据权利要求21的接收机，还包含一个处理器和存储器，其中处理器配置用于执行存储在存储器中的程序，以实现均衡器。

27．根据权利要求21的接收机，其中期望响应被预置，以基本满足关系U(Z)=P_t(Z)P_r(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望响应的Z变换，P_t(Z)代表发射机滤波器的传输函数，P_r(Z)代表接收机滤波器的传输函数，而X(Z)代表导引符号序列的Z变换。

28．根据权利要求27的接收机，其中函数基本满足关系 $\hat{H}={\left(U^{*}U\right)}^{-1}{U}^{*}Y,$ 在此

代表信道的估计脉冲响应，U代表时域中期望响应的矩阵形式，^*代表卷积转置操作，而Y代表接收导引符号抽样的矩阵形式。

29．根据权利要求28的方法，其中(U^*U)^-1U^*被预置并存储在存储器中。

30．根据权利要求28的方法，其中Y代表以两倍于符号传输率抽样的20个导引符号抽样的矢量。

31．一种在具有一个发射机和一个接收机的通信系统中实现均衡器的方法，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，该方法包含：

确定发射机滤波器的脉冲响应；

确定接收机滤波器的脉冲响应；

当发射机滤波器和接收机滤波器级联耦合时，确定发射机滤波器和接收机滤波器对一个已知导引符号序列的期望响应；

确定作为期望响应和一组偏置值的函数的一组值；

从发射机通过该信道发射一个导引符号序列到接收机；

抽样对应于该导引符号序列的一个接收信号，以形成一组导引符号抽样；以及

估计一个信道脉冲响应作为该组值和该组导引符号抽样的函数。

32．根据权利要求31的方法，其中最小二乘方最小化技术以及成本函数技术，用于根据期望响应和该组偏置值确定该组值。

33．根据权利要求31的方法，其中信道为时变物理信道。

34．根据权利要求31的方法，其中信道假定为时变的，同时导引符号序列被抽样。

35．根据权利要求34的方法，其中信道被模型化为有5个抽头的有限脉冲响应数字滤波器。

36．一种用于通信系统的均衡器中的物理信道估计器，通信系统有一个发射机和一个接收机，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，发射机有一个发射机滤波器，接收机有一个接收机滤波器，该估计器包含：

用于在通过该信道发射该导引符号序列之后，存储由接收机接收的一个接收导引符号序列抽样的装置；

用于确定一个期望响应的装置，该期望响应对应于发射机和接收机滤波器对一个已知导引符号抽样序列的响应，发射机和接收机滤波器级联耦合；

用于估计作为期望响应和一组偏置值的函数的一组值的装置；以及

用于估计作为该组值和存储的接收导引符号抽样的函数的一个信道脉冲响应的装置。

37．根据权利要求36的估计器，其中用于确定一组值的装置利用最小二乘方最小化技术和成本函数技术，根据期望响应和该组偏置值产生一个回归矩阵。

38．一种用于通信系统的接收机，通信系统有一个发射机，发射机有一个滤波器，发射机用于通过一个信道发射符号到接收机，发射机还用于周期性地发射一个导引符号序列，接收机包含：

一个抽样器电路，用于接收和抽样所述发射机所发射的符号；

一个与抽样器电路耦合的接收机滤波器，其中接收机滤波器用于与发射机滤波器一起实现一个奈奎斯特滤波器。以及

一个与接收机滤波器耦合的均衡器，均衡器包含一个信道估计器，其中信道估计器用于估计作为一组值和接收导引符号抽样的函数的一个信道脉冲响应，该组值为期望响应和一组偏置值的函数，当发射机和接收机滤波器级联耦合时，期望响应对应于发射机和接收机滤波器对一个已知导引符号抽样序列的响应。

39．根据权利要求38的接收机，其中信道估计器配置用于利用对期望响应和该组偏置值的最小二乘方最小化技术和成本函数技术，来预置该组值。

40．根据权利要求39的接收机，其中该组偏置值被预置，以对应于接收导引符号抽样的预期最大信噪比。

41．一种在具有一个发射机和一个接收机的通信系统中实现均衡器的方法，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，该方法包含：

确定发射机滤波器的脉冲响应；

确定接收机滤波器的脉冲响应；

当发射机滤波器和接收机滤波器级联耦合时，确定发射机滤波器和接收机滤波器对一个已知导引符号序列的期望响应；

确定作为期望响应的函数的一组值；

从发射机通过该信道发射一个导引符号序列到接收机；

在接收机解调和抽样对应于该导引符号序列的接收信号，以形成一组导引符号抽样；

估计作为该组值和该组导引符号抽样的函数的信道脉冲响应。

估计解调期间产生的、作为该组值和脉冲响应的函数的DC偏置，估计的DC偏置为复合常数；以及

从一组接收信号抽样中减去估计的DC偏置。

42．根据权利要求41的方法，其中最小二乘方最小化技术用于根据期望响应确定该组值。

43．根据权利要求41的方法，其中信道为时变物理信道。

44．根据权利要求41的方法，其中信道假定为时变的，同时导引符号序列被抽样。

45．根据权利要求41的方法，其中解调为模拟正交解调。

46．根据权利要求41的方法，其中同时确定估计的DC偏置和估计的信道脉冲响应。

47．一种用于通信系统的均衡器中的物理信道估计器，通信系统有一个发射机和一个接收机，发射机用于通过一个信道发射信号到接收机，发射机有一个发射机滤波器，接收机有一个接收机滤波器，该估计器包含：

用于在通过该信道发射该导引符号序列之后，存储由接收机接收的一个接收导引符号序列抽样的装置；

用于确定一个期望响应的装置，该期望响应对应于发射机和接收机滤波器对一个已知导引符号抽样序列的响应，发射机和接收机滤波器级联耦合；

用于确定作为期望响应函数的一组值的装置；

用于确定作为该组值和存储的接收导引符号抽样的函数的信道脉冲响应的装置；

用于估计作为该组值和已知响应的函数的解调抽样的DC偏置的装置；估计的DC偏置为复合常数，DC偏置是在信号抽样解调期间在接收机产生的；以及

用于从一组接收信号抽样中减去估计的DC偏置的装置。

48．根据权利要求47的估计器，其中用于确定一组值的装置利用最小二乘方最小化技术根据期望响应产生一个回归矩阵。

49．一种用于通信系统的接收机，通信系统有一个发射机，发射机有一个滤波器，发射机用于通过一个信道发射符号到接收机，发射机还用于周期性地发射一个导引符号序列，接收机包含：

一个解调器，耦合用来接收对应于来自发射机的发射符号序列的信号，其中解调器用于解调该接收信号以形成一个解调信号；

一个与解调器耦合的抽样器电路，其中抽样器电路用于抽样该解调信号，以形成一个接收解调符号抽样序列；

一个与解调器电路耦合的接收机滤波器，其中接收机滤波器用于与发射机滤波器一起实现一个奈奎斯特滤波器，以过滤解调的接收符号抽样，形成一个过滤的解调符号抽样序列；以及

一个与接收机滤波器耦合的均衡器，均衡器包含一个信道估计器，其中信道估计器用于：

估计作为一组值和一组接收的过滤解调导引符号抽样的函数的一个信道脉冲响应，该组值为期望响应的函数，当发射机和接收机滤波器级联耦合时，期望的响应对应于发射机和接收机滤波器对已知导引符号抽样序列的响应；以及

估计作为该组值和期望响应的函数的一组过滤解调导引符号抽样的DC偏置，估计的DC偏置为复合常数。

50．根据权利要求49的接收机，其中信道估计器配置用于利用对期望响应和该组偏置值的最小二乘方最小化技术，来预置该组值。

51．根据权利要求49的接收机，其中均衡器用于从接收的过滤解调符号抽样中减去估计的DC偏置。

52．根据权利要求1的方法，其中发射一个导引符号序列还包含发射一个数据符号序列，接收信号也对应于该数据符号序列，而且其中估计的脉冲响应被均衡器用来检测数据符号。

53．根据权利要求11的估计器，其中用于存储的装置还用于存储对应于至少一个数据符号序列的一个接收信号抽样，而且其中均衡器配置用于利用估计的脉冲响应来检测数据符号。

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