JP2019129329A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】出力信号に含まれる偶数次の高調波成分の発生を抑制可能な電力増幅器を提供する。【解決手段】本実施形態によれば、電力増幅器は、出力信号生成部と、帰還回路とを備える。出力信号生成部は、入力された交流信号に基づいて、第１基準電圧よりも第１電圧高いパルス幅の第１パルスと、第１基準電圧よりも第２電圧低いパルス幅の第２パルスとを各周期に含む出力信号を生成する。帰還回路は、出力信号の各周期における第１パルスのパルス幅と第２パルスのパルス幅とが等しくなるように、出力信号に応じた第１バイアス信号を生成して出力信号生成部の入力側に帰還させる。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力増幅器に関する。

インバータにより構成した電力増幅器は、無線通信などに用いられる。無線通信では、使用可能な帯域が制限されているので、電力増幅器の出力信号に含まれる偶数次の高調波成分の発生を抑制することが求められている。

特開２００８−１７３５８号公報

出力信号に含まれる偶数次の高調波成分の発生を抑制可能な電力増幅器を提供する。

本実施形態によれば、電力増幅器は、出力信号生成部と、帰還回路とを備える。出力信号生成部は、入力された交流信号に基づいて、第１基準電圧よりも第１電圧高いパルス幅の第１パルスと、第１基準電圧よりも第２電圧低いパルス幅の第２パルスとを各周期に含む出力信号を生成する。帰還回路は、出力信号の各周期における第１パルスのパルス幅と第２パルスのパルス幅とが等しくなるように、出力信号に応じた第１バイアス信号を生成して出力信号生成部の入力側に帰還させる。

第１実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図。 バイアス回路の構成を示す回路図。 第１実施形態の電力増幅器の動作を説明するための波形図。 第１実施形態の電力増幅器の動作を説明するための別の波形図。 第１実施形態の電力増幅器の性能について説明するためのグラフ。 第２実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図。 第３実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図。 第３実施形態の電力増幅器の通常運転時の接続状態例を示す図。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。なお、本件明細書に添付する図面においては、図示と理解のしやすさの便宜上、適宜縮尺および縦横の寸法比等を、実物のそれらから変更し誇張してある。

（第１実施形態）
図１に基づき、電力増幅器の構成を説明する。図１は、第１実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図である。

図１に示すように、電力増幅器は、信号発生部１と、インバータ２と、帰還回路３と、バイアス供給回路４と、マッチング回路５と、アンテナ６とを備えている。帰還回路３は、検出部３１と、調整部３２と、電気抵抗３３とを有している。また、検出部３１は、電気抵抗３１ａとコンデンサ３１ｂとを有し、調整部３２は、差動増幅器３２ａと、バイアス回路３２ｂとを有している。バイアス供給回路４は、バイアス回路４１と、電気抵抗４２とを有する。

図１の電力増幅器はさらに、第１コンデンサ１１と、第２コンデンサ１２と、第１インバータ１３と、第２インバータ１４と、第３インバータ１５と、第４インバータ１６と、互いに並列に接続された複数の出力信号生成部１７とを備えている。

本実施形態の電力増幅器は、例えばＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）規格に準拠した無線送信に用いられる。図１は、本実施形態の無線送信の説明に関連する構成要素を示しており、本実施形態の説明に関連しない既知の構成要素については図示を省略している。なお、マッチング回路５と、アンテナ６とは、本実施形態の電力増幅器の外部の構成要素であっても構わない。

信号発生部１は、信号を発生する回路であり、例えばシンセサイザやＤＣＯ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）である。図１では、この信号が符号Ｖ_１で示されている。信号発生部１は、信号Ｖ_１として正弦波を発生するが、信号Ｖ_１が下流に伝播するにつれて、信号Ｖ_１の波形はインバータ２、１３、１４、１５、１６等の影響で矩形波に近付いていく。

信号Ｖ_１は、インバータ２を通過した後、入力ノードＫ_１で、第１コンデンサ１１に供給される第１信号と、第２コンデンサ１２に供給される第２信号とに分かれる。第１および第２コンデンサ１１、１２はそれぞれ、第１および第２信号の直流成分（ＤＣ成分）を除去する。

第１コンデンサ１１を通過した第１信号は、第１および第３インバータ１３、１５を通過した後、第１トランジスタ１７ａのゲート端子に供給される。また、第２コンデンサ１２を通過した第２信号は、第２および第４インバータ１４、１６を通過した後、第２トランジスタ１７ｂのゲート端子に供給される。なお、第１コンデンサ１１と第１トランジスタ１７ａとの間、及び、第２コンデンサ１２と第２トランジスタ１７ｂとの間の、インバータの数は２個に限定されず、偶数個であればよい。

出力信号生成部１７は、第１基準電圧Ｖｒｅｆよりも第１電圧高いパルス幅の第１パルスと、第１基準電圧Ｖｒｅｆよりも第２電圧低いパルス幅の第２パルスとを各周期に含む出力信号Ｖ_５を生成する。複数の出力信号生成部１７は、各出力信号生成部１７を取り囲む枠線の位置で互いに並列に接続されている。すなわち、これらの出力信号生成部１７に信号を入力する配線は、第３インバータ１５と出力信号生成部１７との間のノードや、第４インバータ１６と出力信号生成部１７との間のノードで分岐している。また、これらの出力信号生成部１７から信号を出力する配線は、出力信号生成部１７とマッチング回路５との間のノードで合流している。なお、出力信号生成部１７は少なくとも一つ備えられればよく、出力信号生成部１７の数はアンテナ６の特性に応じて調整される。

帰還回路３は、第１基準電圧Ｖｒｅｆに出力信号Ｖ_５の平均直流電圧Ｖｄｅｔの値を一致させるように、第１信号に第１バイアス信号Ｖｇｐを印加する。図１では、第１バイアス信号Ｖｇｐが第１コンデンサ１１と第１インバータ１３との間のノードＫ_２に印加された直後の第１信号が符号Ｖ_２ｐで示され、第１インバータ１３を通過後の第１信号が符号Ｖ_３ｐで示され、第３インバータ１５を通過後の第１信号が符号Ｖ_４ｐで示されている。

バイアス供給回路４は、第２コンデンサ１２と第２インバータ１４との間のノードＫ_３で、第２信号に第２バイアス信号Ｖｇｎを印加する。図１では、第２バイアス信号Ｖｇｎが印加された直後の第２信号が符号Ｖ_２Ｎで示され、第２インバータ１４を通過後の第２信号が符号Ｖ_３Ｎで示され、第４インバータ１６を通過後の第２信号が符号Ｖ_４Ｎで示されている。バイアス供給回路４は、第２バイアス信号Ｖｇｎの信号レベルを調整することにより、出力信号生成部１７の出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅を制御する。

ここで、出力信号生成部１７の詳細な構成を説明する。出力信号生成部１７は、第１基準電圧ノード（Ｋ_ＶＤＤ）と第２基準電圧ノード（Ｋ_ＧＮＤ）との間にカスコード接続された、互いに導電型の異なる第１トランジスタ１７ａ及び第２トランジスタ１７ｂを有する。例えば第１および第２トランジスタ１７ａ、１７ｂは、それぞれｐＭＯＳとｎＭＯＳである。出力信号生成部１７は、交流信号Ｖ_１に基づいて、第１基準電圧Ｖｒｅｆよりも第１電圧高いパルス幅の第１パルスと、第１基準電圧Ｖｒｅｆよりも第２電圧低いパルス幅の第２パルスとを各周期に含む出力信号を生成する。この第１基準電圧Ｖｒｅｆは、例えばＶＤＤ配線の電圧ＶＤＤの２分の１であり、第１電圧と第２電圧は同等の値である。より具体的には、第１トランジスタ１７ａは、交流信号Ｖ_１に応じた信号Ｖ_４ｐが入力される第１制御端子（ゲート）と、出力信号Ｖ_５の周期ごとに第１パルスを出力する第１出力端子（ドレイン）とを有する。第２トランジスタ１７ｂは、交流信号Ｖ_５に応じた信号Ｖ_４Ｎが入力される第２制御端子（ゲート）と、出力信号Ｖ_５の周期ごとに第２パルスを出力する第２出力端子（ドレイン）とを有する。第１出力端子（ドレイン）及び第２出力端子（ドレイン）は互いにノードＫ_４で接続されている。

このような回路構成により、第１トランジスタ１７ａは第１信号Ｖ_４Ｐが供給されると、第１パルス電流Ｉ_１Ｐを出力する。また、第１トランジスタ１７ｂは第２信号Ｖ_４Ｎが供給されると、第２パルス電流Ｉ_１Ｎを出力する。第１および第２パルス電流Ｉ_１Ｐ、Ｉ_１Ｎはそれぞれ、第１および第２トランジスタ１７ａ、１７ｂのドレイン電流に相当する。その結果、第１及び第２トランジスタ１７ａ、１７ｂ間の出力ノードＫ_４から、第１パルスと、第２パルスとを各周期に含む出力信号Ｖ_５がマッチング回路５に出力される。すなわち、出力信号Ｖ_５は、出力ノードＫ_４の電圧に相当し、第１パルス電流Ｉ_１Ｐと第２パルス電流Ｉ_１Ｎとに基づいて各出力信号生成部１７内で生成され、マッチング回路５に出力される。

ここで、帰還回路３の詳細について説明する。帰還回路３は、第１トランジスタ１７ａの第第１制御端子（ゲート）または第２トランジスタ１７ｂの第２制御端子（ゲート）の一方に繋がる信号ラインに第１バイアス信号Ｖｇｐを帰還させる。すなわち、この帰還回路３は、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅が等しくなるように、出力信号Ｖ_５に応じた第１バイアス信号Ｖｇｐを生成して出力信号生成部１７の入力側に帰還させる。

出力信号Ｖ_５は、帰還回路３の検出部３１にも供給される。検出部３１は、出力信号Ｖ_５の平均直流電圧Ｖｄｅｔを検出する。検出部３１は、例えば電気抵抗３１ａとコンデンサ３１ｂにより構成されたローパスフィルタであり、出力信号Ｖ_５の高周波成分を除去する。高周波成分が除去された出力信号Ｖ_５は、調整部３２に平均直流電圧Ｖｄｅｔとして出力される。なお、検出部３１は、出力信号Ｖ_５の高周波成分を除去可能であれば、その他の構成を有していてもよい。

調整部３２は、差動増幅器３２ａと、バイアス回路３２ｂとを備えて構成されている。差動増幅器３２ａの非反転入力端子（＋）には、検出部３１から平均直流電圧Ｖｄｅｔが入力されている。また、差動増幅器３２ａの反転入力端子（−）には、バイアス回路４１から第１基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。差動増幅器３２ａは、例えばオペアンプであり、平均直流電圧Ｖｄｅｔの値と第１基準電圧Ｖｒｅｆの値とを一致させるように第１バイアス信号Ｖｇｐを生成する。また、第１バイアス信号Ｖｇｐの値が変更されると、第１信号Ｖ_４ｐのパルス幅も変更される。換言すると、調整部３２は、平均直流電圧Ｖｄｅｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆとが一致するように、第１信号Ｖ_４ｐのパルス幅を変更する。なお、本実施形態に係る基準電圧生成部は、バイアス回路３２ｂに対応する。

図２は、バイアス回路３２ｂの構成を示す回路図である。図２に示すように、バイア回路３２ｂは、ＶＤＤ配線とＧＮＤ配線との間に直列に接続された第１可変抵抗３２ｃと、第２可変抵抗３２ｄとを有している。バイアス回路３２ｂは、入力コードに基づき、第１可変抵抗３２ｃと、第２可変抵抗３２ｄとの抵抗値を変化させることで、第１基準電圧Ｖｒｅｆの値を制御することができる。なお、バイアス回路３２ｂは、第１可変抵抗３２ｃと、第２可変抵抗３２ｄとにより構成されているが、第１基準電圧Ｖｒｅｆの値を制御可能であればその他の構成を有していてもよい。また、バイアス回路４１も３２ｂと同等の構成である。

第１基準電圧Ｖｒｅｆは、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅が等しければ、得られるべき平均直流電圧に設定される。この平均直流電圧は、例えばＶＤＤ配線の電圧ＶＤＤの２分の１であるので、第１基準電圧ＶｒｅｆはＶＤＤ／２に設定される。なお、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅が等しい場合の平均直流電圧の値は、第１および第２トランジスタ１７ｂ、１７ｂの特性によりαのずれが生じ得る。このため、第１基準電圧Ｖｒｅｆは、例えばＶＤＤ配線の電圧と、第１および第２トランジスタ１７ｂ、１７ｂの特性とに基づき、ＶＤＤ／２＋αとしてもよい。例えば第１基準電圧Ｖｒｅｆの値は、予備実験により予め取得してもよい。

マッチング回路５は、出力信号生成部１７とアンテナ６との間にインピーダンスマッチング用に設けられている。出力信号生成部１７の出力信号Ｖ_５は、マッチング回路５を通過してアンテナ６に供給され、アンテナ６から外部に送信される。

このように、本実施形態の電力増幅器は、出力信号Ｖ_５の平均直流電圧Ｖｄｅｔを検出部３１により検出し、調整部３２が平均直流電圧Ｖｄｅｔに基づき、出力信号Ｖ_５の波形を変化させる。これにより、出力信号Ｖ_５の波形を平均直流電圧Ｖｄｅｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆとの値を一致させるように調整することができる。より具体的には、本実施形態の電力増幅器は、出力信号Ｖ_５の平均直流電圧の値をＶＤＤ／２に一致させ、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅を一致させ、各周期における出力信号Ｖ_５の波形が点対称となるように動作する。ここで、対称点を各周期における半周期の時点とする。これにより、出力信号Ｖ_５の波形は対称点に対して奇関数となり偶数次の高調波成分がほぼ０に抑制される。

以下、本実施形態の電力増幅器の動作について詳細に説明する。
図３は、第１実施形態の電力増幅器の動作を説明するための波形図である。ここでは、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅が一致する場合を出力信号Ｖ_５が対称であると呼ぶこととする。この場合、各周期の半周期の時点、すなわち対称点に対して第１パルスと第２パルスは、点対称となる。また、第１基準電圧ＶｒｅｆをＶＤＤ／２としている。

図３（ａ）は、帰還回路３が作用する前の出力信号Ｖ_５と、帰還回路３が作用した後の出力信号Ｖ_５の一例を示している。第１パルスの幅をＰ_１で示し、第２パルスの幅をＰ_２で示している。作用前の出力信号Ｖ_５の平均直流電圧Ｖｄｅｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆの値は、異なっている。また、作用前の出力信号Ｖ_５では、第１パルスのパルス幅Ｐ_１と第２パルスのパルス幅Ｐ_２とが一致していない（図３（ａ）左）。すなわち、出力信号Ｖ_５の対称性は崩れている。一方、作用後の平均直流電圧Ｖｄｅｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆとは一致し、第１パルスのパルス幅Ｐ_１と第２パルスのパルス幅Ｐ_２とが一致している（図３（ａ）右）。このように、帰還回路３が平均直流電圧Ｖｄｅｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆとを一致させることで、出力信号Ｖ５の波形が点対称となる。

図３（ｂ）は、帰還回路３が作用する前の第１信号Ｖ_４Ｐと、帰還回路３が作用した後の第１信号Ｖ_４Ｐの一例を示している。作用前の第１信号Ｖ_４Ｐでは、ハイ期間とロー期間とは、ほぼ同等の長さである（図３（ｂ）左）。一方、作用後の第１信号Ｖ_４Ｐでは、ハイ期間がロー期間よりも長くなるように変化している（図３（ｂ）右）。

図３（ｃ）は、帰還回路３が作用する前の第２信号Ｖ_４Ｎ（図３（ｃ）左）と、帰還回路３が作用した後の第２信号Ｖ_４Ｎ（図３（ｃ）右）の一例を示している。

図３（ｄ）は、帰還回路３が作用する前の第１パルス電流Ｉ_１Ｐと、帰還回路３が作用した後の第１パルス電流Ｉ_１Ｐの一例を示している。第１信号Ｖ_４Ｐが図３（ｂ）のように変化することで、作用後の第１パルス電流Ｉ_１Ｐのパルス幅が短くなっている。

図３（ｅ）は、帰還回路３が作用する前の第２パルス電流Ｉ_１Ｎと、帰還回路３が作用した後の第２パルス電流Ｉ_１Ｎの一例を示している。第２信号Ｖ_４Ｎが図３（ｃ）のように変化せずに維持されているで、作用後の第２パルス電流Ｉ_１Ｎのパルス幅も変化せずに維持されている。

このように、第１基準電圧Ｖｒｅｆを出力信号Ｖ_５の第１パルス及び第２パルスのパルス幅Ｐ_１、Ｐ_２が一致するように第１バイアス信号Ｖｇｐが変更される。これにより、第１パルス及び第２パルスのパルス幅Ｐ_１、Ｐ_２が一致する。その結果、出力信号Ｖ_５に含まれる偶数次の高調波成分が抑制され、アンテナ６に出力される信号に含まれる偶数次の高調波成分が抑制される。

また、バイアス供給回路４が、第２信号に印加する第２バイアス信号Ｖｇｎを調整することで、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅を一致させた状態を維持しつつ、出力信号Ｖ_５の波形を変更できる。これにより、第１及び第２トランジスタ１７ａ、１７ｂを流れる貫通電流の量を変更可能となり、本実施形態における無線通信のエネルギー効率を調整可能となる。

図４は、第１実施形態の電力増幅器の動作を説明するための別の波形図である。図４は、帰還回路３による第１バイアス信号Ｖｇｐの印加と第１パルス電流Ｉ_１ｐの変化との関係を示したものである。

図４（ａ）は、信号発生部１から発生した信号Ｖ_１の一例を示している。この信号Ｖ_１は、電圧０と電圧ＶＤＤとの間で変動する正弦波である。以下、この信号Ｖ_１から生じる第１電圧や第１パルス電流について説明する。

図４（ｂ）は、第１バイアス信号Ｖｇｐが印加された直後の第１信号Ｖ_２ｐを示している。第１信号Ｖ_２Ｐの振動方向は、インバータ２の作用により、信号Ｖ_１の振動方向と反転している。また、第１信号Ｖ_２ｐの平均値は、第１バイアス信号Ｖｇｐの影響により、第１インバータ１３の閾値Ｖ_ＴＨよりもＶ_Ｂだけ高くなっている。さらに、図４（ｂ）は、第１信号Ｖ_２ｐの値が、閾値Ｖ_ＴＨよりも低い期間Ｔ_１と高い期間Ｔ_２とを示している。

図４（ｃ）は、第１インバータ１３を通過後の第１信号Ｖ_３Ｐを示している。第１信号Ｖ_３ｐの波形は、閾値Ｖ_ＴＨの影響により、期間Ｔ_１が期間Ｔ_２よりも短い矩形波となる。なお、正確には、第１信号は下流に伝播するにつれて徐々に正弦波から矩形波に変化していくが、ここでは作図の便宜上、第１信号Ｖ_２ｐを正弦波で示し、第１信号Ｖ_３Ｐを矩形波で示している。

図４（ｄ）は、第３インバータ１５を通過後の第１信号Ｖ_４ｐを示している。第３インバータ１５の作用により、第１信号Ｖ_４ｐの波形は、期間Ｔ_１が期間Ｔ_２よりも短い矩形波となる。

図４（ｅ）は、第１トランジスタ１７ａから出力された第１パルス電流Ｉ_１ｐを示している。第１信号Ｖ_４Ｐの期間Ｔ_１の影響により、第１パルス電流Ｉ_１ｐのパルス幅はＴ_１になる。

このように、第１信号Ｖ_４ｐの期間Ｔ_１は第１バイアス信号Ｖｇｐに応じて変化し、これにより第１パルス電流Ｉ_１ｐのパルス幅が変化する。その結果、図３（ａ）右に示すように、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及びと第２パルスのパルス幅を一致させることができる。これにより、各周期における出力信号Ｖ_５（図１）の波形が点対称となる。

図５は、第１実施形態の電力増幅器の性能について説明するためのグラフである。ここでは、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数をそれぞれ変更し、出力信号Ｖ５の高調波成分を求める計算機実験を行った。図５の上側が帰還回路３を用いない場合の結果であり、図５の下側が帰還回路３を用いた場合の結果である。図５の縦軸は、出力信号Ｖ５の高調波のパワーを示し、横軸は出力信号Ｖ５の周波数を示している。それぞれのラインは、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数を変更して得られた結果を示している。

この図５に示すように、帰還回路３を用いない場合には、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数の変動に対して、出力信号Ｖ５の高調波成分の値がばらつきを示す。これに対し、帰還回路３を用いた場合には、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数を変動させても、出力信号Ｖ５の高調波成分の値のばらつきが帰還回路３を用いない場合よりも小さいことを示す。これから分かるように、帰還回路３を用いることにより、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数が変動しても、ロバストに出力信号Ｖ５の高調波成分を抑制可能となる。換言すると、帰還回路３を用いることにより、電源電圧ＶＤＤ、温度、入力信号Ｖ１の周波数が変動しても、出力信号Ｖ５の波形の対称性が崩れることを抑制可能となる。

以上のように、本実施形態によれば、帰還回路３は、第１基準電圧Ｖｒｅｆが出力信号Ｖ_５の波形が対称となると得られる平均直流電圧の値に設定されると、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅とが等しくなるように第１バイアス信号Ｖｇｐを変更させる。これにより、出力信号Ｖ_５の波形の対称性が向上し、出力信号Ｖ_５に偶数次の高調波成分が含まれることが抑制される。

（第２実施形態）
図６は、第２実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図である。帰還回路３は、第２コンデンサ１２と第２インバータ１４との間のノードＫ_３で、第２信号に第２バイアス信号Ｖｇｎを印加することで、第１実施形態の電力増幅器と相違する。また、バイアス供給回路４は、第１コンデンサ１１と第１インバータ１３との間のノードＫ_２で、第１信号に第１バイアス信号Ｖｇｐを印加することで、第１実施形態の電力増幅器と相違する。その他の構成は、第１実施形態に係る電力増幅器と同等であるので、同等の構成には同一の番号を付して説明を省略する。

本実施形態によれば、帰還回路３は、第１基準電圧Ｖｒｅｆが出力信号Ｖ_５の波形が対称となると得られる平均直流電圧の値に設定されると、出力信号Ｖ_５の各周期における第１パルス及び第２パルスのパルス幅が等しくなるように第１バイアス信号Ｖｇｎを変更させる。これにより、出力信号Ｖ_５の波形の対称性が向上し、出力信号Ｖ_５に偶数次の高調波成分が含まれることが抑制される。

（第３実施形態）
第３実施形態に係る電力増幅器は、電力増幅器の起動時に用いる前駆部７を更に有することで第２実施形態に係る電力増幅器と異なる。電力増幅器の起動時に帰還回路３を駆動すると、帰還回路３が不安定動作をして、電力増幅器の出力信号に不要波成分が発生してしまう恐れがある。このため、本実施形態に係る電力増幅器は、電力増幅器の起動時に帰還回路３を電力増幅器から電気的に分離し、前駆部７により差動増幅器３２ａを前駆動させる。

図７は、第３実施形態の電力増幅器の構成を示す回路図である。図７では、差動増幅器３２ａの前駆部時の接続状態例を示している。図８は、第３実施形態の電力増幅器の通常運転時の接続状態例を示す回路図である。

図７に示すように、第３実施形態の電力増幅器は、図６に示す構成要素に加えて、前駆部７と、バイアス回路８と、切り替えスイッチ１８、１９とを備えている。なお、図１で示す構成要素に加えて、前駆部７と、バイアス回路８と、切り替えスイッチ１８、１９とを備えてもよい。この場合も本実施形態に係る前駆動と同等の制御を差動増幅器３２ａに行うことが可能となる。

前駆部７は、差動増幅器３２ａの前駆動の際に、差動増幅器３２ａの非反転入力端子に入力される電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆとなり、差動増幅器３２ａの出力電圧が初期電圧Ｖｂｎ０となるように制御する。

バイアス回路８は、バイアス回路３２ｂと同等の構成であり、差動増幅器３２ａの前駆動時に、ノードＫ_３に初期電圧Ｖｂｎ０を供給する。これにより、第２トランジスタ１７ｂのゲートには初期電圧Ｖｂｎ０が供給される。一方で、バイアス回路４１は、差動増幅器３２ａの前駆動時に、ノードＫ_２に初期電圧Ｖｂｐ０を供給する。これらの初期電圧Ｖｂｎ０、Ｖｂｐ０は、予め予備実験により設定された値である。

図８に示すように、電力増幅器の通常運転時の接続状態では、ノードＫ_２に初期電圧Ｖｂｐ０を供給すると、差動増幅器３２ａの出力電圧がＶｂｎ０付近となる。換言すると、ノードＫ_２に初期電圧Ｖｂｐ０を供給した際に差動増幅器３２ａが通常的に出力する出力電圧を予備実験で見積もり、初期電圧Ｖｂｎ０としている。

切り替えスイッチ１８、１９は、前駆動時に調整部３２を電力増幅器から電気的に分離し、通常の運転時に調整部３２を電力増幅器に電気的に接続する。すなわち、切り替えスイッチ１８、１９は、前駆部７と、バイアス回路８と、調整部３２との接続を切り替える。より具体的には、図７に示すように、差動増幅器３２ａの前駆動の際には、調整部３２を前駆部７に接続し、バイアス回路８を電気抵抗３３の一端に接続する。一方で、図８に示すように、差動増幅器３２ａの通常駆動の際には、調整部３２を電気抵抗３３の一端と、検出部３１の一端に接続する。なお、本実施形態に係る切替器は、切り替えスイッチ１８、１９に対応する。

ここで、前駆部７の詳細な構成を説明する。前駆部７は、第３トランジスタ７０ａと、第４トランジスタ７０ｂと、第５トランジスタ７０ｃと、第６トランジスタ７０ｄと、差動増幅器７０ｅとを有している。

第３トランジスタ７０ａと第４トランジスタ７０ｂは、電源配線（ＶＤＤ配線）とグランド配線（ＧＮＤ配線）との間で直列に接続されている。同様に、第５トランジスタ７０ｃと第６トランジスタ７０ｄは、電源配線（ＶＤＤ配線）とグランド配線（ＧＮＤ配線）との間で直列に接続されている。また、第３トランジスタ７０ａと第５トランジスタ７０ｃとは同等の特性を有するｐＭＯＳであり、第４トランジスタ７０ｂと第６トランジスタ７０ｄとは同等の特性を有するｎＭＯＳである。

差動増幅器７０ｅは、例えばオペアンプである。第３トランジスタ７０ａと第４トランジスタ７０ｂとの接続ノードＫ７は、切り替えスイッチ１８の一端と接続される。第４トランジスタ７０ｂのゲートは、切り替えスイッチ１９の一端と接続される。第５トランジスタ７０ｃと第６トランジスタ７０ｄの接続ノードＫ_６は、差動増幅器７０ｅの非反転入力端子（＋）と接続されている。また、差動増幅器７０ｅの反転入力端子（−）には、第１基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。差動増幅器７０ｅの出力端子は、第３トランジスタ７０ａと第５トランジスタ７０ｃとのゲートに接続されている。

次に、前駆部７の動作について説明する。駆動時には、第３トランジスタ７０ａと第４トランジスタ７０ｂとの接続ノードＫ_７は、切り替えスイッチ１８により差動増幅器３２ａの非反転入力端子（＋）と接続される。また、第４トランジスタ７０ｂのゲートは、切り替えスイッチ１９により差動増幅器３２ａの出力端子と接続される。そして、差動増幅器３２ａの反転入力端子（−）には、第１基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、第６トランジスタ７０ｄのゲートには、初期電圧Ｖｂｎ０が供給される。ノードＫ３は、切り替えスイッチ１９により抵抗３３を介してバイアス回路８と接続され、初期電圧Ｖｂｎ０が供給される。

一方で、通常時には、切り替えスイッチ１８により検出部３１の一端は、差動増幅器３２aの非反転入力端子（＋）と接続される。また、ノードＫ３は、切り替えスイッチ１９により抵抗３３を介して差動増幅器３２aと接続される。

これらから分かるように、前駆部７の駆動時には、差動増幅器７０ｅの帰還作用により、接続ノードＫ_６の電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆとなる。一方で、第３トランジスタ７０ａと第５トランジスタ７０ｃとのゲートには、差動増幅器７０ｅの出力電圧Ｖｐ７が共に供給されるため、第６トランジスタ７０ｄのゲートに電圧Ｖｂｎ０が供給されると、接続ノードＫ_７の電圧がＫ_６と同じくＶｒｅｆとなる。この状態の前駆部７を調整部３２と接続すると、差動増幅器３２ａの非反転入力端子（＋）に入力される電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆとなり、差動増幅器３２ａの出力電圧が初期電圧Ｖｂｎ０となる。そして、切り替えスイッチ１８、１９を切り替え、通常時の運転に移行する。すなわち、前駆動部７にて差動増幅器３２ａが生成するバイアス信号を所定値（初期電圧Ｖｂｎ０）にさせた後に、出力信号生成部１７の入力側に帰還させる。このように、前駆部７は、駆動時に、差動増幅器３２ａが生成するバイアス信号が出力信号生成部１７に帰還されない状態で、差動増幅器３２ａを通常状態と近い状態にする。

以上のように、本実施形態によれば、電力増幅器の起動時に帰還回路３を電力増幅器から電気的に分離し、前駆部７により差動増幅器３２ａの動作状態が通常時の動作状態と同等になると電力増幅器に接続することとした。これにより、起動時から電力増幅器をより安定した状態で運転でき、電力増幅器の出力信号に不要波成分が発生することを抑制できる。

以上、いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例としてのみ提示したものであり、発明の範囲を限定することを意図したものではない。本明細書で説明した新規な装置および方法は、その他の様々な形態で実施することができる。また、本明細書で説明した装置および方法の形態に対し、発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の省略、置換、変更を行うことができる。添付の特許請求の範囲およびこれに均等な範囲は、発明の範囲や要旨に含まれるこのような形態や変形例を含むように意図されている。

１：信号発生部、２：インバータ、３：帰還回路、４：バイアス供給回路、５：マッチング回路、６：アンテナ、７：前駆部、８：バイアス回路、１１：第１コンデンサ、１２：第２コンデンサ、１３：第１インバータ、１４：第２インバータ、１５：第３インバータ、１６：第４インバータ、１７：出力信号生成部、１７ａ：第１トランジスタ、１７ｂ：第２トランジスタ、１８：切り替えスイッチ、１９：切り替えスイッチ、３１：検出部、３２：調整部、３２ａ：差動増幅器、３２ｂ：バイアス回路、３３：電気抵抗、４１：バイアス回路、４２：電気抵抗、７０ａ：第３トランジスタ、７０ｂ：第４トランジスタ、７０ｃ：第５トランジスタ、７０ｄ：第６トランジスタ、７０ｅ：差動増幅器

Claims (7)

1. 入力された交流信号に基づいて、第１基準電圧よりも第１電圧高いパルス幅の第１パルスと、前記第１基準電圧よりも第２電圧低いパルス幅の第２パルスとを各周期に含む出力信号を生成する出力信号生成部と、
   前記出力信号の各周期における前記第１パルスのパルス幅と前記第２パルスのパルス幅とが等しくなるように、前記出力信号に応じた第１バイアス信号を生成して前記出力信号生成部の入力側に帰還させる帰還回路と、
   を備える、電力増幅器。
2. 前記帰還回路は、
   前記出力信号の平均直流電圧を検出する検出部と、
   前記平均直流電圧が第１基準電圧に一致するように、前記第１バイアス信号を生成する差動増幅器と、を有する、請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記第１バイアス信号を前記出力信号生成部の入力側に帰還させるか否かを切り替える切替器と、
   前記切替器にて前記第１バイアス信号を前記出力信号生成部の入力側に帰還しない状態で、前記差動増幅器の出力信号を安定化させる前駆動部と、を更に備え、
   前記切替器は、前記前駆動部にて前記差動増幅器の出力信号を所定値にさせた後に、前記第１バイアス信号を前記出力信号生成部の入力側に帰還させる、請求項２に記載の電力増幅器。
4. 前記出力信号生成部は、
   第１基準電圧ノードと第２基準電圧ノードとの間にカスコード接続された、互いに導電型の異なる第１トランジスタ及び第２トランジスタを有し、
   前記第１トランジスタは、前記交流信号に応じた信号が入力される第１制御端子と、前記出力信号の周期ごとに第１パルス出力する第１出力端子とを有し、
   前記第２トランジスタは、前記交流信号に応じた信号が入力される第２制御端子と、前記出力信号の周期ごとに第２パルスを出力する第２出力端子とを有し、
   前記第１出力端子及び前記第２出力端子は互いに接続され、
   前記帰還回路は、前記第１制御端子及び前記第２制御端子の一方に繋がる信号ラインに前記第１バイアス信号を帰還させる、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力増幅器。
5. 前記第１制御端子及び前記第２制御端子の他方に繋がる信号ラインに第２バイアス信号を供給するバイアス供給回路を更に備える、請求項４に記載の電力増幅器。
6. 前記第１パルスのパルス幅と前記第２パルスのパルス幅とが一致するように前記第１基準電圧の電圧レベルを調整する基準電圧生成部を更に備える、請求項1乃至５のいずれか一項に記載の電力増幅器。
7. 前記出力信号は、前記各周期における半周期の時点を対称点とする点対称な波形を有する前記出力信号を生成する、請求項1乃至６のいずれか一項に記載の電力増幅器。