CN1653683A - 用数字信号处理器增强的脉冲宽度调制放大器 - Google Patents

用数字信号处理器增强的脉冲宽度调制放大器 Download PDF

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Abstract

提供一种带有一个开关模式功率转换器(206)的脉冲宽度调制器(PWM)声频功率放大器(10)，它可以根据输出电流调节开关模式功率转换器(206)的工作率。PWM声频功率放大器(10)可以包括一个数字信号处理器(18)，以便处理一个输入信号和控制开关模式功率转换器(206)以使放大输出信号的失真最小。在PWM声频功率放大器(10)内的控制可以包括数字前馈开环控制，或者可以把数字前馈开环控制与模拟负反馈闭环控制相结合，以使输出信号的失真最小。

Description

用数字信号处理器增强的脉冲宽度调制放大器
技术领域
本发明一般涉及脉冲宽度调制(PWM)放大器，更具体地说，涉及把数字信号处理(DSP)结合到PWM声频功率放大器中。
背景技术
自从真空管时代，用于声频用途的模拟脉冲宽度调制(APWM)就已经流行。在最近几年，数字信号处理器(DSP)或其它数字调制器与用于从数字到模拟的转换的PWM级的集成已经变得越来越流行。典型地，DSP用来直接控制输出功率级的脉冲宽度，例如由“Ultra Low Distortion Digital Power Amplification，”Mark Sandler，Jason Goldberg，Roderick Hiorns，Robert Bowman，MichaelWatson，Peter Ziman， 91 st AES Convention Preprint 3115(Y-3)，1991年10月和授予Craven的美国专利No.5,548,526描述的那样。
尽管数字控制PWM的形成的DSP的应用提供显著的好处，但限制在已知手段中也是存在的。例如，根据控制时钟周期的倍数量化输出脉冲的脉冲宽度。像这样，生成的颗粒性或否则在输出中呈现的粗度典型地通过依赖于计时器的噪声成形方法减小以便统计减小量化误差，例如由“Toward the 24-bit DAC：Novel Noise-ShapingTopologies Incorporating Correction for the Nonlinearity in the PWMOutput Stage，”Peter Craven， Journal of the AES，Vol.41 No.5，1993年5月描述的那样。然而，噪声成形方法可能把噪声引入到输出中，这大大地增大带外噪声并且有时增大带内噪声。
在PWM级的数字控制中，有效地把负反馈施加到功率输出级上的能力被归因于模拟输出信号到数字数据的转换的潜伏状态和在反馈信号的以后数值处理中的潜伏状态大大地减小。约束高频输出噪声的能力要求最大化高频反馈的量。数字化反馈信号的任何尝试都导致在反馈信号中的添加延迟或相位滞后，并且不利地影响高频输出噪声的约束。添加约束困难的是，A/D转换器的噪声底常需要在全刻度下面至少120分贝，它也成为对于输出噪声性能的限制。
借助于PWM输出声频信号实现反馈的已知手段要求，从试图对于输入信号比较的任何信号中大大地除去PWM调制频谱。如果这在这些手段不进行，则反馈的使用可能实际增大失真级超过和高于在开环PWM声频功率放大器中发现的失真级。结果，数字调制PWM设计典型地借助于开环前馈校正控制。遗憾的是，这些手段都没有提供改进由在门驱动和要求实现前馈电路的功率电路中的抖动产生的随机噪声底的任何希望。
一个PWM输出级具有对于在其电源上的电压的总灵敏度。对于前馈控制PWM输出级，这或者要求电源的精确调节和/或使用到数字调制器的电源电压的快速A/D转换的反馈，以使失真最小。尽管在使失真最小方面是有益的，但调节电源成本显著高于非调节电源。另外，低潜力A/D转换器除在常规模拟PWM调制器中之外典型地包括更多模拟电路。像这样，通过数字调制器的使用除去模拟电路的希望实际上增加了系统中模拟电路的量。
当有很小输入信号或没有输入信号时，任何放大器的输出噪声级处于其最低处。PWM放大器也不例外。然而，即使对于很小或没有输入信号，PWM放大器由于在能够产生较大有效输出信号的PWM信号中的计时抖动的非常小量，可能仍然呈现输出噪声级。轨道电压越高(例如放大器越大)抖动可能变得更明显。在输出中的抖动噪声是在输入信号中的声频抖动与来自可能进入PWM信号或调制过程的高频的相互调制项之和。
尽管DSP和PWM输出级的先有技术组合提供适当的性能和对于多种非关键用途的足够低失真，但上述限制在高保真用途中变得更显著。在这样要求的用途中，PWM功率放大器的噪声性能经常是临界的，且另外的噪声是不容许的。另外，在数字PWM再生中涉及的计算起到的作用是：降低在保真改进中可能有用的借助于DSP进行其它计算的能力。对于要求的用途，功率级的噪声和失真缺陷可能要求除借助于已知手段之外的更准确控制。因而，要求一种用于高保真用途的能够通过克服上述限制补偿失真的PWM输出级。
发明内容
本发明提供一种能够使失真最小和优化在要求高保真声频用途中的保真性的脉冲宽度调制(PWM)声频功率放大器。PWM声频功率放大器可以包括一个与数字信号处理器(DSP)合作操作的交错功率输出级。利用DSP的信号处理能力和以大于一的总切换工作率操作的交错输出级的能力，可以使失真和其它噪声最小。另外，可以利用基本上不调节的电源而没有过大失真。
在一个实施方案中，PWM声频功率放大器包括一个大功率数模转换器(DAC)和一个DSP。DSP与沿一个全数字信号路径的前馈控制一起操作，以根据一个输入信号驱动大功率DAC。数字控制信号可以由沿全数字信号路径到在大功率DAC中包括的一个相反电流放大器(OCA)的DSP提供，以把抽样输入信号均匀地转换成一个连续等效波形。数字控制信号可以由DSP独立地处理，以便独立地控制在OCA中包括的输出级开关的切换工作率。切换工作率的前馈控制可以包括转换器的输出电压和电流以及电源控制电压的考虑，以使失真最小同时优化效率。
在另一个实施方案中，PWM声频功率放大器包括一个大功率DAC、一个反馈控制电路及一个DSP。这个实施方案的PWM声频功率放大器是具有在数字域中的强度优点以及在模拟域中强度优点的混合设计。与反馈控制电路合作操作的大功率DAC进行模拟信号处理，其包括高频负反馈控制以使输出信号中的误差最小。反馈控制环路可以包括输出信号的电压和电流以及电源控制电压的考虑。另外，DSP 18可以进行输入信号的数字信号处理以及全数字前馈控制，以把前馈误差校正注入到反馈控制环路中。像这样，在换能器12的负载阻抗范围上的整个VI输出平面的失真可以被补偿，由此提供低噪声和低失真输出信号。
熟悉本专业的技术人员在检查如下附图和详细描述时，显然可以发现本发明的其它系统、方法、特征及优点。所有这样的附加系统、方法、特征和优点均包括在本说明书中，在本发明的范围内，并且由所附权利要求书保护。
附图说明
在附图中的元件不必按比例，重点放在说明本发明的原理。而且，在附图中，类似标号贯穿不同视图指示对应部分。
图1是与一个换能器电气联接的脉冲宽度调制(PWM)声频功率放大器的一个实施方案的方块图。
图2是在图1中表明的PWM声频功率放大器的一个实施方案的扩展方块图。
图3是与一个换能器电气联接的PWM声频功率放大器的另一个实施方案的方块图。
图4是在图3中表明的PWM声频功率放大器的一个实施方案的扩展方块图。
具体实施方式
以下公开适用于用在高保真声频用途中的一种脉冲宽度调制(PWM)功率放大器的实施方案。PWM功率放大器提供使噪声和失真最小的高保真信号处理，同时提供输入信号放大的适当级。
图1是一种脉冲宽度调制(PWM)声频功率放大器10的一个实施方案的方块图。PWM声频功率放大器10最好使用带有优化反馈的双边缘模拟PWM调制操作，以驱动至少一个电气连接的换能器12。换能器12可以是一个声频输出换能器，像例如扬声器，由来自PWM声频功率放大器10的输出信号驱动以产生可听声音。在一个实施方案中，PWM声频功率放大器10可以与一个具体换能器12相联系。因而，根据换能器12的负载和操作特性为了低噪声和低失真可以优化PWM声频功率放大器10的操作。在其它实施方案中，对于换能器12的种类、换能器12的生产线或任何其它预定义分组，可以优化PWM声频功率放大器10的配置。
在所示的实施方案中，PWM声频功率放大器10包括一个电源14、一个大功率模数转换器(DAC)16及一个电气联接的数字信号处理器(DSP)18，如表明的那样。如这里使用的那样，术语“联接”、“连接”、或“互连”可以指电气联接、光学联接、无线联接及/或提供在系统、器件和/或元件之间的接口的任何其它形式的联接。
电源14是可操作的，以把在一个电压供给线20上存在的线电压转换成希望数值的直流(DC)电压以激励DSP 18和大功率DAC16。在当前优选实施方案中，电源14是一个基本上不调节的电源以增大成本效果。如在先有技术中已知的那样，基本上不调节的电源的电压可能根据线电压的波动而波动。可以利用非调节电源，因为对电源波动的敏感性由在PWM声频功率放大器10中的其它机构解决，如以后描述的那样。
大功率DAC 16是PWM声频功率放大器10的输出级，并且可以用来驱动换能器12。在当前最佳的实施方案中，大功率DAC 16包括一种操作以根据由DSP 18提供的数字控制信号驱动换能器12的交错半桥设计。DSP 18可以是能够逻辑处理模拟或数字信号并且把数字控制信号提供给大功率DAC 16的任何处理器。一个示范DSP在56K族中可从Motorola得到。
在所示的实施方案中，DSP 18能够接收在数字输入信号线22或至少一个模拟输入信号线24上的输入信号。沿一般由箭头28表明的数字信号路径可以进行在DSP 18和大功率DAC 16内放大输入信号和提供模拟形式的输出信号的处理。提供在一个输出信号线26上的输出信号可以是输入信号的放大模拟表示。
DSP 18也可以包括一种网络连接30。网络连接30可以允许在网络上的PWM声频功率放大器10的远程控制和监视。网络可以包括局域网(LAN)、广域网(WAN)、内部网络、外部网络、专用网络、互联网及/或能够传递数据和命令的任何其它形式的网络配置。借助于包括基于导线的通信系统和/或基于无线的通信系统的通信介质，可以进行在网络内的通信。通信介质可以是例如通信通道、无线电波、微波、导线传输、光纤传输、或能够传输数据的任何其它通信介质。
图2是在图1中表明的与换能器12电气联接的PWM声频功率放大器10的更详细方块图。大功率DAC 16如表明的那样包括门驱动器46、一个相反电流放大器(OCA)48、一个输出低通(LP)滤波器50、一个电流过载限制器52及一个电气联接的负载电流监视器54。另外，DSP 18如表明的那样包括一个逻辑元件90、一个模数转换器(ADC)元件92、一个线性元件94、多个快速模数转换器(ADC)96和一个合作操作的PWM调制器元件98。而且，电源14可以与DSP 18和OCA 48电气联接。
虽然电源14表明为单个基本上不调节的电源；但在可选择实施方案中，可以使用多个电源。而且，在其它实施方案中可以调节电源。在当前最佳的实施方案中，电源14产生一个正预定控制电压(+Vcc)、一个负预定控制电压(-Vcc)、及来自线电压的一个+/-15伏特直流输出。如在先有技术中已知的那样，电源电压输入和输出的数值和量是设计条件，并且可以相应改变。
大功率DAC 16提供使用交错功率级设计的优化输出级。交错功率级的管理意味着在由单个双边缘调制过程要求的计算的加倍以上和上方进行多达两次PWM脉冲成形。门驱动器46根据从在逻辑信号线58上的DSP 18输出的数字信号控制在OCA 48内的输出级开关56。在所示的实施方案中，描绘第一和第二输出级开关。第一和第二输出级开关代表正和负输出级。在其它实施方案中，OCA 48可以包括多于两个输出级开关56。
借助于来自DSP 18的两个数字输出操作当前优选实施方案的OCA 48，其中每个数字输出的工作率可以由DSP 18独立地计算。可以进行在DSP 18内的分离插入计算，以产生用来把均匀抽样数据转换到其连续等效波形的数字控制输出。因而，OCA 48的每个切换循环可以包括四个半独立切换次数，其每一个可以由DSP 18分离地计算以使失真最小。
对于OCA 48的详细讨论，读者参考G.R.Stanley & K.M.Bradshaw的“Precision DC-to-AC Power Conversion by Optimizationof the Output Current Waveform-The Half-bridge Revisited”， IEEE Transactions on Power Electronics，Vol.14，No.2，1999年3月。
不要求OCA 48以任何有效空载时间(dead-time)运行，因为潜在破坏性击穿电流不会出现。空载时间在常规半桥设计中是必要的以防止较大破坏击穿电流。然而，使失真最小的空载时间的管理固有地使在常规半桥设计中的开关独立最小。另一方面，通过DSP18的OCA 48的控制可以集中在来自第一和第二输出级开关56的每一个的PWM波形的独立优化。
在OCA 48中，输出级开关56的总工作率可以以一操作、重叠或欠连接。输出级开关56的“总工作率”是输出级开关56每一个的工作循环之和。因而，当总工作率等于一时，第一和第二输出级开关56的工作循环之和是100％。如这里使用的那样，术语“重叠”或“重叠的”是指其中第一和第二输出级开关56的总工作率大于一的操作条件。第一和第二输出级开关56同时通的任何时刻，说它们重叠。类似地，当第一和第二输出级开关56的总工作率小于一时，说它们是欠连接的。在常规半桥设计中，重叠状态产生潜在破坏性击穿电流，而欠连接状态产生空载时间。
OCA 48在零信号静止条件下可以在第一和第二输出级开关56的每一个上以50％工作率循环(一)运行。增大高于50％(重叠)的第一和第二输出级开关56的每一个的工作率循环导致在输出级中的过大循环电流，这不是破坏性的，而是简单地降低操作效率。为了使效率最大而仍避免失真，OCA 48可以在理想条件下以用于正和负输出级开关56的总工作循环等于一运行。然而，在输出级中的损失，可能导致输出感应器中的磁化损失，这可能又导致OCA 48操作的间断电流模式(DCM)。由DCM生成的失真可以认为是对于由在常规半桥设计中的空载时间引起的失真的模拟。
然而，由于不关心潜在破坏性击穿电流，所以通过DSP 18的控制可以争取使输出级开关56同时通(例如重叠)以避免DCM。因而，通过把输出级开关56的总工作率循环增大到大于一(例如，增大在输出级开关56每一个的开关工作循环中的重叠)，可以消除作为DCM的结果产生的失真。在操作期间，当总工作率大于(或等于)一时，OCA 48可以以连续电流模式(CCM)操作。最好，DSP18通过重叠输出级开关56的工作循环争取保持CCM以避免在输出级中的非线性，同时也保持接近一以避免导致较低效率的显著重叠。
在当前最佳的实施方案中，当不希望输出信号时，OCA 48可以由DSP 18设置在睡眠模式中以便通过停止输出级开关56的切换使功率消耗最小。当在静止条件下故意欠连接(总工作率＜100％)时，OCA 48也可以设置在较低损失模式中，通过感应零电压切换(ZVS)切换可以大大地减小静止损失。如在先有技术中已知的那样，ZVS是当跨过一个大功率开关的电压通过刚好在接通大功率开关之前的谐振过渡减小到零时才出现的减小切换损失形式。在当前最佳的实施方案中，ZVS切换可以代表中间损失状态以简单地停止切换，由此把OCA 48设置在睡眠模式中。当由DSP 18从睡眠模式“唤醒”时，OCA 48不会经历像在常规半桥类别D设计中当一个开关必须转到另一个时通常经历的启动过渡或卡搭。因而，DSP 18可以借助于在逻辑信号线58上的控制信号可以立即唤醒OCA 48，而没有对于常规半桥设计实施的空载时间冲击或其它措施。
输出LP滤波器50可以从OCA 48接收两个PWM输出。来自输出LP滤波器50的输出是具有Vout电压的输出信号，这可以提供到在输出信号线26上的换能器12。输出LP滤波器50可以包括解调滤波器以从输出信号除去PWM频谱的大部分，从而Vout的波形基本上没有可见波纹。如在图2中进一步表明的那样，Vout可以反馈到在用于转换到数字信号的Vout线60上的DSP 18。
电流过载限制器52使用电压反馈检测线62来检测在输出LP滤波器50的早期阶段中的电流(来自OCA 48的输出电流)。在指示输出信号线26上的电流过载状态时，可以把电流过载指示提供给在电流过载线64上的DSP 18。
负载电流监视器54如表明的那样，利用一个电流检测器66监视在输出信号线26上的输出电流(Iout)。代表Iout从负载电流监视器54输出的信号可以提供给在一个Iout线68上的DSP 18。在一个实施方案中，来自负载电流监视器54的信号可以作为一个数字信号提供。在另一个实施方案中，信号是连续的，并且DSP 18进行转换。负载电流监视器54借助于一根电流监视器线70也可以提供一个指示在PWM声频功率放大器10外的输出电流Iout的类似信号(模拟的或数字的)。
就图2的DSP 18而论，逻辑元件90代表在DSP 18内操作的一个或多个应用程序中实施的信号处理功能性。功能性例如包括信号处理、前馈控制、操作监督、用户接口等。应用程序可以是在操作期间为了执行下载到在DSP 18内的存储器中的基于软件或硬件的代码。
逻辑元件90的功能性例如可以包括一个LP滤波器模块、一个倒相均衡(EQ)模块、一个压缩器/限制器模块、一个输入信号处理模块、一个温度管理模块、一个睡眠模式模块、一个显示模块、一个电源监督模块、一个计算机控制和监视模块、一个负载监督模块及一个时钟模块。在其它实施方案中，逻辑元件90的功能性可以包括更少或更多模块。因而，描述的示范功能性不应该理解为以任何方式的限制。
LP滤波器模块功能性可以限制在PWM声频功率放大器10中的输入信号带宽。可以限制输入信号的带宽以避免在第一主谐振和较高频率模式下出现的输出LP滤波器50的驱动低输入阻抗特征。因而，在PWM声频功率放大器10内的任何带限制滤波器的构造可能非常准确和成本高效，因为严格容差电容器是不必要的。另外，LP滤波器模块可以进行带限制，以防止在通过DSP 18的转换期间从连续输入信号到数字记录的高频信号混淆。
倒相EQ模块可以校正远离在输出LP滤波器50中希望的平响应和闭环响应的响应偏差。这种滤波要求可以与在PWM声频功率放大器10内的一个带限制低通输入滤波器的实施相组合。PWM声频功率放大器10的频率响应是负载阻抗和负载阻抗与由输出LP滤波器50形成的输出阻抗的相互作用的函数。因而，可以进行整个放大器系统的倒相EQ以改进频率响应。
可以进行通过倒相EQ模块的自适应倒相均衡，以便像例如通过对扬声器缺陷进行均衡使响应精度最大。在一个实施方案中，自适应倒相均衡可以基于返回到在Vout线60上的DSP 18的输出信号电压Vout。另外，自适应倒相均衡可以由倒相EQ模块进行，以补偿相对于负载阻抗的响应差别。相对于负载阻抗的响应差别常常由在输出LP滤波器50内的阻抗造成的增大高频放大器输出阻抗所造成。如果它不是用于这种感应，则PWM输出级的内在输出阻抗较低。
压缩器/限制器模块的功能性可以包括在由放大器过载条件形成的输出信号中失真的调制。这样的过载状态可以由例如电源波动、过大输出电压Vout和/或过大输出电流Iout引起。当探测到过载状态时，压缩器/限制器模块可以应用于在DSP 18内的信号处理，以减小输入信号级。如果在电压或电流大小方面过驱动PWM声频功率放大器10的输出信号，则压缩器功能性可以进一步用来衰减信号级。
在当前优选实施方案中，压缩器/限制器利用一个起到用于输入信号的决定窗口作用的控制窗口。当不调用压缩/限制器时，可以把控制窗口设置成超过到PWM声频功率放大器10的输入信号的阈值。当调用压缩/限制器时，可以使控制窗口较小，由此降低输入信号的阈值。这种类型的控制可以使过载状态的可听影响最小，并且也可以降低使校正过载状态的所有操作无效的要求。
输入信号处理模块功能性包括熟知的过程，如跨越、参数均衡、音调控制、时间延迟、信号选通、全通滤波器及反馈抑制方法。在某些实施方案中，这样的功能性能够进行PWM声频功率放大器10的用户的调整/控制。
一个实施方案的温度管理模块可以包括电源14、OCA 48和/换能器12的温度监视。换能器12的温度监视例如可以涉及通过音圈温度模拟的热保护。OCA 48和电源14的温度监视如在图2中表明的那样可能涉及指示提供在一根OCA温度检测线80和一根电源(PS)温度检测线82上的温度的信号。最好借助于压缩器/限制器功能性进行在当前优选实施方案中的PWM声频功率放大器10的温度管理。如果例如电源14或OCA 48过热，则可以收缩压缩器/限制器功能性的控制窗口，以降低最大允许输出信号电压。
睡眠模式模块可以代表一种功率节省模式。在当前优选实施方案中，在一个预定时间段已经过去之后，如由例如一个向下计数计时器、或过去时间计时器辨别的那样，把PWM声频功率放大器10置于睡眠模式中。进入睡眠模式的计时可以基于PWM声频功率放大器10的静止状态，像例如没有输入信号。在进入睡眠模式中时，可以把PWM声频功率放大器10置于在降低功率消耗状态下。
显示模块可以包括驱动器和其它必需的应用程序，以产生能够驱动显示器件的操作的信号。另外，显示模块的功能性可以包括接收和处理信号输入的能力，以指向DSP 18的操作和/或向其提供指示。示范显示器件包括发光二极管(LED)、一个屏幕显示器、一个触摸屏幕、声频器件或能够传送和接收信息的任何其它检测相关机构。指示由DSP 18提供的操作的信息例如可以包括关于指示的功率、输入/输出信号指示、过载指示和/或过热指示。另外，也可以提供像诸如配置数据、模式和/或增益设置、实时分析器、输出VI平面的显示、VU表及任何其它操作相关信息之类的信息。
电源监督模块可以包括负载管理、温度管理、过流管理、噪声管理和/或与电源14有关的任何其它操作变量的管理。带有电源监督模块的电源14的监视和控制可以用来实现这样的管理功能性。因而，到DSP 18的信号输入、以及从DSP 18到电源14的控制输出可以在电源监督线84上由电源监督模块传输。在一个实施方案中，电源14的可能环境滥用的监督可以由DSP 18进行。例如，电压的极值(冲击)可能威胁电源的寿命，而功率损失和节电可能中断操作或产生系统重击和其它瞬变。
DSP 18可以监视这样的状态，并且在可能的地方，对于输入信号进行自适应保护措施，以避免这样的不希望状态。当像例如不稳定线电压之类的状态指示外部频率信号可能在输入信号上到来时，可以进行自适应保护措施以避免有害冲击。在一个实施方案中，保护措施可以包括在输入信号通路中高通滤波的选择性添加，像例如一个高通带限制滤波器，以保护扬声器的驱动位移。高通滤波可以包括一个高于期望输入信号的频率范围的截止频率。在另一个实施方案中，自适应保护措施可以包括衰减的使用，以在例如不稳定线电压期间减小输入信号的振幅而没有显著失真。
电源14的应力级监督也可以包括在一个实施方案的电源监督模块中。应力级监督可以提供超越由简单内部电流限制器和在电源14内的热截止提供的保护之外的另外保护。如果应力级建议产品失效或其危险，则DSP 18可能借助于一个控制输出使电源14的操作失效。另外，DSP 18可能请求操作者干预，同时给出显示和/或在网络连接30上的诊断信息。
计算机控制和监视模块可以包括经网络连接30与一个远程器件，像例如计算机、服务器、个人数字助手(PDA)、寻呼机、无线电话或能够接收和/或在网络上发送信息的任何其它网络兼容器件的通信的功能性。因而，PWM声频放大器10的操作和性能参数可以实时和/或在网络上的数据文件中动态地提供。类似地，PWM声频放大器10的操作可以通过由计算机控制和监视模块接收和处理的指令动态地控制。
负载监督模块可以包括负载保护和负载线性校正。在当前优选实施方案中，负载是一个扬声器。在其它实施方案中，由PWM声频放大器10驱动的任何其它负载的监督可以由负载监督模块监督。负载保护可以包括使用任意信号和Fourier方法通过同时抽样PWM声频功率放大器10的输出电流(Iout)和输出电压(Vout)计算负载阻抗(Z)，像例如扬声器阻抗。
另外，通过估计驱动器操作温度可以进行像诸如扬声器之类的负载的热保护。在一个实施方案中，借助于支持输出信号的Nyquist抽样极限的抽样速率计算扬声器的输入功率是不必要的。而是，借助于以显著低的速率抽样可以把平均功率计算到足够精度，只要速率比驱动器的等效热阻抗的最短时间常数足够快。
一旦已知驱动器音圈的操作温度，就有可能管理对于频率响应的校正，以校正从较高电阻导出的响应变化。像这样，在例如其中电阻可能从冷到热操作加倍的高温音圈设计中，可以避免以后灵敏度的几dB损失。熟知的技术可以由DSP 18使用，以便使用负载监督模块使位移相关驱动器损害最小。
像诸如扬声器驱动器之类的负载的线性校正，可能涉及借助于负载监督模块通过非线性效果的近似在负载内的非线性效果的校正。例如，可以校正从扬声器的磁设计、声学结构和/或悬挂导出的线性误差。校正扬声器非线性可能允许建造更高的声学输出功率系统。另外，传统扬声器电机设计牺牲效率以得到线性。借助于负载监督模块校正在扬声器外的线性，可以允许电机设计集中在效率上。
时钟模块可以包括主时钟计时以及在PWM声频功率放大器10内需要的任何其它计时功能。主时钟计时可以定义所有子系统的操作频率。通过主时钟计时的计时例如可以设有晶体，以提供精度和低抖动。另外，DPS 18也可以包括功能性，以便经网络连接30从像诸如另一个DSP 18之类的任何其它计时源从外部得到主时钟频率。
在图2中，在DSP 18内的ADC 92可以包括至少一个模数转换器，以抽样连续输入信号和把这样的信号转换到用于进一步处理的数字记录。在其它实施方案中，ADC 92可以在DSP 18的外部。在其中输入信号是数字的另外其它实施方案中，可以省略ADC 92。
线性元件94可以包括插入器、线性化电路、量化器及噪声成形器，以便管理、成形在已经数字抽样的连续信号中的可分辨差别及否则使其最小。这样的最小化也可以包括前馈控制，以便近似在PWM声频功率放大器10的输出级内的非线性影响。非线性影响的计算可能也涉及PWM声频功率放大器10的状态参数的考虑，像例如电源电压、输出电压(Vout)、输出电流(Iout)、OCA 48的开关工作率、门驱动状态、半导体器件温度等。状态参数可以由在线性元件94内的DSP 18考虑以减小失真。
快速ADC 96可以迅速和准确地变换由电源14和大功率DAC 16提供的连续信号。在所示的实施方案中，快速ADC 96可以变换来自电源14的+Vcc和-Vcc控制电压、以及OCA 48的输出电流。OCA 48的输出电流可以由在OCA电流线88上的电流传感器86提供。在其它实施方案中，使用电流传感器或任何其它电流检测技术在OCA 48与换能器12之间的任何其它位置中可以检测OCA48的输出电流。
+Vcc和-Vcc控制电压可以提供给在控制电压线89上的快速ADC96。在其它实施方案中，指示PWM声频功率放大器10的操作的任何其它连续信号可以由ADC 96变换。由于潜力问题，通过电流传感器86的检测和通过快速ADC 96的变换可以设计成支持显著高频抽样速率以约束高频输出失真。最好，数据转换速度等于大功率DAC 16的操作频率。可以使用较低速率；然而，当转换速率滞后正处理的时间变化信号时，可能影响进行线性校正的能力。转换连续信号可以由PWM调制器元件98利用。
PWM调制器元件98可以经提供到在逻辑信号线58上的门驱动器46的控制信号提供前馈控制。在当前优选实施方案中，前馈控制涉及开环增益控制和OCA 48的重叠控制。
开环增益控制可以用来校正由缺乏Vcc控制电压调节造成的输出级增益误差。当Vcc控制电压不是相等数值的时，在输出信号中产生的偏移也可以由DSP 18通过把偏移添加到控制信号上校正。然而，在DSP 18中，作为把其系数提供给DSP 18的简单倍增操作可以实现增益控制。
重叠控制是最好进行OCA 48的切换工作率的静态和动态偏压调节的总工作率控制。在当前最佳的实施方案中，重叠控制可以把OCA48的输出电流用作输入变量以控制切换工作率。可以使由快速ADC 96已经转换的OCA 48的输出电流适用于用于重叠控制的PWM调制器元件98。重叠控制可以根据OCA 48的输出电流补偿在输出级中的损失，像例如磁化的有效损失。
在其它实施方案中，输出电压Vout的高频检测也可以作为重叠控制部分考虑。在这个实施方案中，输出电压Vout可以经输出电压线60和快速ADC 96供给到PWM调制器元件98。在其它实施方案中从在大功率DAC 16内的任何其它位置可以检测指示输出电压Vout的电压。在一个实施方案中，微分输出电压(dVout/dt)可以用来增加由OCA 48的输出电流信息提供的损失信息。
dVout/dt信息与在输出LP滤波器50的输出处的电容器充电电流直接相关。像这样，在输出LP滤波器50的输出处的电容器充电电流可以通过提供与在输出LP滤波器50内的循环电流、以及在OCA 48内的损失有关的辅助信息增加损失信息。因而，Vout电压可以由PWM调制器元件98用来增大确定在输出级中的损失的精度。在其它实施方案中，通过直接检测输出LP滤波器50和/或OCA 48的输入和输出电压、或任何其它类似技术，可以确定在输出LP滤波器50和/或OCA48内的损失。
在另外的其它实施方案中，重叠控制也可以考虑OCA48的输出级开关58每一个的开关工作周期。输出级开关工作率检测可以由DSP 18进行。微分开关工作周期(dD/dt)可以类似地用来增加由OCA 48的输出电流提供的有效损失信息。dD/dt可以提供与在输出LP滤波器50和OCA 48内的损失有关的信息。微分开关工作周期(dD/dt)可以乘以等于在到输出LP滤波器50的输入处的dV/dt的Vcc控制电压的总电源电压。这种技术与通过倒相输出LP滤波器50的响应的输出电压Vout的导数不同。在其它实施方案中，可以利用用来确定在输出LP滤波器50和OCA48内的损失的其它技术。
偏压调节可以由重叠控制通过移动由PWM调制器元件98功能产生的分别计算的调制三角波形的有效直流基线进行。经线性元件94处理的数字化输入信号可以由PWM调制器元件98数字调制到具有N＝2PWM调制的三角波形以形成控制信号。控制信号可以分别作为到在逻辑信号线58上的第一和第二门驱动器46的第一和第二控制信号提供，如以前讨论的那样。
改变偏压状态的电源14的电压波动也可以借助于重叠控制补偿。由于Vcc控制电压的值可能影响功率级的计时，所以DSP 18例如可以在Vcc控制电压增大时减小输出级开关56的重叠，而当Vcc控制电压减小时增大重叠。在一个实施方案中，补偿电压波动可能涉及在控制环路中分配器的使用以调节开环控制。在另一个实施方案中，补偿电压波动可能涉及计算调制三角波形的倍增。两个实施方案都达到划分生成脉冲宽度的相同PWM结果。通过Vcc控制电压的电压的有效脉冲宽度调制的划分可以消除PWM声频功率放大器10的其它开环配置的供给敏感性。这种前馈技术有时看作反馈技术到这样的程度：Vcc控制电压缺乏调节是放大器输出电流的结果。
为了避免大量失真和在输出信号中的供给脉动，通过DSP 18的Vcc控制电压和计算的管理最好以高频执行以优化前馈控制。因而，也最好以高频进行把Vcc控制电压提供给PWM调制器元件98的快速ADC 96的速度和精度。另外，DSP 18最好包括足够的带宽，以根据Vcc控制电压的监视进行功率级响应的高频检查(high frequencyreview)。
PWM调制器元件98也可能有助于过载管理。在当前优选实施方案中，PWM调制器元件98可以根据由电流过载限制52在电流过载线64上提供的电流过载指示探测潜在过载状态。当探测到过载状态时，输出信号可以由PWM调制器元件98箝位。箝位可能涉及简单地借助于循环到循环失效提供给门驱动器46的控制信号限制输出信号。要不然，DSP 18可以调用以前讨论的压缩器/限制器功能性以解决过载状态。
在图2中表明的PWM声频功率放大器10使用在前馈全数字设计中的DSP 18以驱动大功率DAC 16。OCA48的交错设计可以由DSP 18的数字控制输出控制，以便利地使失真最小。另外，通过重叠控制的前馈优化，可以使功率效率最大。而且，DSP 18的控制输出可以独立地计算，以优化数字抽样数据到放大连续等效波形的转换。因而，PWM声频功率放大器10能够支持高保真用途，具有高性能低噪声和低失真结果。
图3是与换能器12电气联接的PWM声频功率放大器10的另一个实施方案的方块图。PWM声频功率放大器10如表明的那样包括电源14、大功率DAC 16、DSP 18、及一个电气联接的反馈控制电路200。电源16和大功率DAC 16与以前描述的实施方案类似，除非另外描述。DSP 18的功能性在某些方面类似而在其它方面不同，以适应与反馈控制电路200的操作合作。
反馈控制电路200可以提供基于模拟的处理和在PWM声频功率放大器10内沿由箭头202表明的模拟路径的反馈控制。另外，DSP18可以提供数字信号处理和沿由箭头204表明的数字路径的前馈控制。因而，图4的PWM声频功率放大器10代表包括在DSP 18内的数字处理和在反馈控制电路200和大功率DAC 16内的模拟处理的混合设计。这个实施方案的PWM声频功率放大器10便利地利用数字域的基于计算逻辑的处理强度和模拟域的低潜力反馈强度，以使失真最小和优化高保真性能。
总之，在这个实施方案的反馈控制电路200中，通过注意提供在输入信号线20上的所需控制输入信号和在输出信号线26上的观察输出信号，可以校正误差。当观察到误差时，反馈控制电路200可以以自收敛方式(稳定性)起作用以使这些误差最小。校正由误差驱动，并因而当反馈误差校正的数值由稳定性极限约束时，在输出信号中可能总是有某种剩余误差。DSP 18可以估计主要误差信号，并且把一个前馈误差信号注入到反馈控制中。因而，可以降低保持由反馈控制电路200校正的净误差。换句话说，大功率DAC 16的开环性能(在反馈之前)可以由DSP 18提供的前馈误差校正改进，并因而可以使净失真结果最小。
图4是在图3中表明的PWM声频功率放大器10的更详细方块图，PWM声频功率放大器10包括电源14、大功率DAC 16、DSP 18及反馈控制电路200。像在以前实施方案中那样，大功率DAC 16包括门驱动器46、输出LP滤波器50、电流过载限制器52及负载电流监视器54以及所表明的电气联接的一个开关模式功率转换器206。某些实施方案的开关模式功率转换器206可以是以前讨论的相反电流放大器(OCA)48(图2)。在其它实施方案中，开关模式功率转换器206可以是常规半桥功率转换器或任何其它形式的开关模式功率转换器。
表明的DSP 18包括逻辑元件90、ADC元件92及一个数模转换器(DAC)元件208。表明实施方案的反馈控制电路200包括LP滤波器210、一个具有箝位能力的误差放大器212、一个反馈网络214、一个加法器216、一个倒相器218、一个PWM调制器220及一个三角波发生器222。为了简洁目的，余下讨论集中在与以前实施方案的差别上。
DAC元件208可以转换借助于逻辑元件90已经数字处理的输入信号，以便以连续模拟形式产生数字处理输入信号。通过DSP 18的数字处理可以包括线性化均匀抽样的输入信号。数字处理输入信号在一根DSP输出线224上以模拟形式提供给用于滤波的LP滤波器210，以便除去固定时间样本分量。另外，LP滤波器210可以内插数字处理输入信号。由于在模拟而不是在数字域中处理输入信号，在这个实施方案中可以避免由参照图2讨论的实施方案的线性元件94进行的量化和噪声成形。滤波之后，信号可以由用于进一步修改的误差放大器212接收，修改包括频率依赖增益和相位响应优化以使负反馈最大。
反馈网络214可以根据状态参数的分析提供误差校正以便线性化输出信号。在所示的实施方案中，状态参数包括来自电流监视器线70的输出电流(Iout)、来自Vout线60的Vout、及来自电压反馈检测线62在输出LP滤波器50的较早级中的电流(开关模式功率转换器206的输出电流)。在这个实施方案中，Vout线60提供远程检测电压反馈，而电压反馈检测线62提供快速局部电压反馈。在其它实施方案中，可以包括任何其它状态参数，作为到反馈网络214的输入。根据状态参数和输入信号，反馈网络214可以发展一个输出信号误差以相对于输入信号线性化输出信号。输出信号误差可以由误差放大器212施加到由DSP 18提供的数字处理输出信号上。
误差放大器212也在一条与Vcc成比例的线226上接收一个比例Vcc信号。比例Vcc信号指示Vcc控制电压的变化，并且可以用来调节带有前馈控制的PWM调制器220的增益。对于PWM调制器220的增益的调节最好通过借助于提供在与Vcc成比例的线226上的比例Vcc信号定标三角波的振幅完成。为了保持最优反馈控制，增益最好在Vcc电压降低时上升，而当Vcc电压升高时降低。另外，误差放大器212也具有箝位能力。根据误差放大器212的允许输出电压，可以把箝位能力调节到一个预定阈值。当超过阈值时，可以致动箝位以便不允许较高电压的产生。使用比例Vcc信号也可以使预定阈值与Vcc控制电压成比例。
误差放大器212根据数字处理输入信号、增益及输出信号误差，产生一个误差放大器输出信号。把误差放大器输出信号提供给在一根误差放大器信号线226上的加法器216。另外，一个前馈误差校正信号可以由DSP 18经在误差校正线228上的LP滤波器210供给到加法器216。
前馈误差校正信号可以由DSP 18提供，以便通过调节输出信号误差进一步线性化输出信号。因而，在这些实施方案中，线性化项的部分可以由前馈误差校正信号提供，部分可以由输出信号误差提供。DSP 18可以根据域误差信号的估计确定前馈误差信号。
域误差信号的估计可以基于使用一种Hammerstein模型配置近似模型化图3和4的PWM声频功率放大器10的非线性本质。在Hammerstein配置中，PWM声频功率放大器10可以模型化为两个子系统的一个简单串级，使一个非线性存储器较小块接收输入和输出到一个包含存储器的线性系统块。
在这种模型中，非线性块可以具有用于每个输入的输出电压的唯一值，即这个函数可以是在其输出中单值的。输入可以是包括输入要求电压(输入信号)和代表开关模式功率转换器206的输出电流的输出电流(到提供在电压反馈检测线62上的输出LP滤波器50的输入电流)。在低频率下，输出LP滤波器50的输入和输出电流可以是相同的。当频率增大时，由于在输出LP滤波器50内的电容器充电电流的增长，可以产生差别。
在另一个实施方案中，通过测量输出电压Vout可以避免观察输出LP滤波器50的内部电流的输入电流的直接探测。在这个实施方案中，到输出LP滤波器50的输入电流可以由下式计算：
Clpf*dVout/dt+Iout。             公式1
其中Clpf可以代表在输出LP滤波器50中的内部电容之和，dVout/dt可以是微分输出电压Vout，而Iout可以是借助于传感器66测量的输出电流Iout。
由DSP 18产生的前馈误差校正信号可以由一个其中心在Vo＝0和Io＝0处认为是零的误差表面代表。换句话说，在较小信号条件下，可以产生非前馈误差校正信号，并因而没有对开环噪声的影响。在这种情况下，整体噪声可以是闭环反馈噪声抑制模拟部分的噪声。Vo的值可以基于打算输出电压Vout相对于控制电压边界+/-Vcc的相对位置，即把Vo理解为分别在+Vcc和-Vcc处范围从约+1到-1。可以导出与Vcc控制电压成比例的信号，以相对于基本非调节控制电压Vcc设置输出电压Vout。
在一个实施方案中，误差的值(表面)可以由DSP 18使用输出信号的监视值和控制电压Vcc计算。如以前讨论的那样，可以分别把监视值Vout和Iout提供给在Vout线60和Iout线68上的DSP 18。另外，Vcc控制电压如在图4中表明的那样可以由电源14提供，以产生与Vcc控制电压成比例的信号。
在另一个实施方案中，可以由查阅表导出各值。查阅表可以存储在DSP 18、一个局部存储机构中，或者可由DSP 18经网络连接30存取。
如果借助于正和负开关特性的良好匹配实现功率级，则误差表面可以绕原点对称地倾斜。像这样，对于在第一象限中的每个点，在第三象限中可以有一个相同数值和相反极性误差的对应镜像点。类似地，对于第二象限，在第四象限中可能有一个镜像点。这种对称性可以有效地减半查阅表的大小。
由于模型间的差异，查阅表或计算算法系数可能需具备进行更新的能力。例如，MOSFET的销售商之间的差异、随时间对元件设计所做改变和/或不同的换能器12可能会导致需进行修改。在一个实施例中，更新能力可以使对每个PWM音频功率放大器10的误差校正实现专用化。
PWM声频功率放大器10的误差表面的映像可以由例如输出级和电路模拟的直接测量导出。输出级的直接测量可以包括多重同时测量。在测试的PWM声频功率放大器10使用基本低频的反馈以控制输出电压Vout场合，如果把一个大双极电源设置成与一个希望值的负载电阻串联，则输出电压Vout和输出电流Iout可以编程为在VI平面上的任何点处。
然后可以在约1毫秒(脉冲)期间同时致动在测试下的PWM声频功率放大器10和电源。输出电压的编程差除以负载电阻可以提供希望的试验电流。可以测量电源电压以及输出电压和电流。在误差放大器212的输出处的误差放大信号线226上测量的电压现在可以包括需要的误差电压之和和输入的期望线性项。通过从测量减去输入的期望线性项，可以导出用于相应功率级状态的误差表面的值。
在其中利用查阅表的实施方案中，测量误差平面值可以存储在查阅表中。在利用一种算法计算误差表面的实施方案中，一种回归分析可以由DSP 18用来逻辑跟随测量和辨别用于选择误差函数的最准确系数。
在图4中，来自DSP 18和误差放大器输出信号的前馈误差校正信号之和作为第一输入提供给PWM调制器220。另外，求和可以由倒相器218倒相，并且如表明的那样作为一个第二输入提供给PWM调制器220。前馈误差到闭环控制内部的注入通过改进大功率DAC16的开环性能有效地降低净误差。在这个实施方案中，到PWM调制器220的输入是在模拟域中产生的连续信号。因而，反馈控制电路200可以支持大功率DAC 16的操作频率和提供约束高频输出失真的能力。
PWM调制器220可以把两个输入调制到在一根三角波形线230上提供的一种三角波形。来自PWM调制器220的控制输出可以如在以前实施方案中那样经门驱动器46驱动开关模式功率转换器206。PWM调制器220根据提供在来自电流过载限制器52的电流过载线64上的电流过载指示探测潜在过载状态。响应过载指示，PWM调制器220可以实现某种形式的过载减小和/或循环到循环限制技术，以减少过载状态。如在图4中表明的那样，电流过载线64也可以向DSP 18提供电流过载指示，从而DSP 18如以上讨论的那样可以实现压缩/限制器功能性。
三角波形可以由三角波发生器222根据在一根时钟线232上从DSP 18接收的时钟信号产生。
在其中开关模式功率转换器206是以前描述的OCA 48(图2)的实施方案中，DSP 18可以进行重叠控制。类似于以前实施方案通过调节三角波形的有效直流基线电压可以进行重叠控制。然而，在这个实施方案中，在开关模式功率转换器206的输出电流和/或电压输出Vout的在DSP 18内的数据抽样和处理速率在重叠控制中可能显著较低。在当前优选实施方案中，抽样和处理速率在频率方面可以与输入信号的声频带宽类似。
尽管较高的数据抽样和处理速率可能改进保真性，但借助于DSP 18的速率可能显著低于以前实施方案，因为反馈控制电路200可以进行时间变化输出信号的高频误差校正。因而，由反馈控制电路200借助于信号输出误差进行的输出信号的线性化可以以比由DSP 18提供的前馈误差校正信号的变化显著高的频率出现。由于把前馈误差校正信号注入到反馈控制环路中以调节输出信号误差，所以借助于前馈误差校正信号可以进一步减小没有由输出信号误差最小化的剩余误差，而不牺牲负反馈控制的稳定性。
由于一个三角波形由三角波发生器222产生，所以DSP 18可以计算一个偏移信号。偏移信号可以转换成模拟的，并且提供到在一根偏移线234上的三角波发生器222。
在这个实施方案中的Vcc控制电压的观察也可以以比在参照图1和2讨论的以前实施方案中低的频率出现。因而，在DSP 18内(未表示)以数字化Vcc控制电压的模数转换器(ADC)可以具有比在图2的DSP 18中的快速ADC 96低的频率和精度。例如，监视Vcc控制电压的较低速度转换器的倍增可以产生高性能低噪声和低失真结果。在这个实施方案中补偿Vcc控制电压的低速率和精度要求由于由反馈控制电路200提供的高频反馈控制是类似的。
根据在从电源14在与Vcc成比例线226上提供的比例Vcc信号也可以以较高频率调节三角波形的产生。像在先实施方案中那样，Vcc控制电压变化的影响可能影响输出级的适当计时。因而，在重叠控制中可以利用比例Vcc信号，以便当Vcc控制电压增大时通过增大重叠而当Vcc控制电压减小时通过减小重叠补偿这样的波动。
在其中开关模式功率转换器206是OCA 48(图2)的其它实施方案中，借助于使用重叠控制的DSP 18也可以进行非线性校正。非线性校正可能是希望的，其中用于重叠的最优校正不是输出电流的准确线性函数。在一个实施方案中，非线性校正可以由DSP 18使用状态参数计算。在其它实施方案中，DSP 18可以根据从由状态参数可得到的电流和电压信息导出的输入利用查阅表。在另外其它的实施方案中，借助于在DSP 18外部的模拟电路可以进行重叠控制。
这个实施方案的睡眠模式模块类似地使在静止时段期间DSP18的功率消耗最小。在其中开关模式功率转换器206是以前参照图2讨论的OCA 48的实施方案中，DSP 18也可以把开关模式功率转换器206置于睡眠模式或较低损失模式中。另外，这个实施方案的DSP 18也可以产生在一根睡眠线236上的睡眠控制信号。表明实施方案的睡眠控制信号控制睡眠模式，并因此控制反馈网络214和大功率DAC 16的功率消耗。在其它实施方案中，可以类似地控制PWM声频功率放大器10的任何其它部分，以优化功率消耗。
PWM声频功率放大器10的这个实施方案便利地把DSP 18的计算强度与反馈控制电路200的高频特性相结合。通过把来自DSP18的前馈误差校正引入到反馈控制电路200的反馈控制环路的内部，基本上可以线性化PWM声频功率放大器10的输出信号。
参照标识为模块和元件的功能方块已经讨论了各实施方案，这些模块和元件不是要代表具体结构，并且如在先有技术中已知的那样可以在各个实施方案中组合和进一步的划分。另外，尽管已经描述了本发明的各种实施方案，但对于熟悉本专业的技术人员而言，在本发明范围内的更多实施方案和实施显然是可能的。因而，本发明不受除附属权利要求书和其等效形式之外的任何限制。

Claims (43)

1.一种脉冲宽度调制声频功率放大器(10)，包括：
一个开关模式功率转换器(206)，是可操作的以产生一个放大输出信号作为一个输入信号的函数；
一个反馈控制电路(200)，与开关模式功率转换器电气联接，反馈控制电路借助于负反馈是可操作的以便借助于一个输出信号误差线性化输出信号；及
一个数字信号处理器(18)，与反馈控制电路电气联接，数字信号处理器借助于前馈控制是可操作的，以便借助于一个前馈误差信号进一步线性化输出信号。
2.根据权利要求1所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中，反馈控制电路是可操作的以产生输出信号误差作为输出信号的电压和电流的函数。
3.根据权利要求1或2所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中，数字信号处理器是可操作的以根据主要误差信号的估计产生前馈误差信号，借助于输出信号的电压和电流估计主要误差信号。
4.根据权利要求1-3所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个可操作产生控制电压的基本上不调节电源(14)，对于控制电压的波动，输出信号的电压由数字信号处理器补偿。
5.根据权利要求4所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便响应基本上不调节的电源的监督对于输入信号选择性地进行自适应保护措施。
6.根据权利要求1-5所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便作为输出信号的电压和电流的函数进行负载保护监视。
7.根据权利要求1-6所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便借助于前馈误差信号调节输出信号。
8.根据权利要求1-7所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中开关模式功率转换器包括一个相反电流转换器(48)。
9.一种脉冲宽度调制声频功率放大器(10)，包括：
一个反馈控制电路(200)；
一个开关模式功率转换器(206)，与反馈控制电路电气联接，反馈控制电路是可操作的，以便借助于闭环控制驱动开关模式功率转换器以产生一个输出信号；及
一个数字信号处理器(18)，与反馈控制电路电气联接，数字信号处理器是可操作的，以便把一个前馈误差校正信号注入到闭环控制中。
10.根据权利要求9所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中，反馈控制电路是可操作的以借助于模拟处理产生一个输出信号误差作为开关模式功率转换器的输出电流及输出信号的电压和电流的至少一个的函数，前馈误差校正信号是可操作的以提供辅助输出信号误差校正。
11.根据权利要求9或10所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便数字估计前馈误差校正信号作为输出信号的电压和电流的函数。
12.根据权利要求10或11所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中闭环控制能在比前馈误差校正信号的变化显著高的频率上出现。
13.根据权利要求10-12所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中开关模式功率转换器包括每个可按一个工作周期操作的多个输出级开关(56)，其中工作周期的重叠作为由数字信号处理器产生的偏移信号的函数的是可变的。
14.根据权利要求13所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便作为开关模式功率转换器的输出电流的函数确定重叠。
15.根据权利要求13-14所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便由查阅表确定重叠。
16.根据权利要求13-15所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便相对于时间检测和微分输出信号的电压，工作周期的重叠也可选择为微分输出电压的函数。
17.根据权利要求13-16所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中数字信号处理器是可操作的，以便相对于时间检测和微分输出级开关的开关工作率，工作周期的重叠也可选择为微分开关工作率的函数。
18.根据权利要求9-17所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中反馈控制电路包括一个三角波发生器(222)，三角波发生器是可操作的以产生一个三角波信号，三角波信号可由数字信号处理器调节，以调节开关模式功率转换器的切换工作率的重叠。
19.一种脉冲宽度调制声频功率放大器(10)，包括：
一个相反电流放大器(48)，包括多个输出级开关(54)；
输出级开关(54)每个在工作周期下响应相应控制信号是可操作的；及
一个电流传感器(86)，是可操作的以检测指示相反电流放大器的输出电流的电流，
其中输出级开关每一个的工作循环的重叠可选择为输出电流的函数。
20.根据权利要求19所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中输出级开关每个响应借助于全数字前馈控制产生的相应独立数字控制信号是可操作的。
21.根据权利要求19所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个可操作以产生一个输出信号误差的反馈控制电路(200)，其中输出级开关每个响应作为输出信号误差的函数产生的控制输出是可操作的。
22.根据权利要求21所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个可操作以产生一个前馈误差校正信号的前馈控制环路，反馈控制电路是可操作的以把前馈误差校正信号与误差信号相结合，作为结合的函数产生控制输出。
23.根据权利要求19-24所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个查阅表，查阅表指示作为输出电流的函数的重叠。
24.根据权利要求19-23所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个可操作以相对于时间检测和微分脉冲宽度调制声频功率放大器的输出电压(Vout)的电压检测器件，工作周期的重叠也可选择为微分输出电压的函数。
25.根据权利要求19-24所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个可操作以相对于时间检测和微分输出级开关的开关工作率的开关工作率传感器器件，工作周期的重叠也可选择为微分开关工作率的函数。
26.根据权利要求19-24所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，进一步包括一个与相反电流放大器电气联接的基本上不调节电源(14)，电源是可操作的以把一个控制电压供给到相反电流放大器，工作周期的重叠可作为控制电压波动的函数来调节。
27.一种脉冲宽度调制声频功率放大器(10)，包括：
一个电源(14)，电源是可操作的以产生一个控制电压；
一个相反电流转换器(48)，与电源电气联接，相反电流转换器能以总开关工作率操作；及
一个电流传感器(66)，是可操作的以监视相反电流转换器的输出电流；
并且其中总开关工作率作为控制电压和输出电流的函数可在一附近离散地变化。
28.根据权利要求27所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中电源基本上不调节。
29.根据权利要求27或28所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中当总开关工作率小于一时，相反电流转换器可在减小损失模式中操作。
30.根据权利要求27-29所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中相反电流转换器可在连续电流模式中以高于一的总切换工作率操作，以补偿脉冲宽度调制声频功率放大器的损失。
31.根据权利要求27-30所述的脉冲宽度调制声频功率放大器，其中借助于借助一种全数字前馈控制产生的数字控制信号建立总开关工作率。
32.一种在脉冲宽度调制声频功率放大器(10)中使失真最小和优化保真的方法，该方法包括：
数字处理一个输入信号；
把输入信号转换成一个连续波形；
借助于一个开关模式功率转换器(206)放大连续波形以产生一个输出信号；
借助于一个负反馈控制环路线性化输出信号；及
把一个前馈误差校正信号注入到负反馈控制环路中以进一步线性化输出信号。
33.根据权利要求32所述的方法，其中线性化输出信号包括在模拟域中产生一个输出信号误差作为输出信号的电压和电流的函数。
34.根据权利要求32-33所述的方法，其中注入一个前馈误差校正信号包括借助于在数字域中的一个前馈控制环路产生前馈误差校正信号作为输出信号的电压和电流的函数。
35.根据权利要求33-34所述的方法，其中作为电源控制电压的波动的函数补偿输出信号的电压。
36.根据权利要求32-35所述的方法，其中注入一个前馈误差校正信号包括借助于在数字域中的一个数字信号处理器(18)产生前馈误差校正。
37.一种在脉冲宽度调制声频功率放大器(10)中使失真最小和优化保真的方法，该方法包括：
在一个相应工作周期处，在一个相反电流放大器(48)中，切换多个输出级开关(56)的每一个；
监视相反电流放大器的输出电流；及
作为输出电流的函数，离散调节在输出级开关的每一个的工作周期中的重叠。
38.根据权利要求37所述的方法，其中切换多个输出级开关的每一个包括独立地产生用于输出级开关的每一个的数字控制信号，作为一种全数字前馈控制的函数。
39.根据权利要求37-38所述的方法，其中切换多个输出级开关的每一个包括与数字前馈控制相组合作为一种模拟负反馈控制的函数产生一个用于输出级开关的控制信号。
40.根据权利要求37-39所述的方法，其中模拟反馈控制产生一个输出信号误差，并且数字前馈控制产生一个前馈误差信号，在控制信号的产生期间把前馈误差信号添加到输出信号误差上。
41.根据权利要求37-40所述的方法，其中离散调节工作周期的重叠包括通过重叠的调节，来补偿在脉冲宽度调制声频功率放大器中的损失。
42.根据权利要求37-41所述的方法，其中离散调节工作周期的重叠包括：
微分相反电流放大器的输出电压；和
进一步作为微分输出电压的函数调节重叠。
43.根据权利要求37-41所述的方法，其中离散调节重叠包括：
微分相反电流放大器的总工作周期；和
进一步作为微分总工作周期的函数调节重叠。
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