DE60317697T2

DE60317697T2 - Optimales Interpolatorverfahren und Vorrichtung zur digitalen Zeitsteuerungseinstellung

Info

Publication number: DE60317697T2
Application number: DE60317697T
Authority: DE
Inventors: Aykut Bayside BULTAN; Donald M. Manhassett GRIECO
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2002-10-02
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2008-10-30
Anticipated expiration: 2023-10-01
Also published as: TW200950450A; TWI282684B; EP1552641A1; US20040120387A1; JP4237143B2; TWI381695B; EP1552641A4; KR20050104424A; NO20052000D0; MXPA05003548A; EP1552641B1; CN101494533A; TW200507568A; KR20050062587A; TW200415897A; TW200733682A; US7206335B2; WO2004032407A1; AR041468A1; CN1689265A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft allgemein digitale Zeitsteuerungssynchronisatoren und insbesondere eine wirksame Implementation eines in digitalen Zeitsteuerungssynchronisatoren zu verwendenden Interpolators.
HINTERGRUND
Nachstehend schließt eine drahtlose Sende-/Empfangseinheit (WTRU) ein Benutzergerät, eine feste oder mobile Teilnehmereinheit einer Mobilstation, einen Funkrufempfänger oder einen anderen Vorrichtungstyp ein, der in der Lage ist, mit einer drahtlosen Umgebung zu arbeiten, ist jedoch nicht darauf beschränkt. Nachstehend schließt eine Basisstation eine Basisstation, einen Knoten B, eine Standortsteuereinrichtung, einen Zugangspunkt oder eine andere Schnittstellenvorrichtung in einer drahtlosen Umgebung ein, ist jedoch nicht darauf beschränkt.
In der europäischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer EP1204215 ist eine Wegsuchvorrichtung offenbart, die in einer Basisstationsvorrichtung gemäß CDMA zum Erhöhen der Genauigkeit der Wegerfassung, abhängig von der Anzahl der zu verarbeitenden Kommunikationskanäle, verwendet wird. Die Wegsuchvorrichtung weist Wegsucheinrichtungen zum Erzeugen eines Verzögerungsprofils durch einen Wegsuchprozess durch mehrere Verarbeitungseinheiten, Interpolationsinformationsspeichereinrichtungen zum Speichern von Interpolationsinformationen, welche angeben, ob ein Interpolationsprozess zum Verringern eines Chipintervalls vor und nach jeder der Verar beitungseinheiten auszuführen ist, Interpolationspositionsverarbeitungssteuereinrichtungen zum Ermöglichen, dass die Wegsucheinrichtungen einen Interpolationsprozess vor und nach jeder der Verarbeitungseinheiten auf der Grundlage der in der Interpolationsinformationsspeichereinrichtung gespeicherten Interpolationsinformationen entsprechend der Anzahl der zu verarbeitenden Kommunikationskanäle ausführen, und Wegerfassungseinrichtungen zum Erfassen eines Empfangswegs auf der Grundlage des von den Wegsucheinrichtungen erzeugten Verzögerungsprofils auf.
In "Interpolation in Digital Modems – Part I: Fundamentals", IEEE Transactions an Communications, März 1993 von M. Gardner sind die grundlegende Gleichung für die Interpolation offenbart und ein Verfahren zur Steuerung vorgeschlagen, und es sind darin Signalverarbeitungseigenschaften dargelegt, die für einen Interpolator geeignet sind.
In "FPGA Implementation of Digital Timing Recovery in Software Radio Receiver", Circuits and Systems, 4. Dezember 2000 von Yik-Chung Wu und Tung-Sang Ng ist eine Implementation eines vollständig digitalen Zeitsteuerungswiedergewinnungsschemas offenbart. Das Quadrieren einer Nichtlinearität wird verwendet, um die Zeitsteuerungsschätzung zu erzeugen, und ein IIR wird verwendet, um die spektrale Komponente bei der Symbolrate zu extrahieren.
In einem drahtlosen Frequenzduplex-(FDD)- oder Zeitduplex-(TDD)-Telekommunikationssystem ist die Zeitsteuerungssynchronisierung zwischen gesendeten und empfangenen Signalen einer Basisstation und einer WTRU für eine geeignete Zweiwegekommunikation zwingend notwendig. Ferner kann der Doppler-Effekt zur Frequenzdifferenz beitragen, falls sich der mobile Empfänger bewegt. Um der Zeitsteuerungsdifferenz zwischen dem Lokaloszillator der Basisstation und dem Lokaloszillator der WTRU entgegenzuwirken, kann eine einfache Einstellung am Lokaloszillator des WTRU-Empfängers den Fehler durch entsprechendes Anwenden eines Vorrückens oder einer Verzögerung auf die Abtastrate korrigieren, falls es keine Mehrwegverarbei tung in dem Empfänger gibt. Infolge von Mehrwegsignaleffekten verwenden herkömmliche Empfänger von drahtlosen Kommunikationssystemen jedoch Einrichtungen zum Erfassen der Mehrwegsignale und Einrichtungen zum Rekonstruieren des gesendeten Signals, wie die Empfänger vom RAKE-Typ.
Die Zeitsteuerung für jeden Weg wird in zwei Stufen geschätzt. Zuerst wird ein Kanalschätzer verwendet, um die geeigneten Orte jedes Wegs in der Zeit für einen Mehrweg-Kommunikationskanal zu finden. Zweitens findet für jeden Weg eine in Korrelation mit jedem RAKE-Finger verwendete zweckgebundene Codeverfolgungseinrichtung den genauen Ort des Wegs in der Zeit und verfolgt ihn anschließend kontinuierlich. Weil jeder Weg einen eindeutigen zeitlichen Ort aufweist, wird durch das Steuern der Codezeitsteuerung durch den Lokaloszillator allein der Zeitsteuerungsfehler in einer Mehrweg-Kanalumgebung nicht korrigiert.
Zum Adressieren des Mehrwegproblems können Codeverfolgungseinrichtungen Interpolatoren zum Ausführen einer digitalen Zeitsteuerungssynchronisierung verwenden, statt den Lokaloszillator zu steuern. Für die wirksame Implementation eines Interpolators kann ein Interpolator mit einer begrenzten Impulsantwort (FIR) verwendet werden. Es gibt verschiedene bekannte Ansätze für FIR-Interpolatoren. Der einfachste Ansatz besteht darin, eine abgeschnittene sinc-Funktion als einen FIR-Interpolator zu verwenden. Eine andere Option besteht darin, einen polynomialen Interpolator zu verwenden. Ferner kann ein Interpolator nach der Methode minimaler mittlerer quadratischer Fehler (MMSE) verwendet werden. Unter all diesen Algorithmen liefert ein MMSE-Interpolator, verglichen mit dem idealen Interpolator unendlicher Länge, den kleinsten Fehler. Es sei bemerkt, dass ohne eine wirksame Interpolatorsteuereinheit, die gewährleistet, dass der Interpolator in Bezug auf die Hauptkeule der sinc-Funktion zentralisiert ist (d. h. in Bezug auf die interpolierende Funktion zentralisiert ist), der Interpolator zu einer höheren Anzahl von FIR-Koeffizienten führen könnte, als für eine gegebene Genauigkeit notwendig ist. Der Nachteil zu vieler Koeffizienten besteht darin, dass die Anzahl der Interpolationsberechnungen störend und an irgendeinem Punkt zu einem begrenzenden Faktor für die Implementation wird. Dies ist besonders ausgeprägt, wenn die Anzahl der verwendeten Verfolgungseinrichtungen zunimmt, um Mehrwegeffekten wirksamer entgegenzuwirken. Demgemäß existiert ein Ausgleich zwischen dem Erhöhen der Anzahl der RAKE-Finger-Verfolgungseinrichtungen und dem von einem Mehrwegkanal erhaltenen Betrag der Zeit-Diversity-Verstärkung.
ZUSAMMENFASSUNG
Es ist ein digitaler Zeitsteuerungssynchronisator eines Empfängers zur Zeitsteuerungssynchronisation mit einem Sender in einem drahtlosen Kommunikationssystem vorgesehen, wobei das empfangene Signal einen Zeitsteuerungsfehler in Bezug auf einen Referenzcode aufweist. Ein Kanalschätzer schätzt eine Anfangscodephase des empfangenen Signals. Ein Codegenerator erzeugt einen Zeitsteuerungsreferenzcode, der durch ganzzahlige Inkremente einstellbar ist. Eine Interpolationsrückkopplungsschaltung ist für die Interpolation und Korrektur des Zeitsteuerungsfehlers konfiguriert, wobei die Interpolation durch eine ganzzahlige Codeverschiebung sowie eine aus einer Nachschlagetabelle quantisierter Werte gebrochener Verzögerungsschätzungen, die vorbestimmten Interpolatorkoeffizienten zugeordnet sind, ausgewählte quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung, wodurch eine zeitkorrigierte Version des empfangenen Signals erzeugt wird, erreicht wird.
Innerhalb der Interpolationsrückkopplungsschaltung ist ein auf eine Abtastrate normierter Interpolator konfiguriert, um das empfangene Signal in der Zeit um eine gebrochene Verzögerung oder Vorrückung zu verschieben. Ein Zeitsteuerungsfehlerschätzer bestimmt eine Zeitsteuerungsfehlerschätzung auf der Grundlage der Zeitdifferenz zwischen einem Ausgangssignal der Interpolationsrückkopplungsschaltung und dem Zeitsteuerungsreferenzcode des Codegenerators. Eine Interpolatorsteuereinheit, die auf die Zeitsteuerungsfehlerschätzung anspricht, erzeugt ein ganzzahliges Codeverschiebungssignal und sendet es in entgegengesetzter Richtung zur Zeitsteuerungsfehlerschätzung zum Codegenerator und erzeugt eine gebrochene Verzögerungsschätzung, wodurch die Interpolation durch Halten der gebrochenen Verzögerungsschätzung innerhalb eines vorbestimmten Bereichs gesteuert wird. Ein Quantisierer, der die Nachschlagetabelle mit gespeicherten vorbestimmten Interpolatorkoeffizienten, die quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzwerten zugeordnet sind, aufweist, wählt eine quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung, deren Wert der gebrochenen Verzögerungsschätzung an nächsten liegt. Der Interpolator verarbeitet die der quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzung zugeordneten Koeffizienten.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Ein detaillierteres Verständnis der Erfindung kann anhand der folgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform, die als Beispiel dient und in Zusammenhang mit der anliegenden Zeichnung zu verstehen ist, gewonnen werden.
Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Codeverfolgungseinrichtung mit einer optimierten Interpolation,
2 ein Blockdiagramm eines Schleifenfilters und
die 3A, 3B Zeitablaufdiagramme einer Codeverschiebung der Codeverfolgungseinrichtung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM(EN)
Wenngleich die Ausführungsformen in Zusammenhang mit einem Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugriff-(W-CDMA)-System des Third Generation Partnership Program (3GPP) unter Verwendung des Zeitduplexmodus beschrieben werden, sind sie auch auf jedes beliebige hybride Codemultiplex-Vielfachzugriff(CDMA)/Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Kommunikationssystem anwendbar. Zusätzlich sind die Ausführungsformen auf CDMA-Systeme allgemein anwendbar, wie den vorgeschlagenen Frequenzduplex-(FDD)-Modus von 3GPP W-CDMA.
1 zeigt ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform einer Codeverfolgungseinrichtung 10, die einen Kanalschätzer 11, eine Nachverarbeitungseinheit 12, einen Codegenerator 13, einen Interpolator 14, einen Abwärtstaster 15, einen Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16, ein Schleifenfilter 17, eine Interpolatorsteuereinheit 18, einen Quantisierer 19 und eine Leistungsmesseinheit 20 aufweist. Ein empfangenes Signal 21 wird zu einem Eingangssignal für den Kanalschätzer 11 und den Interpolator 14. Die Codeverfolgungseinrichtung 10 führt eine digitale Zeitsteuerungssynchronisierung eines Empfängers mit einem entsprechenden drahtlosen Sender aus. In einem 3GPP-artigen System liegt die Codeverfolgungseinrichtung 10 beispielsweise innerhalb eines mobilen WTRU-Empfängers für eine digitale Zeitsteuerungssynchronisierung mit einem Sender einer Basisstation.
Der Kanalschätzer 11 schätzt grob die Anfangscodephase des Eingangssignals 21, d. h. die Codeorte in der Zeit. Ein Verfahren zum Ausführen der Kanalschätzung schließt die Verwendung eines Gleitfensterkorrelators ein, ist jedoch nicht darauf beschränkt. Die Abtastperiode des Kanalschätzers 11 sollte kleiner oder gleich 2T_c sein, wobei T_c die Dauer einer Chip-Periode ist. Falls beispielsweise ein Früh-Spät-Gattersynchronisator für den Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 verwendet wird, sollte die anfängliche Zeitsteuerungsfehlerschätzung auf einen Bereich –T_c bis T_c beschränkt werden. Andernfalls kann der Zeitsteuerungsfehler außerhalb des Bereichs liegen, und der Algorithmus kann fehlschlagen. Diese Erfindung ist jedoch nicht auf einen Früh-Spät-Gattersynchronisator beschränkt, und es kann ein beliebiger anderer Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 verwendet werden. Im letztgenannten Fall kann eine andere Abtastperiode für den Kanalschätzer verwendet werden. Durch die Verwendung eines Kanalschätzers 11 mit einer Abtastperiode von weniger als 2T_c wird der anfängliche Fehler in dem Wegort auf den Bereich –T_c bis T_c beschränkt.
Die Nachverarbeitungseinheit 12 schätzt das Signal und die Rauschleistung gegen einen Rauschschwellenwert. Nach Abschluss der Nachverarbeitung werden alle Wege identifiziert, deren Leistungspegel über dem Rauschschwellenwert liegt. Der zeitliche Ort dieser starken Wege wird als Anfangscodephase 22 bezeichnet. Es kann entweder der stärkste dieser Wege allein verwendet werden, oder es kann eine Gruppe von Wegen oberhalb eines bestimmten Schwellenwerts verwendet werden, wie in einer RAKE-artigen Empfängerstruktur. Ein RAKE-artiger Empfänger ist sehr nützlich in einer Mehrweg-Kanalumgebung, weil er die Zeit-Diversity des Kanals wirksam ausnutzt.
In dem Fall mit einem ausgewählten stärksten Weg gibt es nur eine Codeverfolgungseinrichtung 10, die einen Interpolator 14 und eine Interpolatorsteuereinheit 18 aufweist. Für einen RAKE-artigen Empfänger sollte jedem verwendeten Weg eine Codeverfolgungseinrichtung 10 zugewiesen werden. In diesem Fall sind der Kanalschätzer 11 und die Nachverarbeitungseinheit 12 jedoch allen verwendeten Codeverfolgungseinrichtungen gemeinsam. Durch Anwenden der Anfangscodephase 22 für einen einzigen Weg und der Nachverarbeitungseinrichtung 12 auf den Codegenerator 13 beginnt die Zeitsteuerungssynchronisierung.
Für jede Codeverfolgungseinrichtung 10 eines RAKE-artigen Empfängers erzeugt ein Codegenerator 13 einen Referenzcode für die Basiszeitsteuerung, welche als ein Takt funktioniert. Die Anfangscodephase 22 stellt den anfänglichen Zeitsteuerungsoffset des Codegenerators 13 in Vielfachen von Chips durch einfaches zeitliches Vorrücken oder Verzögern des erzeugten Referenzcodes ein. Nach Abschluss der anfänglichen Korrektur wird der Codegenerator 13 nur durch den von der Interpolatorsteuereinheit 18 kommenden Codeverschiebungs befehl 28 gesteuert. Die Anfangscodephase 22 wird nur unter zwei Umständen angewendet, nämlich beim ersten Mal, wenn der Empfänger aktiviert wird, und jedes Mal, wenn die Signalleistung unter einen Rauschschwellenwert abfällt. Die Codeverschiebung 28 ist ein Verschiebungsbefehl von einem durch die Interpolatorsteuereinheit 18 erzeugten Chip entweder in Vorschubrichtung oder in Verzögerungsrichtung. Nach Abschluss der anfänglichen Korrektur wird die Zeitsteuerungsfehlerschätzung für den schlimmsten Fall auf einen Periodenbereich von –T_c bis T_c beschränkt.
Die Interpolationsrückkopplungsschleife 35 der Codeverfolgungseinrichtung 10, die einen Interpolator 14, einen Abwärtstaster 15, einen Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16, ein Schleifenfilter 17, eine Interpolatorsteuereinheit 18 und einen Quantisierer 19 aufweist, wird nun detailliert erklärt. Die Interpolationsrückkopplungsschleife 35 treibt das Zeitsteuerungsfehlerschätzungssignal 24 auf einen Wert in der Nähe von Null und die Verzögerungsschätzung 25 gegen die tatsächliche Verzögerungsdauer.
Der Interpolator 14 verschiebt das empfangene Signal in der Zeit mathematisch mit einem Betrag, der gleich der vom Quantisierer 19 empfangenen quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzung 29 ist. Das Ausgangssignal von einem idealen Interpolator wird durch Gleichung 1 dargestellt:
wobei n ein ganzzahliger Zeitindex ist, x(n) das überabgetastete empfangene Signal 21 ist, α ^ die quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung 29 darstellt und die Sinc-Funktion als
definiert ist.
Für die anfängliche Iteration durch die Interpolationsrückkopplungsschleife 35 wird die quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung 29 auf Null zurückgesetzt, was dazu führt, dass das durch den Interpolator 14 hindurchtretende empfangene Signal unmodifiziert bleibt. Die Arbeitsweise des Interpolators 14 und die Formulierung der quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzung 29 (d. h. des Werts α ^) werden nachstehend in weiteren Einzelheiten mit Bezug auf die zweite und weitere Iterationen der Interpolationsrückkopplungsschleife 35 beschrieben.
Der Abwärtstaster 15 verringert die Überabtastrate des empfangenen Signals 21 um einen Überabtastfaktor L, nachdem es durch den Interpolator 14 verarbeitet wurde. Die Codeverfolgungseinrichtung 10 mit dem Interpolator 14 kann auf einen Empfänger angewendet werden, der bei einer Abtastrate mit einem ganzzahligen Wert L arbeitet, der größer oder gleich eins ist. Der optimale Bereich für die Abtastrate, bei der die Codeverfolgungseinrichtung 10 eine Zeitsteuerungseinstellung vornehmen kann, beträgt 1 ≤ L ≤ 8. Der Fall L = 1 entspricht keiner Überabtastung. Falls die Abtastrate andererseits mit einer ganzen Zahl L ≥ 8 korreliert, verringert sich der Zeitsteuerungsfehler auf einen Wert in der Größenordnung von 1/16T_c, wodurch der Beitrag der Interpolatoreinheit 14 erheblich verringert wird und eine einfache Abtastwertverschiebung durch den Abwärtstaster 15 für sich ausreichend zu werden beginnt. Weil höhere Überabtastraten, wie L ≥ 8, jedoch zu einem zusätzlichen Leistungsverbrauch von Empfängerressourcen führen, ist es vorteilhaft, bei niedrigeren Abtastraten zu arbeiten und eine Codeverfolgung mit einer Codeverfolgungseinrichtung 10 gemäß 1 auszuführen.
Der Abwärtstaster 15 wandelt die Abtastrate gegen die Chiprate, so dass bei der Ausgabe des Abwärtstasters 15 die Abtastratenperiode T_s gleich der Chipratenperiode T_c ist. Daher kann die Ausgabe des Abwärtstasters 15 die Abtastratenperiode T_s gleich der Chipratenperiode T_c ist. Daher kann die Ausgabe des Abwärtstasters 15 folgendermaßen durch z(n) dargestellt werden: z(n) = y(L·n + k), Gleichung 3wobei k ein ganze Zahl ist, welche den Basispunkt 26 des Abwärtstasters 15 darstellt. Beispielsweise ist für ein überabgetastetes Signal mit einem Abtastratenfaktor L = 4 die Periode der Abtastrate vor dem Abwärtstaster 15 T_s = T_c/L = T_c/4, während sie nach der Abwärtstastung T_s = T_c ist. Anfänglich wird der Basispunkt 26 auf Null zurückgesetzt. Die Ableitung des Werts k wird später mit Bezug auf die Gleichungen 6a, 6b erklärt.
Die Ausgabe des Abwärtstasters 15 ist das zeitkorrigierte Ausgangssignal 23, das vom WTRU-Empfänger weiter zu verarbeiten ist. Die Leistungsmesseinheit 20 verarbeitet die Ausgabe 23 und sendet die Leistungsmessungen des Signals zum Kanalschätzer 11 als eine Eingabe zum zeitlichen Lokalisieren der geeigneten Orte jedes Wegs für den Mehrwegkanal. Für die Zeitsteuerungsverfeinerung wird die Ausgabe 23 des Abwärtstasters 15 auch durch die Interpolationsrückkopplungsschleife 35 der Codeverfolgungseinrichtung 10 zum Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 fortgesetzt, wo der Zeitsteuerungsfehler des Eingangssignals gemessen und als Zeitsteuerungsfehlerschätzung 34 gesendet wird. Der Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 kann entsprechend einer Vielzahl bekannter Zeitsteuerungsfehlerschätzalgorithmen arbeiten. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet einen Früh-Spät-Gattersynchronisator.
Als nächstes empfängt ein Schleifenfilter 17 die Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24, um eine Verzögerungsschätzung 25 zu erzeugen. Die Auswahl des Typs des Schleifenfilters 17 hängt von den Kanalbedingungen ab. Die Erfindung ist jedoch nicht auf das spezielle verwendete Schleifenfilter beschränkt. Vorzugsweise ist das Schleifenfilter 17 ein Filter erster oder zweiter Ordnung. Beispielsweise wird ein bekann tes Proportionalintergrator-(PI)-Filter als Schleifenfilter 17 verwendet. Alternativ wird ein autoregressives Filter (AR-Filter) erster Ordnung als Schleifenfilter 17 verwendet.
2 zeigt eine bevorzugte Konfiguration für das Schleifenfilter 17, das ein PI-Filter 50 zweiter Ordnung, einen Akkumulator 56 und einen invertierten Multiplizierer 57 aufweist. Das PI-Filter 50 weist einen Intergrator 51, der einen Multiplizierer 52 und einen Akkumulator 53 aufweist, einen Multiplizierer 54 und einen Addierer 55 auf. Die Multiplizierer 52 und 54 wenden jeweilige Konstanten a und b auf die eingegebene Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24 an, die am Eingang des PI-Filters 50 zerlegt wird. Die eingegebene Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24 wird durch den Integrator 51 integriert, während sie parallel mit dem Integrator 51 mit der Konstanten b multipliziert wird. Die parallelen Ausgaben werden durch den Addierer 55 summiert, um die PI-Filterausgabe zu erzeugen. Als nächstes wird die PI-Filterausgabe durch den Akkumulator 56 akkumuliert und durch den Multiplizierer 57 mit einer Konstanten -c verarbeitet. Die Vorzeichenumkehrung der Konstanten c im Multiplizierer 57 führt zur Zeitsteuerungskorrektur in entgegengesetzter Richtung, um die Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24 in dem Signal zu kompensieren, was für ein Gegenkopplungssystem, wie es in 1 dargestellt ist, nützlich ist. Abhängig von der Ordnung des Schleifenfilters 17, kann die Codeverfolgungseinrichtung 10 eine Rückkopplungsschleife erster, zweiter oder sogar noch höherer Ordnung aufweisen. Die Ausgabe des Multiplizierers 57 ist die Verzögerungsschätzung 25.
Die Ausgabeverzögerungsschätzung 25 des Schleifenfilters 17 wird folgendermaßen durch T_d dargestellt:
wobei T_d die Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24 vom Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 ist und
ein linearer Operator ist. Die Verzögerungsschätzung 25 wird zur Weiterverarbeitung an die Interpolatorsteuereinheit 18 übergeben.
Die Interpolatorsteuereinheit 18 dient zwei Hauptfunktionen, nämlich dem Regeln des Bereichs der Verzögerungsschätzung 25 und dem Minimieren von Interpolatorkoeffizienten. Zuerst sei in Bezug auf das Halten der Verzögerungsschätzung 25 innerhalb des Betriebsbereichs für die Rate der Codeverfolgungseinrichtung 10 bemerkt, dass der Betriebsbereich von der bestimmten Auswahl des Zeitsteuerungsfehlerschätzers 16 abhängt. Beispielsweise ist der Betriebsbereich für einen Früh-Spät-Gattersynchronisator-Zeitsteuerungsfehlerschätzer 16 auf –T_c bis T_c beschränkt. Es gibt zwei Arten zum Begrenzen der Signalzeitsteuerungsabweichung vom Arbeitsbereich des Zeitsteuerungsfehlerschätzers 16. Erstens kann dies durch zeitliches Verschieben des Basispunkts 26 des Abwärtstasters 15 proportional zur Verzögerungsschätzung 25 erreicht werden. Dies entspricht jedoch dem Ändern des Anfangs des Rahmens für den gesamten Empfänger. Dies ist nur verwirklichbar, falls es nur einen direkten Übertragungsweg für den Empfänger gibt. In einer Mehrwegumgebung ist es jedoch bevorzugt, den Codegenerator 13 der für den betreffenden Weg vorgesehenen Codeverfolgungseinrichtung 10 in entgegengesetzter Richtung zur Verzögerungsschätzung 25 zu verschieben.
Unabhängig von der Implementation des Zeitsteuerungsfehlerschätzers 16 wird die Zeitsteuerungsfehlerschätzung 24 des empfangenen Signals 21 in Bezug auf den Referenzcode in dem Empfänger gemessen, der durch den Codegenerator 13 erzeugt wird. Die Interpolatorsteuereinheit 18 überwacht die Verzögerungsschätzung 25, und, wenn sie außerhalb eines bestimmten Bereichs liegt, verschiebt sie den Codegenerator 13 in entgegengesetzter Richtung. Weil der Codegenerator 13 bei einer Chiprate mit der Periode T_c arbeitet, ist der minimale Verschiebungsbetrag gleich der Chipdauer, d. h. T_c. Daher ist es bevorzugt, immer dann eine Codeverschiebung 28 auszuführen, wenn die Verzögerungsschätzung 25 T_d > T_c/2 oder T_d < –T_c/2 wird.
Bei tatsächlichen Implementationen von Kommunikationssystemen kann sich die relative Verzögerung des Wegs zwischen der Basisstation und dem mobilen WTRU-Empfänger im Laufe der Zeit ändern. Dies kann hauptsächlich aus den folgenden Gründen geschehen. Erstens kann die Bewegung eines mobilen WTRU-Empfängers zu einer zeitlichen Änderung der Verzögerungsschätzung 25 führen. Für einen mobilen WTRU-Empfänger, der sich mit konstanter Geschwindigkeit bewegt, gibt es eine Änderung erster Ordnung des Zeitsteuerungsfehlers. Ein zweiter Grund besteht in Differenzen der Frequenzen von Lokaloszillatoren zwischen einer Basisstation und einem mobilen WTRU-Empfänger. Dies führt auch zu einer Änderung erster Ordnung der Verzögerungsschätzung 25. Diese beiden Effekte sind kumulativ. Die Zeitsteuerungsfehleränderungen sind jedoch nicht auf Änderungen erster Ordnung beschränkt. Für die Codeverfolgungseinrichtung 10, die Änderungen N-ter Ordnung aufweist, ist die Interpolatorsteuereinheit 18 in der Lage, falls erforderlich, Änderungen (N-1)-ter Ordnung zu verfolgen, und sie führt Codeverschiebungen aus, wann immer dies notwendig ist.
Die Codeverschiebungsentscheidungen durch die Codeverfolgungseinrichtung 10 sind robust, wobei sie Bedingungen eines niedrigen Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR) und Fading von Kanälen nicht widerstehen. Zum Beseitigen der oszillierenden Codeverschiebungsvorgänge infolge von Rauschen und Interferenz wird eine einfache Hystereselogik verwendet. Zeitablaufdiagramme der Änderung der Verzögerungsschätzung 25 in Bezug auf eine Oszillatordrift und eine Bewegung einer mobilen WTRU mit konstanter Geschwindigkeit sind in den 3A und 3B dargestellt. Die Zeitverschiebungen führen infolge periodischer Zeitverschiebungen für eine sich linear ändernde Zeitverzögerung zu einer sägezahnförmigen Wellenformstruktur. Wie in 3A dargestellt ist, ist die Verzögerungsschätzung 25 linear ansteigend. Die Spitzenübergänge treten bei einer Codeverschiebung 28 auf, wobei bei der Spitze T_c/2 + Δ die Codeverschiebung 28 in negativer Richtung implementiert wird, um die ansteigende Verzögerungsschätzung 25 zu kompensieren. Umgekehrt wird in 3B eine linear abnehmende Verzögerungsschätzung 25 durch eine positive Codeverschiebung 28 kompensiert. Wenngleich in den 3A und 3B eine lineare Änderung der Zeitverzögerung 25 dargestellt ist, ist zu verstehen, dass die Codeverfolgungseinrichtung 10 nicht auf lineare Änderungen der Verzögerungsschätzung 25 beschränkt ist, sondern für jede beliebige Änderungsart in den Aktualisierungen der Verzögerungsschätzung 25 funktioniert. Die Codeverschiebung 28 tritt in beiden Richtungen auf, entweder mit einer Verzögerung oder einer Vorrückung, wie zuvor erklärt wurde. Wie in den 3A und 3B dargestellt ist, wird ein beliebiger kleiner Wert von Δ (beispielsweise 0,05 T_c) verwendet, um ein oszillierendes Verhalten um die Punkte der Codeverschiebung 25 zu verhindern.
Nachdem die Codeverschiebung 28 aufgetreten ist, wird der neue Verzögerungsschätzwert 25, der von der Interpolatorsteuereinheit 18 verwendet wird, folgendermaßen gefunden: Td = Td – T sgn [Td], Gleichung 5awobei sgn [.] die Richtung der Codeverschiebung 28 angibt (d. h., positiv, negativ oder keine) und als
definiert ist.
In Bezug auf die zweite Funktion der Interpolatorsteuereinheit 18 zum Minimieren von Koeffizienten wird die eigentliche Interpolation mit einer begrenzten Größe optimiert, um einen minimalen Fehler zu erreichen. Es sei daran erinnert, dass der ideale Interpolator in Gleichung 1 eine unendliche Anzahl von Koeffizienten aufweist und als solcher nicht in einer Implementation verwirklichbar ist. Die optimalen Interpolatorkoeffizienten für einen Interpolator begrenzter Größe werden durch einen Optimierungsalgorithmus, wie MMSE, erhalten, um den Näherungsfehler zu minimieren. Dies wird detailliert in den folgenden Abschnitten beschrieben. Der Näherungsfehler infolge eines Interpolators mit einer begrenzten Größe kann jedoch durch Minimieren der gebrochenen Verzögerungsschätzung 27 so weit wie möglich weiter verringert werden. Die Interpolatorsteuereinheit 18 wird daher konfiguriert, um dies zu erreichen. Die Verzögerungsschätzung 25 kann nach der Codeverschiebungsverarbeitung folgendermaßen geschrieben werden: T ~d = k·Ts + α·Ts, Gleichung 6awobei k folgendermaßen definiert ist:
Die Operation [x] stellt die größte ganze Zahl in x dar. Der Wert von k entspricht der Anzahl der Dauern überabgetasteter Abtastwerte, die in T_d existieren. Daher entspricht eine Verzögerung oder Vorrückung von k·T_s einer einfachen Verschiebung des überabgetasteten Eingangssignals um einen Betrag, der gleich k Abtastwerten ist. Diese Verschiebung wird durch Verschieben des Basispunkts 26 des Abwärtstasters um eine ganze Zahl k, wie in Gleichung 3 dargestellt ist, leicht erreicht. Nach der Verschiebung des Basispunkts 26 beträgt die restliche zeitliche Verschiebung T'd = Td – k·Ts = α·Ts Gleichung 7
Weil der Interpolator 14 auf die Abtastrate von T normiert ist, ist der Wert, der in den Interpolator 14 eingegeben wird, die gebrochene Verzögerungsschätzung 27 nach der Quan tisierung (d. h. α ^). Weiter ist es wichtig, zu bemerken, dass nach dem Zerlegen der Verzögerungsschätzung 25 (d. h. des Werts T ~d in Gleichung 6a und des Werts k in Gleichung 6b) die gebrochene Verzögerungsschätzung 27 auf den Bereich –1 < α < 1 beschränkt ist. Diese Begrenzung des Bereichs hält die gebrochene Verzögerungsschätzung 27 minimal und erreicht den gewünschten verringerten Interpolationsfehler.
Zum Erläutern des Betriebs der Interpolatorsteuereinheit 18 wird das folgende Beispiel vorgestellt. Es sei angenommen, dass die gefilterte Zeitsteuerungsfehlerschätzung 25 T_d = 0,64 T_c ist und dass die Überabtastrate L = 4 ist. Daher ist die Abtastrate T_s = T_c/L = T_c/4. Nach den Gleichungen 5a und 5b ist eine Codeverschiebung 28 erforderlich, so dass die codeverschobene Verzögerungsschätzung 25 T ~d = 0,64Tc – Tc = –0,36Tc ist. Anhand Gleichung 6b ergibt sich, dass der Basispunkt 26k = –1 ist, und anhand Gleichung 6a ergibt sich, dass die gebrochene Verzögerungsschätzung 27a = –0,44 ist.
Der Quantisierer 19 ist die letzte verbleibende Stufe der Interpolationsrückkopplungsschleife 35. Die gebrochene Verzögerungsschätzung 27 wird durch den Quantisierer 19 quantisiert (d. h. diskretisiert), bevor sie vom Interpolator verwendet wird. Der Quantisierer 19 ist nützlich, um die Berechnung der Interpolatorkoeffizienten zu beschränken, um die Berechnung jedes Mal dann, wenn die Verzögerungsschätzung 25 aktualisiert wird, zu vermeiden. Der Quantisierer 19 weist eine Nachschlagetabelle zum Speichern vorberechneter Interpolatorkoeffizienten, die mit einer Gruppe verfügbarer quantisierter gebrochener Verzögerungsschätzwerte korrelieren, auf. Diese Nachschlagetabelle verringert die rechnerische Komplexität der Interpolation und vergrößert auch die Verarbeitungsgeschwindigkeit. Der Quantisierer 19 bestimmt eine Anzahl von Niveaus für das Quantisieren der gebrochenen Verzögerungsschätzung auf der Grundlage der benötigten Zeitsteuerungsgenauigkeit und der Überabtastrate L. Die benötigte Zeitsteuerungsgenauigkeit für die Zeitsteuerungseinstellung ist T_c/Q, wobei Q eine positive ganze Zahl ist. Es ergibt sich, dass die benötigte Quantisierungsstufengröße 2T_c/Q ist. Für die Überabtastrate L entspricht dies Q/L Quantisierungsniveaus für den Bereich –1 < α < 1. Für Q = 32 und L = 4 beträgt die benötigte Zeitsteuerungsgenauigkeit für die Zeitsteuerungseinstellung beispielsweise T_c/16, und der Quantisierer 19 hat Q/L = 8 Niveaus. Falls die gebrochene Verzögerungsschätzung 27 dann nach dem vorstehenden Beispiel α = –0,44 ist, wird die quantisierte Verzögerung durch Auswählen des nächsten äquivalenten Werts aus der Nachschlagetabelle im Quantisierer 19 bestimmt. Weil dies ein 8-Niveau-Quantisierer ist, liegen die verfügbaren Werte in der folgenden Gruppe quantisierter gebrochener Verzögerungsschätzungen: [–1, –0,75, –0,5, –0,25, 0,25, 0,5, 0,75, 1] (der Wert 0 wird nicht verwendet, weil er zu gar keiner Interpolation führt). Weil –0,44 am nächsten bei –0,5 liegt, ist die ausgewählte quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung 29 dann α ^ = –0,5, welche zum Interpolator 14 weitergeleitet wird.
Nach der anfänglichen Iteration der Interpolationsrückkopplungsschleife 35 wird die Verzögerungsschätzungs- und Interpolationsoperation kontinuierlich wiederholt, um die Änderungen des Zeitsteuerungsfehlers zu verfolgen.
Zum Interpolator 14 zurückkehrend, wird die begrenzte Interpolation aus Gleichung 1 nun beschrieben, welche einschließt, dass der Interpolator 14 eine quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung 29 verarbeitet, wobei α ^ ≠ 0 ist, anders als wenn der Interpolator 14 anfänglich das empfangene Signal 21 verarbeitet. Wie aus Gleichung 1 ersichtlich ist, ist die ideale Interpolation eine Summation mit unendlicher Länge. Für eine wirksame Interpolatorimplementation muss eine begrenzte Summation nach Gleichung 1 ausgeführt werden. Die nachstehende Gleichung 8a zeigt diese begrenzte Darstellung der Ausgabe x ~ folgerdermaßen:
wobei h_α(n) die folgendermaßen abgeleiteten Interpolatorkoeffizienten darstellt:
Die Frequenzantwort eines idealen Interpolators, der ein Filter mit unendlicher Länge ist, ist folgende:
Ein Ausgangssignalfehler E(a ~) ist als die Differenz zwischen der idealen Interpolatorausgabe und der begrenzten Darstellung des Interpolators folgendermaßen definiert: E(a ^) = x ~(n + α ^) = x(n + α ^) Gleichung 10
Die Koeffizienten h_α(n) eines optimalen FIR-Interpolators werden durch Minimieren der nachstehenden Gleichung 11 für alle möglichen α ^-Werte für die quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung 29 bestimmt. Das verwendete Optimierungsverfahren ist ein Ansatz nach der Methode minimaler mittlerer quadratischer Fehler (MMSE). Weil die interessierende Bandbreite F = ω/2π kleiner als 1/(2T_s) ist, ergibt sich durch Anwenden der Parsevalschen Beziehung auf Gleichung 10:
Gleichung 11 ist ein Repräsentant einer MMSE-Version eines FIR-Filters, wobei es sich um den bevorzugten Interpolatortyp für den Interpolator 14 handelt. Gleichung 11 hat mehrere verschiedene Lösungen. Beispielsweise kann das Fletcher- Powell-Verfahren zum Lösen von Gleichung 11 verwendet werden. Es sei bemerkt, dass die Ausführungsformen der Erfindung auf keine bestimmte Lösung von Gleichung 11 beschränkt sind. Der minimale Fehler E(α ~) wird erreicht, falls (M₁ = M) und (M₂ = M – 1) für die Gesamtzahl von 2M Koeffizienten ausgewählt werden. Mit den gefundenen Koeffizienten aus Gleichung 12 kann der optimale MMSE-FIR-Interpolator 14 durch die folgende Gleichung dargestellt werden:
Wie Fachleute wissen, sind die Interpolatorkoeffizienten um α ^ = 0,5 symmetrisch, was als
geschrieben werden kann (Gleichung 13). Weil es nicht möglich ist, Gleichung 11 in Echtzeit zu lösen, wird Gleichung 11 für alle möglichen α ^-Werte vorab gelöst, und die vorbestimmten Koeffizienten werden in der Nachschlagetabelle des Quantisierers 19 gespeichert. Dies führt zu einer Nachschlagetabelle realzahliger Einträge mit einer Größe M·((Q/L) – 2), wobei Q/L die Anzahl der Quantisiererniveaus ist. Weil α ^ = 0 jedoch zu gar keiner Interpolation führt, wird es aus der Nachschlagetabelle des Quantisierers 19 ausgeschlossen. Durch die Verwendung der Symmetrieeigenschaft von Gleichung 13 kann die Größe der Nachschlagetabelle um die Hälfte auf M·((Q/L) – 2)/2 Realzahlen verkleinert werden. Alternativ kann, abhängig von der implementierten Interpolatorstruktur in der Art eines polynomialen Interpolators, eine Nachschlagetabelle fortgelassen und durch eine Echtzeitberechnung ersetzt werden.
Bei der Implementation gibt es, abhängig von dem Interpolationsfehler, der zugelassen werden kann, 2M Koeffizienten h_α(n) für M ≥ 1. Beispielsweise führt ein Codevverfolgungsent- Wurf für einen 3GPP-artigen FDD-kompatiblen mobilen WTRU-Empfänger, einschließlich eines Früh-Spät-Gattersynchronisators, einer zweifachen Überabtastung (L = 2) und eines Schleifenfilters zweiter Ordnung, das ein PI-Filter aufweist, das, wie in 2 dargestellt, mit einem Akkumulator kaskadiert ist, zu M = 2 oder insgesamt vier Koeffizienten je Quantisiererniveau. Für eine benötigte Genauigkeit von = 16 (d .h. Q = 16) beträgt die Anzahl der verwendeten Quantisiererniveaus 8.
Durch Optimieren der Interpolation gemäß der vorliegenden Erfindung werden vorteilhafte Ergebnisse beim wirksamen Verringern des Zeitsteuerungsfehlers, trotz der Verwendung einer begrenzten Anzahl von Koeffizienten, erreicht. Wenngleich die Erfindung mit Bezug auf Mehrweg-Fading-Kanäle und RAKE-artige Empfänger beschrieben wurde, sollte sie nicht als auf diese Anwendungen beschränkt ausgelegt werden. Alternative Ausführungsformen der Codeverfolgungseinrichtung 10 umfassen solche, die einen Interpolator aufweisen, der aus den Typen eines polynomialen FIR-Interpolators, eines linearen Interpolators und eines Lagrange-Interpolators ausgewählt ist, sie sind jedoch nicht darauf beschränkt.

Claims

Digitaler Timing- bzw. Zeitsteuerungssynchronisator (10) eines Empfängers für die Zeitsteuerungssynchronisierung mit einem Sender in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei der Synchronisator derart eingerichtet ist, daß er ein Signal mit einem Zeitsteuerungsfehler in Bezug auf einen Referenzcode empfängt, wobei der Synchronisator dadurch gekennzeichnet ist, daß er aufweist: einen Kanalschätzer (11), der derart konfiguriert ist, daß er eine Anfangscodephase (22) des empfangenen Signals (21) schätzt; einen Codegenerator (13), der derart konfiguriert ist, daß er einen Zeitsteuerungsreferenzcode erzeugt, der anfänglich durch die Anfangscodephase des Kanalschätzers und danach durch eine Codephasenverschiebung (28) in null oder mehr ganzzahligen Chipinkrementen oder Dekrementen hinsichtlich der Zeit einstellbar ist; eine Interpolationsrückkopplungsschaltung (35), die aufweist: einen Interpolator (14), der für die Interpolation und Korrektur des Zeitsteuerungsfehlers des in den Interpolator eingegebenen Empfangssignals konfiguriert ist, um eine zeitkorrigierte Version (23) des empfangenen Signals zu erzeugen, wobei diese zeitkorrigierte Version (23) des empfangenen Signals von der Interpolationsrückkopplungsschaltung für die weitere Verarbeitung ausgegeben wird; einen Zeitsteuerungsfehlerschätzer (16) zum Bestimmen einer Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) durch Vergleichen der zeitkorrigierten Version (23) des empfangenen Signals mit dem von dem Codegenerator bereitgestellten Zeitsteuerungsreferenzcode; einen Quantisierer (19) mit einer Nachschlagtabelle mit quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzwerten und ihren zugehörigen vorbestimmten Interpolatorkoeffizienten, wobei der Quantisierer eine quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung auf der Grundlage aus der Nachschlagtabelle auswählt, daß sie einer gebrochenen Verzögerungsschätzung (27) entspricht, die aus der Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) abgeleitet wird, und sie in den Interpolator (14) einspeist, der die Interpolation durch die Verarbeitung der ausgewählten quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzung erreicht; und eine auf die Zeitsteuerungsfehlerschätzung ansprechende Interpolatorsteuerung (18) zum Erzeugen und Senden der Codephasenverschiebung an den Codegenerator (13).
Synchronisator (10) nach Anspruch 1, wobei der Interpolator (14) auf eine Abtastrate normiert ist und derart konfiguriert ist, daß er das empfangene Signal (21) zeitlich um eine gebrochene Verzögerung oder Vorrückung verschiebt, wobei: der Zeitsteuerungsfehlerschätzer (16) die Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) auf der Grundlage der Zeitsteuerungsdifferenz zwischen einem Ausgangssignal (23) der Interpolationsrückkopplungsschaltung und dem Zeitsteuerungsreferenzcode bestimmt; die Interpolatorsteuerung (18) die Codephasenverschiebung (28) als ein ganzzahliges Codeverschiebungssignal in eine zu der Zeitsteuerungsfehlerschätzung entgegengesetzte Richtung an den Codegenerator (13) sendet, wodurch der Zeitsteuerungsreferenzcode zeitlich eingestellt wird und eine gebrochene Verzögerungsschätzung (27) innerhalb eines vorbe stimmten Bereichs für die Bestimmung von Interpolationskoeffizienten erzeugt wird; und der Quantisierer (19) mit der Nachschlagtabelle mit gespeicherten Interpolatorkoeffizienten, die zu vorbestimmten quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzwerten gehören, derart konfiguriert ist, daß er eine quantisierte gebrochene Verzögerungsschätzung (29), deren Wert am nächsten zu der gebrochenen Verzögerungsschätzung (27) ist, aus der Nachschlagtabelle auswählt.
Synchronisator (10) nach Anspruch 2, wobei die Interpolationsrückkopplungsschaltung (35) ferner ein Filter (17) zum Filtern der Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) aufweist, um einen Verzögerungsschätzwert (25) mit einem Vorzeichen zu erzeugen, das zu der Zeitsteuerungsfehlerschätzung entgegengesetzt ist, wodurch die Interpolatorsteuerung (18) die Verzögerungsschätzung innerhalb eines vorbestimmten Arbeitsbereichs reguliert, der in Bezug zu der Konfiguration des Zeitsteuerungsfehlerschätzers (16) steht.
Synchronisator (10) nach Anspruch 3, wobei die Interpolationsrückkopplungsschaltung (35) ferner einen auf die Interpolatorsteuerung (18) ansprechenden Abwärtstaster (15) aufweist, der derart konfiguriert ist, daß er die Abtastrate des empfangenen Signals (21) um einen Überabtastungsfaktor und einem Basispunkt (26) entsprechend herabsetzt, der mit dem Verhältnis der Abtastrate des empfangenen Signals und der Verzögerungsschätzung (25) in Beziehung steht.
Synchronisator (10) nach Anspruch 2, wobei der Interpolator (14) ein MMSE-optimierter FIR-Interpolator ist.
Synchronisator (10) nach Anspruch 1, wobei das empfangene Signal (21) mehrere Wege aufweist und der Syn chronisator ferner eine Nachverarbeitungseinheit (12) aufweist, die derart konfiguriert ist, daß sie die geschätzte Anfangscodephase verarbeitet und die Signal- und Rauschleistung gegen einen Rauschschwellwert schätzt, wodurch eine Anfangscodephase (22) erzeugt wird, aus welcher der Codegenerator (13) den Zeitsteuerungsreferenzcode entwickelt.
Synchronisator (10) nach Anspruch 1, wobei der vorbestimmte Bereich für die gebrochene Verzögerungsschätzung (27) zwischen –1 und 1 ist.
Synchronisator (10) nach Anspruch 1, wobei das empfangene Signal (21) um einen Faktor von L überabgetastet wird und die vorbestimmte Anzahl von quantisierten gebrochenen Einstellwerten der Anzahl Q/L von Quantisierungsstufen entsprechend der gewünschten Zeitsteuerungsgenauigkeit T/Q für die Zeitsteuerungseinstellung bestimmt wird, wobei T die Abtastperiode darstellt, Q eine positive ganze Zahl darstellt und L eine positive ganze Zahl ist.
Drahtlose Sende/Empfangseinheit, welche den digitalen Zeitsteuerungssynchronisator (10) gemäß Anspruch 1 aufweist.
Verfahren zur digitalen Zeitsteuerungssynchronisation eines Empfängers mit einem Sender in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei der Empfänger derart eingerichtet ist, daß er ein Signal (21) mit einem Zeitsteuerungsfehler in Bezug auf einen Referenzcode empfängt, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, daß es die folgenden Schritte aufweist: Schätzen einer Anfangscodephase (22) des empfangenen Signals (21); Erzeugen eines Zeitsteuerungsreferenzcodes, der anfänglich durch die Anfangscodephase und danach durch eine Codephasenverschiebung (28) in null oder mehr ganzzahligen Chipinkrementen oder Dekrementen hinsichtlich der Zeit einstellbar ist; Interpolieren und Korrigieren des Zeitsteuerungsfehlers, um eine zeitkorrigierte Version (23) des empfangenen Signals zu erzeugen; Ausgeben der zeitkorrigierten Version des empfangenen Signals für die weitere Verarbeitung; Bestimmen einer Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) durch Vergleichen der zeitkorrigierten Version (23) des empfangenen Eingangssignals mit dem Zeitsteuerungsreferenzcode; Ableiten der Codephasenverschiebung (28) aus der Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24); und Auswählen einer quantisierten gebrochenen Verzögerung (29) aus einer Nachschlagtabelle mit quantisierten gebrochenen Verzögerungswerten und ihren zugehörigen vorbestimmten Interpolatorkoeffizienten, wobei die quantisierte gebrochene Verzögerung auf der Grundlage aus der Nachschlagtabelle ausgewählt wird, daß sie einer gebrochenen Verzögerungsschätzung (27) entspricht, die aus der Zeitsteuerungsfehlerschätzung abgeleitet wird, aus welcher die ausgewählte quantisierte gebrochene Verzögerung der zeitkorrigierten Version des empfangenen Signals erzeugt wird, wodurch die Interpolation durch die Verarbeitung der quantisierten gebrochenen Verzögerung (29) erreicht wird.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Interpolations- und Korrekturschritt ferner aufweist: zeitliches Verschieben des empfangenen Signals (21) um eine gebrochene Verzögerung oder Vorrückung; Bestimmen der Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) auf der Grundlage einer Zeitsteuerungsdifferenz zwischen der zeitkorrigierten Version (23) des empfangenen Signals und dem Zeitsteuerungsreferenzcode; Erzeugen der Codephasenverschiebung (28) als ein ganzzahliges Codeverschiebungssignal in eine zu der Zeitsteuerungsfehlerschätzung entgegengesetzte Richtung; Erzeugen der gebrochenen Verzögerungsschätzung (27) innerhalb eines vorbestimmten Bereichs für die Bestimmung von Interpolationskoeffizienten; Speichern vorbestimmter quantisierter gebrochener Verzögerungsschätzwerte und ihrer zugehörigen Interpolatorkoeffizienten in die Nachschlagtabelle; und Auswählen einer quantisierten gebrochenen Verzögerungsschätzung (29), deren Wert am nächsten zu der gebrochenen Verzögerungsschätzung ist, aus der Nachschlagtabelle.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Interpolationsschritt ferner das Filtern der Zeitsteuerungsfehlerschätzung (24) aufweist, um einen Verzögerungsschätzwert (25) mit einem Vorzeichen zu erzeugen, das zu der Zeitsteuerungsfehlerschätzung entgegengesetzt ist, wodurch die Verzögerungsschätzung innerhalb eines vorbestimmten Arbeitsbereichs reguliert wird, der in Bezug zu der Konfiguration des Zeitsteuerungsfehlerschätzers (16) steht.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Interpolationsschritt ferner die Verringerung der Abtastrate des empfangenen Signals (21) um einen Überabtastungsfaktor entsprechend eines Basispunkts (26) aufweist, der mit dem Verhältnis der Abtastrate des empfangenen Signals und der Verzögerungsschätzung (25) in Beziehung steht.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das empfangene Signal (21) mehrere Wege aufweist und der Interpolationsschritt ferner das Verarbeiten der geschätzten Anfangscodephase und das Schätzen der Signal- und Rauschleistung gegen einen Rauschschwellwert aufweist, wodurch eine Anfangscodephase (22) erzeugt wird, aus welcher der Zeitsteuerungsreferenzcode entwickelt wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der vorbestimmte Bereich für die gebrochene Verzögerungsschätzung (27) zwischen –1 und 1 ist.